DE69225274T2

DE69225274T2 - Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung für Mobilzellenfunkempfänger

Info

Publication number: DE69225274T2
Application number: DE69225274T
Authority: DE
Inventors: Michael I. San Diego. Ca 92130 Parr; T. G. San Diego Ca 92126 Vishwanath; John L. Carlsbad Ca 92008 Watson
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: AT&T MVPD Group LLC
Priority date: 1991-06-27
Filing date: 1992-06-23
Publication date: 1999-01-14
Anticipated expiration: 2012-06-24
Also published as: US5537419A; AU1854592A; KR930001609A; NO922363D0; AU650206B2; DE69225274D1; EP0520969A3; US5263026A; AU4607993A; AU4609993A; FI922388A; AU643147B2; EP0520969A2; JPH05327785A; NO922363L; KR960006476B1; ATE165702T1; EP0520969B1; AU650593B2; FI922388A0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein digitale zellulare Übertragungen und insbesondere ein Entzerrungsverfahren zur Benutzung in mobilen digitalen zellularen Empfängern, basierend auf einer Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit.
Kommunikations- bzw. Übertragungskanäle in einer zellularen Umgebung beaufschlagen übertragene Signale mit einer Verzerrungswirkungs-Kombination. Rayleigh-Schwund, bei dem der wahrgenommene Leistungspegel eines Signals über einen weiten Bereich schnell steigt und fällt, ergibt sich aus der Kombination von Signalen, die sich kreuzende Wege aufweisen, die sich bezüglich ihrer Länge um zumindest einen signifikanten Bruchteil einer Wellenlänge (d. h. um 30 cm für zellulare Kommunikation) unterscheiden. Unterschiede der Wegübertragungszeiten, die die Zeit erreichen, die zur Übertragung eines Symbols bzw. Zeichens benötigt wird, führen zu einem zweiten Problem, das als verzögerte Ausbreitung bezeichnet wird.
Die verzögerte Ausbreitung führt zum Empfang von mehreren verzögerten Kopien eines übertragenen Signals. Jede Rayleigh- Schwund behaftete Kopie hat eine zufällig verteilte Amplitude und Phase, und die Rate, mit der diese komplexe Größe variiert, wird durch die Doppler-Handbreite begrenzt, die mit der Geschwindigkeit eines Fahrzeugs verbunden ist. In einer nicht frequenzselektiven Umgebung liefern die abgetasteten Ausgangssignale eines Optimalfilters des Empfängers unkorrelierte Schätzwerte der übertragenen Daten. Im Hinblick auf diskrete Zeitabtastungen zeigte der Kanal als solches ein Impulsantwortverhalten proportional einer Deltafunktion. Auf der anderen Seite wird die diskrete Zeitkanalimpulsantwort mit der verzö gerten Ausbreitung ausgedehnt, um Energie bei einer Anzahl von Symbol-Zeiten einzubringen. Die Wirkung des Kanals auf das übertragene Signal kann im Gegenzug als Faltung der übertragenen Information mit der Impulsantwort des Kanals gesehen werden. Der Kanal emuliert deshalb ein Faltungscodierungsverfahren.
Dies führt zu der Möglichkeit, die übertragene Information durch Verwendung von Verfahren zu schätzen, die analog zu typischen Decodierungsverfahren von gefalteten Codes sind, d. h. Schätztechniken einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit. US-A- 4 554 509 offenbart ein Frequenzumtastungsdemodulationssystem, bei dem über einen Kanal empfangene Abtastungen bzw. Abtastwerte verarbeitet werden, indem ein vorbestimmtes Schätzverfahren einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit beim Vorwärts- Durchlauf benutzt wird. In der Druckschrift IEEE National Conference on Telecommunications, 2.-5. April 1989, York, GB; IEEE, London, GB, 1989, Seiten 61-66, Lopes: "Performance of Viterbi Equalisers for the GSM System" ist ein Viterbi- Entzerrer für das GSM-System beschrieben, wobei im Empfänger eine Kanalschätzeinrichtung vorgesehen ist. EP-A-0 332 290 offenbart ebenfalls einen Entzerrer, der Mittel zur Erzeugung eines Schätzwerts der Kanalverzerrung, einen Speicher, ein Metrik (engl. metric)-Erzeugungsmittel und einen Prozessor zur Verarbeitung der erzeugten Metrik entsprechend einem Viterbi- Algorithmus zur Bestimmung des wahrscheinlichsten Wertes des empfangenen Signals umfaßt. Im Gegensatz zu der sehr verbreitet eingesetzten vorwärts gerichteten Fehlerkorrekturdecodierungsumgebung sind die Details des Codierverfahrens in einer rückwärtsgerichteten Fehlerkorrekturdecodierungsumgebung a priori für den Empfänger nicht bekannt. Die Erfindung ist auf Punkte gerichtet, die in Verbindung mit dem Bedürfnis stehen, die Ausgestaltung des Codierungsverfahrens abzuschätzen.
Es wäre deshalb wünschenswert, eine Verbesserung der Verarbeitung vorzusehen, wobei die die in Mobiltelefonen eingesetzten Entzerrer ausführen, wobei die Verbesserungen eine Reduzierung der Systemkomplexität liefern und zu einer besseren Leistung in einem schwundbehafteten Kanal führen sollen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung schafft eine Entzerrungstechnik, die den Kern eines Empfängers für digitale zellulare Mobiltelefone bilden kann. Sie liefert viele Vorteile, einschließlich: einem Nicht-Echtzeit-Betriebsmodus, der eine "Zeit-Umkehrungs"- Entzerrung, die die Bitfehlerratenleistung signifikant verbessert, ermöglicht und ausnutzt; die Verwendung einer Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit; die Verwendung einer kleinsten mittleren Quadrat-Nachführung eines variablen Koeffizienten, während der Abschätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals; und integrierte Symbolsynchronisationseinstellungs- und Trägernachführungsalgorithmen.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Empfänger zur digitalen Übertragung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren zur Kompensation eines Schwundes in innerhalb eines Zeitschlitzes übertragenen aufeinanderfolgenden Abtastwerten gemäß Anspruch 7. Die Technik der Verarbeitung empfangener Symbole bzw. Zeichen einschließlich bekannter Einleitungsdaten und übertragenen Daten kompensiert die Wirkung eines Leistungsschwundes, der durch einen frequenzselektiven schwundbehafteten Kanal verursacht wird. Ein spezieller Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bearbeitung von Abtastwerten, die über einen schwundbehafteten Kanal mit Verzögerungsausbreitung empfangen wurden, wobei die Abtastwerte mit einem Datenblock verbunden werden, der innerhalb eines Zeitschlitzes übertragen wurde, und wobei das Verfahren angepaßt ist, um Datenentscheidungen zu treffen und wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: (1) Speichern von Abtastwerten, die während des Zeitschlitzes empfangen werden; (2) Schätzen der Stelle innerhalb des Zeitschlitzes, an der Entscheidungsfehler am wahrscheinlichsten sind, durch Bestimmen der zeitlichen Stelle der maximalen Schwundtiefe in der übertragenen Kanalimpulsantwort; (3) Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem ersten empfangene Abtastwert und fortschreitend über die Stelle der maximalen Schwundtiefe hinaus, indem ein vorausgewähltes Verfahren zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit verwendet wird, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen; (4) Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem letzten empfangenen Abtastwert und fortschreitend in eine Rückwärtsrichtung bezüglich der zeitlichen Folge, in welcher die Abtastwerte gespeichert worden sind, über die zuvor geschätzte Stelle hinaus, unter Verwendung des Verfahrens zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen; (5) gleichzeitig mit den zuvor genannten zwei Verarbeitungsschritten, Erzeugen von Schätzwerten der Eigenschaften der Übertragungskanalimpulsantwort, die in dem Verfahren zum Schätzen der Folge maximaler Wahrscheinlichkeit verwendet werden; (6) Verarbeitung des Ausgangssignals des vorhergehenden Schätzwerterzeugungsschritts, um Datenentscheidungen zu erzeugen.
Der Schritt der Erzeugung von Kanalimpulsantwortschätzwerten umfaßt typischerweise die Verwendung variabler Abgriffskoeffizienten, die durch Schätzen von Abgriffseinstellungen bestimmt werden, innerhalb der geschätzten Kanalimpulsantwort durch Minimieren des Quadrats der Differenz zwischen tatsächlichen empfangenen Abtastwerten und denjenigen, die durch Hindurchführen bekannter übertragener Signale durch den geschätzten Kanal synthetisiert werden. Die Verarbeitung wird in einer iterativen Weise durchgeführt, durch Kombinieren vorhergehender Schätzwerte der Kanalimpulsantwort und neuer Schätzwerte davon auf der Grundlage früherer Informationen, und durch Variieren des Verhältnisses der Beträge aus den vorhergehenden und den neuen Schätzwerten als Funktion einer Stelle innerhalb des Zeitschlitzes.
Die Erfindung kann ferner eine Symbolsynchronisationseinstellungsprozedur umfassen, die folgende Schritte aufweist: (1) Verwenden einer Untermenge von Abtastwerten, die während eines Zeitschlitzes empfangen wurden, Erzeugen einer Fehlermessung, die einen Meßwert umfaßt, der den Grad der Übereinstimmung der geschätzten Kanalimpulsantwort mit der tatsächlichen Kanalimpulsantwort angibt; (2) Erzeugen einer Vielzahl von gleichen Meßwerten durch Benutzen gleichzeitig aufgezeichneter Abtastwerte mit unterschiedlichen Zeitversätzen, wobei zumindest ein Abtastwert vorauseilt und ein Abtastwert zeitlich bezüglich des zuvor genannten Meßwerts verzögert ist; (3) Ermitteln einer Bitzeit- bzw. Bitsynchronisationseinstellung, die den vorhergehenden Fehlermeßwert minimiert, und Einstellen der Abtastung, um die neu bestimmte Bitzeiteinstellung wiederzugeben.
Die Erfindung kann des weiteren auch eine Träger-Versatz- Nachführungstechnik umfassen, die folgende Schritte aufweist: (1) Aufzeichnen von zumindest zwei Abtastwerten von zumindest einem Abgriff innerhalb der geschätzten Kanalimpulsantwort an ausgewählten Symbolstellen innerhalb des Zeitschlitzes während des Entzerrungsverfahrens; (2) Erzeugen von Frequenzversatz- Schätzwerten in jedem der Vielzahl von Zeitschlitzen durch Beobachten der Phasendifferenz in jedem Zeitschlitz zwischen den zumindest zwei Abtastwerten; (3) Kombinieren dieser Vielzahl von Frequenzversatz-Schätzwerten durch Verwenden eines Filterverfahrens, um einen präzisen Frequenzversatz-Schätzwert zu erzeugen; (4) Einstellen einer steuerbaren Frequenzquelle, um den präziseren Frequenzversatz-Schätzwert zu kompensieren.
Die vorliegende Erfindung verwendet auch ein Verfahren zur Schätzung der vorwärts gerichteten maximalen Wahrscheinlichkeit, das Abtastwerte bearbeitet, die über einen Kanal mit Verzögerungsausbreitung und Schwund empfangen wurden, der zur Durchführung von Datenentscheidungen ausgebildet ist. Dieses Verfahren umfaßt die folgenden Schritte: Abspeichern der während des Zeitschlitzes empfangenen Abtastwerte; Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem ersten empfangenen Abtastwert und fortschreitend über den zuletzt empfangenen Abtastwert des Zeitschlitzes hinaus, durch Verwendung eines vorbestimmten Verfahrens zur Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen; gleichzeitig mit der vorherigen Verarbeitung Erzeugen von Schätzwerten der Eigenschaft der Übertragungskanalimpulsantwort, die in dem Verfahren zur Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit verwendet werden; Verarbeitung der Ausgangs signale der vorhergehenden Schritte, um Datenentscheidungen zu erzeugen.
Das Verfahren zur Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit bietet signifikante Leistungsvorteile im Vergleich zu alternativen Entzerrungsoptionen, wie bspw. die Entscheidungsrückkopplungsentzerrung. Im Hinblick auf einzuhaltende definierte Industriestandards für die Leistung digitaler zellularer Telefone, die in Schwundumgebungen eingesetzt werden, hebt sich die Leistung der Entzerrung ab, die das erfindungsgemäße Verfahren zur Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit verwendet. Es ist das einzig bekannte Verfahren, das in der Lage ist, die momentanen digitalen zellularen Mobiltelefonspezifikationen zu erfüllen oder sogar zu erreichen. Der Zeit-Umkehrungs-Betrieb verbessert des weiteren die Leistung und ermöglicht eine Implementation eines die Standards erfüllenden mobilen Empfängers mit angemessener Komplexität.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die verschiedenen Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung können mit Bezug auf die folgende detaillierte Beschreibung in Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen besser verstanden werden, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche strukturelle Elemente bezeichnen, und in denen:
Fig. 1 ein Graph einer Amplitude eines schwundbehafteten Kanals bezüglich der Zeit und ein Diagramm der Signale in diesem Kanal ist;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines digitalen zellularen mobilen Telefonempfängers ist, der einen auf der Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit basierenden Entzerrer gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufweist;
Fig. 3 das Verfahren zeigt, das in dem auf einer Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit basierenden Entzerrer der Fig. 2 ausgeführt wird;
Fig. 4 ein Graph des relativen Fehlers auf der vertikalen Achse gegenüber einem Bitsynchronisationsversatzes auf der horizontalen Achse für ein typisches empfangenes Signal der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 5 ein Flußdiagramm ist, das das von dem Entzerrer der vorliegenden Erfindung ausgeführte Verfahren darstellt, um eine Trägerfrequenzversatzkompensation zu implementieren; und
Fig. 6A und 6B Flußdiagramme sind, die das in dem Entzerrer der vorliegenden Erfindung ausgeführte Verfahren zeigen, um eine Bitsynchronisation zu implementieren.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

Bezugnehmend auf die Zeichnungsfiguren illustriert Fig. 1 ein Problem, das mit dem Empfang in einer mobilen Umgebung verbunden ist, die einen mit Schwund behafteten Kanal aufweist. Fig. 1 ist ein Graph, der einen empfangenen Leistungspegel von einem typischen schwundbehafteten Kanal auf der vertikalen Achse zeigt, während die Zeit auf der horizontalen Achse aufgetragen ist. Die Stelle des Leistungsschwundes F ist in einem typi schen Zeitschlitz gezeigt. Das Diagramm unterhalb des Graphs zeigt die Rahmenstruktur des schwundbehafteten Kanals gegenüber der gleichen Zeitachse. Unterhalb der Rahmenstruktur ist der Zeitschlitz vergrößert dargestellt und umfaßt einen Vorspann PR und ein codiertes digitales Verifikationsfarbcodierungsfeld (CDVCC), das bekannte Daten umfaßt, das zur Initialisierung eines Empfängersystems eingesetzt wird, das den erfindungsgemäßen Entzerrer verwendet. Dem folgt ein Nachspann PO, der den Vorspann des nächsten Symbols des Kanals darstellt. Im untersten Abschnitt der Fig. 1 ist das erfindungsgemäße Entzerrungsverfahren mit den Pfeilen "A" und "B" dargestellt, wobei der erfindungsgemäße Entzerrer vorwärts gerichtete und zeitumgekehrte Berechnungen durch die Stelle des Leistungsschwundes ausführt, um die Ziele der vorliegenden Erfindung zu erreichen. Dies wird nachfolgend mit Bezug auf die Fig. 2 und 3 umfassender beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen zellularen mobilen Telefonempfängersystems 20, das einen auf der Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit basierenden Entzerrer 21 gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung umfaßt. Das System 20 weist einen Verstärker 22 auf, dessen Ausgang über einen Abwärtsumsetzer, der eine Frequenzquelle 23 und einen Mischer 24 umfaßt, mit einem analogen Filter 25 gekoppelt ist. Ein Analog/Digital-Umsetzer 26 ist mit dem analogen Filter 25 gekoppelt, um die abwärts umgesetzten Daten zu digitalisieren. Ein Optimalfilter 27 ist zwischen dem Analog/Digital-Umsetzer 26 und dem erfindungsgemäßen Entzerrer 21 gekoppelt. Der Entzerrer 21 umfaßt einen Speicher 30, ein Entzerrungsgitter 31 (engl. estate equalization trellis), das zur Berechnung der Metrik (engl. metric) der Schätzung der Folge maximaler Wahr scheinlichkeit ausgebildet ist, einen Kanalimpulsantwort- Schätzer 32, und eine Entzerrer-Steuerungsschaltung 33.
Eine seriell verbundene AGC-Schaltung 35 und eine Verstärkungssteuerungsschaltung 38 sind mit dem Verstärker 22 verbunden. Die Entzerrersteuerungsschaltung 33 ist mit einem Ausgang des Optimalfilters 27 und mit einem Eingang der Frequenzquelle 23 verbunden. Eine Symbolabtast(Bitsynchronisation)- Synchronisations-Steuerungsschaltung 37 ist mit der Entzerrersteuerungsschaltung 33 und der Erfassungsschaltung 36 verbunden und liefert Steuerungssignale an den Analog/Digital-Umsetzer 26. Der Ausgang des Optimalfilters 27 ist mit der AGC-Schaltung 35 und der Erfassungsschaltung 36 und mit der Entzerrersteuerungsschaltung 33 verbunden, die zur Steuerung der Frequenzquelle 23 eingesetzt wird und Übungsdaten zur Verwendung bei der Initialisierung des Entzerrers 21 liefert.
Im Betrieb wird ein teilweise gefiltertes IF-Signal mit einer Mittenfrequenz von 85,05 MHz dem verstärkungsgesteuerten Verstärker 22 zugeführt. Das resultierende Signal wird dann auf eine Frequenz von 461,7 kHz abwärts umgesetzt, indem die Frequenzquelle und der Mischer 24 verwendet werden. Dieses Signal wird dann durch Einsatz eines schmalbandigen analogen Filters 25 gefiltert, um die meisten der empfangenen Signale außerhalb des interessierenden 30 kHz Bandes abzuweisen. Das resultierende Signal wird dann abgetastet und in digitale 8 Bit Abtastwerte umgesetzt, indem der Analog/Digital-Umsetzer 26 verwendet wird. Ein digitales FIR-Filter 27 mit 16 bruchteilig getrennten Abgriffen führt dann eine Optimalfilterung aus, um symbolgetrennte Abtastwerte zu erzeugen, die dem Entzerrer 21 zugeführt werden. Die zeitweilig mit einem Offset versehenen Optimalfilter 32, die im wesentlichen mit den Optimalfiltern 27 übereinstimmen, sind zur Benutzung durch die Symbolsynchronisationssteuerungsschaltung 37 über die Entzerrersteuerungsschaltung 33 vorgesehen.
Die grundlegenden Prinzipien der Schätzung maximaler Wahrscheinlichkeit sind bekannt und basieren auf einer Viterbi- Decodierung. Das Verfahren zur Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit kann wie folgt umschrieben werden. Der Kanal hat eine Impulsantwort, die eine signifikante Energie in sagen wir N Symbolen besitzt. Es sei angenommen, daß der Sender eine Folge von Symbolen aussendet, die viel länger als N ist. Die übertragene Folge kann als Übergänge zwischen Zuständen beschrieben werden, in denen jeder Zustand einer Gruppe von N-1 übertragenen Symbolen entspricht. Die Zustände entsprechen deshalb überlappenden Gruppen übertragener Symbole. In aufeinanderfolgenden Zuständen sind deshalb alle außer einem konstituierenden Symbol gleich, und die möglichen Übergänge zwischen Zuständen sind entsprechend begrenzt. Während jeder Abtastwert empfangen wird, berücksichtigt das Entzerrungsgitter 31 jede mögliche Folge von N Symbolen, die zu dessen Wert beigetragen haben könnte, indem die Folge mit der geschätzten Kanalimpulsantwort gefaltet wird. Für jede angenommene Folge entspricht das Faltungs-Resultat oder entspricht es nicht in gewisser Weise (definiert durch eine Statistik, die Metrik genannt wird) dem gemessenen Abtastwert. Auf einer individuellen Basis ist die angenommene Folge, die die beste Übereinstimmung mit dem gemessenen Abtastwert (beste Metrik) aufweist, die am wahrscheinlichsten übertragene. Über viele Abtastwerte und unter der Einschränkung, daß nur gewisse Zustandsübergänge mög lich sind, hat jedoch der Pfad (Folge von Zuständen) mit der minimalen kumulativen Metrik die maximale Wahrscheinlichkeit und ist das, was der Decodierer auswählt.
Das System 20 hat kein a priori-Wissen über die Ausbildung bzw. den Aufbau des in dem Sender verwendeten Codierers. Die Leistung des Entzerrers 21 hängt deshalb von der Genauigkeit des Schätzwerts des Zustands des Codierers ab, die Kanalimpulsantwort (CIR). Fig. 2 zeigt auch die Signale, die zum Schätzen der Kanalimpulsantwort verwendet werden. Das Ziel besteht darin, die Ausbildung des transversalen finiten Impulsantwortfilters zu schätzen, das als Eingangssignal die übertragenen Informationssymbole {a(n)} zugeführt bekäme und das als Ausgangssignal die von dem angepaßten Filter genommenen Abtastwerte {z(n)} erzeugt. Während der Übertragung von Vorspannen und der codierten digitalen Verifikationsfarbcodierungen, kennt der Empfänger die Werte von {a(n)}. Zu anderen Zeitpunkten sind jedoch nur die geschätzten Werte {ad(n)} zur Verwendung in dem Verfahren zur Schätzung der Kanalimpulsantwort verfügbar. Diese Abhängigkeit führt zu der Möglichkeit einer signifikanten Leistungsminderung. Falls Entscheidungsfehler von dem Entzerrer kommen, und diese dann zur Aktualisierung des Schätzwerts der Kanalimpulsantwort verwendet werden, werden dann weitere Entscheidungsfehler wahrscheinlicher und führen im Kreis zu weiteren Entscheidungsfehlern und zu einem Abbruch bzw. Zusammenbruch des Entzerrungsverfahrens. Dieses Phänomen wird als "Kanalimpulsantwortsnachführungs-Zusammenbruch" bezeichnet. Solche Schwierigkeiten tauchen am wahrscheinlichsten zu Zeitpunkten auf, in denen das Signal/Rausch-Verhältnis minimal ist, oder wenn die empfangene Signalleistung während des Empfangs eines Schlitzes minimal ist.
Innerhalb des IS-54 Standards, der die Schnittstelle zwischen mobilen und Feststationen für nordamerikanische digitale zellulare Systeme beschreibt, geht jedem Informationszeitschlitz eine bekannte Folge, die als Vorspann bezeichnet wird, voraus. Wie durch den Empfänger gezeigt, ist deshalb die Information in dem Zeitschlitz auf beiden Seiten durch bekannte Folgen begrenzt; der Vorspann dieses Schlitzes und der Vorspann des nachfolgenden Schlitzes. Folglich ist dieser Entzerrer 21 geeignet, die Wirkung des Abbruchs bzw. Zusammenbruchs der Kanalimpulsantwort-Nachführung zu lindern. Indem der wahrscheinlichste Zeitpunkt des Auftretens dieses Problems gefunden wird, erreicht der Entzerrerbetrieb diesen Zeitpunkt von sowohl der vorwärts gerichteten als auch der Zeit-umgekehrten Richtung, wobei beide mit bekannten Informationsfolgen beginnen, die für das Training nützlich sind. Wird angenommen, daß ein Zusammenbruch der Kanalimpulsantwort-Nachführung auftritt, minimiert diese Lösung die Anzahl der beeinflußten Symbole, indem der Fehlerpunkt vorhergesagt wird und die Entzerrung oberhalb dieses Punktes vermieden wird.
Bei 100 km/h, was die maximale in IS-55 spezifizierte Geschwindigkeit ist, wobei im IS-55 die minimalen Leistungsanforderungen an die mobile Einheit beschrieben sind, liegt die mittlere Zeit zwischen Schwunderscheinungen im Bereich von 12 Millisekunden. Bei einer vorgegebenen Zeitschlitzdauer von etwa 6, 7 Millisekunden ist die Wahrscheinlichkeit, daß zwei signifikante Schwunderscheinungen während eines Zeitschlitzes auftreten, gering. Allerdings liegt das codierte digitale Verifikationsfarbcodierfeld sehr nahe an der Mitte des Schlitzes. Selbst nach einem Zusammenbruch der Kanalimpulsantwortnachführung wird sich der Kanalimpulsantwortschätzer 32 während der Verarbeitung der codierten digitalen Verifikationsfarbcodierungen, aufgrund der Gewißheit der übertragenen Daten, sehr wahrscheinlich wieder erholen. Folglich ist die zugrundeliegende Zeitdauer, bei der mehrere Schwunderscheinungen von Bedeutung sein können, etwa 3,5 Millisekunden. Die Wahrscheinlichkeit von mehr als einer tiefen Schwunderscheinung, die während dieser Zeit auftritt, ist sehr gering. Folglich verbessert die Zeitumgekehrte Entzerrung die Bitfehlerratenleistung in der digitalen zellularen Umgebung.
Der vorliegende Entzerrer 21 benutzt eine 4- Zustandsarchitektur entsprechend N = 2, wobei N die Länge der geschätzten Kanalimpulsantwort ist. Diese Wahl geht davon aus, daß die Energie in zwei (symbolgetrennten) Abtastungen der Kanalimpulsantwort dominiert. Um Probleme bezüglich eines Zusammenbruchs der Kanalimpulsantwortnachführung zu vermeiden, wird eine rückwärtsgerichtete Entzerrung für jene Symbole benutzt, die dem minimalen Leistungspunkt in einem empfangenen Zeitschlitz folgen.
Speziell zeigt Fig. 3 das Verfahren, das in dem auf einer Schätzung der Folge maximaler Wahrscheinlichkeit basierenden Entzerrer 21 der Fig. 2 ausgeführt wird. Der erste Schritt umfaßt das Auffinden der Stelle des Leistungsschwundes (Box 51) bezüglich einer Symbolnummer. Die Verarbeitung beginnt in Vorwärtsrichtung auf die Stelle des Leistungsschwundes zu. Die Symbolnummer wird auf Null gesetzt (Box 52), und wird dann inkrementiert (Box 53). Eine Entscheidung wird getroffen, ob das dann verarbeitete Symbol ein Trainingssymbol (Box 54) ist. Falls das betroffene Symbol ein Trainingssymbol ist, werden Trainingsdaten eingesetzt (Box 57). Falls ein Trainingssymbol nicht verarbeitet wird, wird das Entzerrungsgitter dann eingesetzt, um Metrik zu erzeugen und, falls möglich, eine Entscheidung zu treffen (Box 55). Dies wird durch Verwendung von später beschriebenen Gleichungen durchgeführt. Dann wird bestimmt, ob eine Entscheidung getroffen wurde (Box 56). Falls eine Entscheidung getroffen wurde, wird ein Schätzwert der Kanalimpulsantwort erzeugt (Box 58). Falls die Entscheidung nicht getroffen wurde, oder sobald der Kanalimpulsantwort-Schätzwert erzeugt wurde, wird die Symbolnummer mit der Stelle des Leistungsschwundes plus einer vorbestimmten Anzahl von zusätzlichen Symbolen (Box 59) verglichen. Die Verarbeitung wird dann wiederholt, indem die Symbolnummer (Box 53) inkrementiert wird und durch Wiederholen der Schritte (Box 54-59), bis die Schwundstelle plus einer vorbestimmten Anzahl von zusätzlichen Symbolen erreicht wurde.
Sobald die gewünschte Symbolstelle erreicht ist (Box 59) wird bspw. die Verarbeitung in umgekehrter Richtung durchgeführt beginnend mit dem Vorspann des nächsten nachfolgenden Zeitschlitzes, nämlich der Symbolnummer 177. Die Symbolnummer wird auf 178 gesetzt (Box 62), und dann dekrementiert (Box 63). Eine Entscheidung wird getroffen, ob das Symbol dann als Trainingssymbol (Box 64) verarbeitet wird. Falls das betroffene Symbol ein Trainingssymbol ist, werden Trainingsdaten eingefügt (Box 67). Falls ein Trainingssymbol nicht verarbeitet wird, wird das Entzerrungsgitter verwendet, um eine Zweig-Metrik und eine Entscheidung (Box 65) zu erzeugen. Dies wird erreicht, indem die später beschriebenen Gleichungen verwendet werden. Dann wird bestimmt, ob eine Entscheidung getroffen wurde (Box 66). Falls eine Entscheidung getroffen wurde, wird ein Schätzwert der Kanalimpulsantwort erzeugt (Box 68). Falls keine Entschei dung getroffen wurde, oder sobald der Schätzwert der Kanalimpulsantwort erzeugt wurde, wird die Symbolnummer mit der Stelle des Leistungsschwundes minus einer vorbestimmten Anzahl von zusätzlichen Symbolen (Box 69) verglichen. Die Verarbeitung wird dann wiederholt, indem die Symbolnummer (Box 63) dekrementiert wird und die Schritte wiederholt werden (Boxen 64-69), bis die Schwundstelle minus einer vorbestimmten Anzahl von zusätzlichen Symbolen erreicht wurde.
Im Betrieb lassen sich insbesondere die dem Entzerrer 21 zugeführten Abtastwerte mit z(n) identifizieren, und die Ausgangsentscheidungen können mit a(n) identifiziert werden. Die Wahrscheinlichkeit der Richtigkeit von a(n) hängt von der Stelle innerhalb der Blöcke ab. Wenn a(n) mit Gewißheit bekannt ist, werden die Werte a(n), bezeichnet als at(n), von dem Kanalimpulsantwortschätzer 32 zum Üben benutzt. Zu anderen Zeitpunkten ist der beste Schätzwert von a(n) der Ausgang des Rückführungsentscheidungsverfahrens des Entzerrungsgitters 31, bezeichnet als ad(n).
Das Entzerrungsgitter 31 arbeitet wie folgt. Die Entzerrung schreitet in Vorwärtsrichtung vom Beginn des Vorspanns bis M Symbolen nach dem minimalen Leistungssymbol fort. In umgekehrter Richtung erfolgt das gleiche mit einer Verarbeitung aufeinanderfolgender M Symbole über den minimalen Leistungspunkt hinaus. Diese Überlappung gewährleistet, daß die Rückführung durch das Gitter sehr wahrscheinlich zu einem einzigen Pfad durch den minimalen Leistungspunkt konvergiert.
Die Rückführung der tatsächlichen Entscheidungen tritt nicht während der Beendigung des Entzerrungsverfahrens auf. Zu sätzlich zu der letzten Rückführung besteht jedoch der Bedarf nach vorläufigen Entscheidungen während der Entzerrung, um Datenschätzungen der Kanalimpulsantwortschätzung zu liefern, um aktuell zu bleiben. Eine Einschränkung bei der Bestimmung dieser vorläufigen Entscheidungen taucht auf (a) weil je aktueller die Information ist, desto aktueller kann die Schätzung der Kanalimpulsantwort sein (es sei daran erinnert, daß der Kanal von einem stationären Kanal mit hohen Geschwindigkeiten entfernt ist), und (b) je höher die Anzahl der Symbole, die berücksichtigt werden, bevor die vorläufigen Entscheidungen getroffen werden, desto genauer werden die Entscheidungen; und folglich desto niedriger ist die Wahrscheinlichkeit, daß der Fehler in die Schätzung der Kanalimpulsantwort einfließt. Im Falle der 4-Zustandsentzerrung ist die Empfindlichkeit auf die Anzahl der beschränkten Längen der eingeführten Verzögerung sehr gering.
Zweig(br)-Metrik (metric) werden in dem Entzerrer 21 entsprechend der nachfolgenden Gleichung berechnet:
wobei app_state (1) einen hypothetischen Zustand darstellt in Kombination mit potentiellen Eingangsdaten; ah(l, n) ein entsprechendes übertragenes Signal (Konstellationspunkt) ist, C die aktuelle Schätzung der Kanalimpulsantwort darstellt, und z das gemessene Ausgangssignal des Optimalfilters 27 ist.
Der Kanalschätzer 32 verwendet einen Algorithmus des kleinsten mittleren Quadrats zweiter Ordnung, um die Koeffizi enten des Transversalfilters 27 zu bestimmen, das eine Schätzung des Kanals ist.
wobei C&sub0;(k) und C&sub1;(k) komplexe Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort-Abgriffe sind, CS0(k) und Cn(k) komplexe Zwischenwerte sind, die die geschätzten Kanalimpulsantwort-Abgriffe betreffen, um eine Verarbeitung zweiter Ordnung zu ermöglichen, K&sub1; und K&sub2; die realen Verstärkungswerte sind, die die Nachführungsrate des Verfahrens zur Schätzung der Kanalimpulsantwort steuern, z(k) komplexe symbolgetrennte abgetastete Ausgangssignale des Empfänger-Optimalfilters sind, und a(k) komplexe geschätzte oder bekannte Werte der übertragenen Symbole sind.
Die Werte K&sub1; und K&sub2; innerhalb dieser Gleichungen steuern die Adaptionsrate, und (umgekehrt) die Empfindlichkeit auf Rauschen und Entscheidungsfehler. Folglich sind zum Minimieren der Fehlerrate Abstriche zwischen der Möglichkeit des Feststellens von Änderungen im Kanal und Leistungsverschlechterungen bedingt durch nicht perfekte Eingangsinformationen benötigt, um die Werte K&sub1; und K&sub2; zu optimieren. Die optimalen Werte von K&sub1; und K&sub2; variieren als Funktion der momentanen Signal/Rauschverhältnisse, und demnach als Funktion der Schwundtiefe. Des halb wurden Algorithmen zur Modifizierung der Werte während jedes Blocks mit bemerkbaren Verbesserungen der Leistung im Vergleich zu jener, die mit konstanten Einstellungen erreichbar ist, ermittelt.
Eine Lösung zur Modifizierung von K&sub1; und K&sub2; hat eine gute Leistung erbracht und lautet wie folgt:
1. Einstellen der Werte von K&sub1; und K&sub2;, die an dem Symbol angewendet werden, das als mit dem tiefsten Schwund übereinstimmend festgestellt wurde; K&sub1;_fade.
2. Lineares Einstellen jedes Werts (mit einer vorgegebenen Steigung -K&sub1;_slope und K&sub2;_slope), um die ausgewählten Werte an der Schwundstelle zu erreichen, durch
vor der Vorwärts-Verarbeitung - Initialisieren
K&sub1; = K&sub1;_fade - K&sub1;_slope · fade_location
K&sub2; = K&sub2;_fade - K&sub2;_slope · fade_location
vor der Rückwärts-Verarbeitung - Initialisieren
K&sub1; = K&sub1;_fade - K&sub1;_slope · (177 - fade_location)
K&sub2; = K&sub2;_fade - K&sub2;_slope · (177 - fade_location)
während der Verarbeitung - wenn jedes Symbol verarbeitet wird
K&sub1; = K&sub2; + K&sub1;_slope
K&sub2; = K&sub2; + K&sub1;_slope,
wobei K&sub1;_fade der reale Wert von K&sub1; an dem Symbol mit maximaler geschätzter Schwundtiefe ist, K&sub2;_fade der reale Wert von K&sub2; bei dem Symbol mit maximaler geschätzter Schwundtiefe ist, K&sub1;_slope das reale Inkrement in K&sub1; ist, das während der Verarbeitung von jedem Symbol angewendet wird, K&sub2;_slope das reale Inkrement in K&sub2; ist, das während der Verarbeitung jedes Symbols angewendet wird, und fade_location die Symbolnummer bei der maximalen geschätzten Schwundtiefe ist, und last_location die Symbolnummer des letzten Symbols ist.
Die Schätzung der Stelle des Leistungsschwundes macht die Verwendung der empfangenen Symbole von dem Optimalfilter 27 erforderlich, und die Einstellungen an der AGC-Schaltung 35, die während des Empfangs dieser Symbole aktiv waren. Wenn die Antwort des Verstärkers 22 auf die AGC-Schaltungseinstellungen wirksam werden, tauchen die ersten Verzögerungen bei der Benutzung dieser Information in dem Optimalfilter 27 auf. Dieses Filter 27 ist ein Filter mit linearer Phase (konstante Verzögerung), so daß die verfügbare Eingangsinformation sehr einfach in eine präzise Schätzung der Hüllkurven-Leistung umgewandelt werden kann. Diese Hüllkurve bzw. Umhüllende wird durch ein rechteckiges FIR-Filter über etwa zehn (10) Symbolzeitpunkte mit sehr gutem Ergebnis gemittelt.
Nach Beendigung der Erfassung sollte der Trägerfrequenzversatz geringer als 200 Hz sein. Um ohne Beeinträchtigung zu arbeiten, sollte der Versatz (Offset) im Bereich von 20 Hz oder weniger liegen. Demnach muß die Schätzung und die Korrektur des Trägerversatzes der Erfassung fortgeführt werden. Das hierfür verwendete Verfahren macht sich die Tatsache zunutze, daß bei Auftreten eines Frequenzversatzes die Abgriffe der Kanalimpulsantwort konsistent rotieren werden, mit einer Rate, die proportional dem Versatz ist. Änderungen der Abgriffsphasen über festgelegte Zeitperioden liefern deshalb eine beobachtbare Eigenschaft zur Anwendung bei der Frequenzsteuerung. Es sei angemerkt, daß zufällige Phasenänderungen zusätzlich zu diesen konsistenten Ratenänderungen auftreten, so daß ein Filterverfahren zur Extraktion des Frequenzversatzes benutzt wird. In der Praxis können Versätze (Offsets) von etwa 1000 Hz aufgelöst werden, obwohl der maximal erwartete Versatz nach der Erfassung 200 Hz ist. Die verwendete Lösung lautet wie folgt:
1. Während des Empfangs jedes Blocks wird die Hälfte des Blocks, der nicht den tiefsten Schwund umfaßt, für die Nachführung ausgewählt. Dieses Schema hat die Vermeidung von sehr hohen Änderungsraten in der Phase zum Ziel, die typischerweise Übergänge mit niederen Signalamplituden begleiten.
2. Zwei Abtastwerte jeder der zwei geschätzten Kanalimpulsantwort-Abgriffe werden aufgezeichnet: direkt nach dem Vorspann (oder in den Nachspann führend, falls der Schwund während der ersten Hälfte des Zeitschlitzes auftritt), und 20 Symbole später (oder 20 Symbole früher). Bei einer Symbolrate von 24.300 Symbolen pro Sekunde, würde ein 100 Hz Offset zu einer durchschnittlichen Rotation von 29,6 Grad während 20 Symbolperioden führen. Für jede Rotation über 180 Grad würde die beobachtete Rotation geringer sein als 180 Grad, allerdings in die entgegengesetzte Richtung. Dieses Aliasing könnte die Leistung des Frequenzoffsets oberhalb etwa 300 Hz beeinträchtigen. Im typischen Ablauf hat sich die Verschlechterung der Leistung, die aus solchen Aliasing resultiert, als minimal herausgestellt, aufgrund der Anti-Aliasing-Filterung, die der Nachführung zu eigen ist. Die Auswahl eines Abtastfensters von 20 Symbolen basierte auf der Sorge um dieses Aliasing. Andererseits würde ein breiteres Fenster die Rauschunempfindlichkeit verbessern.
3. Aus Informationen, die während der Bitsynchronisations-Feinabstimmung bestimmt werden, wird der dominierende Abgriff ausgewählt. Indem die aufgezeichneten Einstellungen für diesen Abgriff verwendet werden, wird eine Phasenänderung berechnet, die zu einem Schätzwert des Frequenzoffsets führt.
4. Diese Schätzwerte werden dann über viele Blöcke gefiltert, um das Rauschen zu reduzieren, das hauptsächlich durch die zufällige (im Mittel Null) Präsenz des Doppler-Offsets und des Gauss'schen Rauschens auftritt. Der Filterausgang liefert einen Schätzwert des Trägeroffsets und kann zur direkten Aktualisierung der Frequenzsteuerungshardware benutzt werden. Der Offset ist wie folgt gegeben:
f_offset_estimatek+1 = (1 - Kf0)f_offset_estimatek + Kf0freq_observed,
wobei freq_observed aus der beobachteten Phasenänderung erhalten wird, die Konstante Kf0 steuert die Konvergenzrate des Schätzverfahrens, f_offset_estimatek ist der geschätzte Frequenzoffset bei dem Rahmen "k", und Kf0 ist eine Konstante, die die Konvergenzrate der Frequenznachführung steuert. Falls f_offset_estimate die halbe Auflösung der Frequenzquelle erreicht, wird ein Schritt in der Frequenz durchgeführt, bspw. falls die Auflösung 20 Hz ist und f_offset_estimate 10 Hz überschreitet, wird dann eine 20 Hz Änderung der Referenz ausgeführt. Zur gleichen Zeit wird f_offset_estimate neu initialisiert.
Mit Bezug auf Fig. 5 wird ein Flußdiagramm dargestellt, das die Verarbeitung zeigt, die der Entzerrer 20 ausführt, um die Trägerfrequenzoffsetkompensation zu implementieren. Indem ein bereits lokalisierter Schwund benutzt wird, wird eine Entscheidung (Box 100) getroffen, ob die erste oder die zweite Hälfte des empfangenen Schlitzes für die Frequenzoffsetschätzung benutzt werden soll. Basierend auf dieser Entscheidung werden 20 Symbole entfernt in der entsprechenden Hälfte des Schlitzes (Boxen 101, 102) Abtastwerte genommen. Für den ausgewählten Fall werden individuelle Abgriffe verglichen und der größere wird ausgewählt (Entscheidungen 103, 104). Die Phasen dieser ausgewählten Abgriffe bei den ausgewählten zwei Zeitpunkten werden dann substrahiert (Boxen 105-108), um "freq_observed" zu erzeugen, ein verrauschter Schätzwert des Offsets. Dieser wird gefiltert (Box 109), um einen genauen Schätzwert des Offsets zu erzeugen. Falls eine Einstellung der Einstellwerte der Frequenzsteuerung diesen Offset reduzieren würde, wird die Entscheidung hierfür getroffen (Entscheidung 110); und die Entscheidung wird dann implementiert (Box 111).
Der Entzerrer ist angemessen unempfindlich gegenüber Fehlern in der Bitsynchronisation. Aus den folgenden Gründen werden jedoch die Symbolsynchronisationseinstellungen während des Entzerrerbetriebs fortgeführt. Der anfängliche Schätzwert, der durch die Erfassung erzeugt wird, kann ausreichend von der optimalen Synchronisierung abweichen, so daß das Ergebnis von dieser Einstellung profitieren würde. Die Übertragungs- und Empfangssymbolsynchronisationstakte können um etwa 5 ppm differieren, was zu einem Drift von etwa 0,1 us pro Rahmen (oder einem Symbol alle acht Sekunden) führt. Dieser Drift muß kompensiert werden. In der Praxis tauchen bezüglich der durchschnittlichen Stärke individuell unabhängig voneinander verzögerte Signalwege zufällig auf und verschwinden wieder, denen am besten mit unterschiedlichen Symbolsynchronisierungen begegnet wird. Eine optimale Symbolsynchronisation hängt von der Fähigkeit ab, diese wechselnden Situationen zu erfassen.
Der Ablauf der Symbolsynchronisationssteuerung ist wie folgt. Die Lösung hat Ähnlichkeit mit den Früh-Spät- Austastungsschemata, die häufig in Direkt-Folgespektrumserweiterungsempfängern verwendet werden. Sobald jeder Block empfangen ist, wird eine Messung des Fehlers zwischen dem erwarteten Vorspann und dem tatsächlich empfangenen Vorspann erzeugt. Zusätzlich werden in alternierenden Rahmen gleiche Messungen bei zeitvoreilenden und nacheilenden (verzögerten) Versionen der gleichen Eingangsabtastungen durchgeführt. Falls keine Synchronisationseinstellung notwendig ist, sollte der erzeugte Fehler mit der existierenden Synchronisierung geringer sein (im Durchschnitt) als jeder der anderen. Einstellungen werden durchgeführt, wenn dies nicht der Fall ist oder wenn ein konsistentes Mißverhältnis zwischen den voreilenden und nachei lenden Fehlerschätzwerten gibt. Dieses Verfahren ist einfach eine Suche nach einer Bitsynchronisierung, die die Fehlerstatistik minimiert, wie in Fig. 4 dargestellt. Die verwendete Steuerungsschleife umfaßt einen Schätzer eines beliebigen konsistenten Synchronisationswechsels, entsprechend dem Drift bezüglich des Senders. Ein Drift in der Größenordnung von 10 ppm kann durch diese Schleife kompensiert werden.
Diese Suche nach einem Minimum kann durch die mögliche Präsenz eines lokalen (nicht globalen) Minimums erschwert werden. Tatsächlich ist die Präsenz von zwei Minima statistisch üblich (entsprechend den zwei Abgriffen implizit in der Entzerrerstruktur - siehe Fig. 1). Die Lösung, um diesen Konflikt aufzulösen, ist wie folgt. Das am weitesten fortgeschrittene Minimum wird als die bevorzugte Abtastzeit betrachtet. Eine Vielzahl von Minima tauchen typischerweise auf, wenn es ein geringes Maß an Verzögerungsausbreitung gibt, d. h. weniger als etwa 10 uS. Unter diesen Bedingungen unterscheidet sich das Verhältnis der Größen der geschätzten Pfade in der "symbolbeabstandeten" Kanalimpulsantwort signifikant im Bereich des am weitesten fortgeschrittenen Minimums von demjenigen in dem am weitesten verzögerten Fall. Demnach liefert das Verhältnis der Abgriffsgrößen eine Statistik, aus der auf die Geeignetheit eines ausgewählten Minimums geschlossen werden kann.
Die Fig. 6A und 6B zeigen Flußdiagramme, die das Verfahren darstellen, das von dem Entzerrer 20 ausgeführt wird, um die Bitsynchronisierungssteuerung zu implementieren. Eingangssignale (Box 80) umfassen die Beginn-Zeit und die Zeit-Offset- Abtastwerte (z(n) und z offset(n)), und ein Flag, das die Richtung des Zeitoffsets anzeigt. Die planmäßigen (on-time) Abta stungen werden dem Entzerrer 20 zugeführt genauso wie sie während eines normalen Trainings 83 zugeführt werden. Ebenso werden Zeitoffset-Abtastwerte dem Entzerrer 20 (Box 84) zugeführt. In beiden Fällen wird die Zweig-Metrik (auf den bekannten korrekten Pfaden) über die letzten Symbole akkumuliert, um Meßwerte (ERRORcum und ERROR OFFSETcum) zu liefern, die einen Grad dafür darstellen, inwieweit die Abtastungen mit den Erwartungen übereinstimmen.
In einem separaten Verfahren werden die Größen jeder der zwei Abgriffe, die am Ende des Trainingsvorgangs als Kanalimpulsantwort geschätzt werden, berechnet (Box 85). Eine Mittelwertbildung des Verhältnisses dieser Abgriffe über eine Anzahl von Rahmen (Boxen 86-89) erlaubt eine Beurteilung, ob die Bitsynchronisierung ein nicht passendes lokales Minimum ausgewählt hat. Falls ein Schwellenwert (Box 90) erreicht wird, wird die Bitsynchronisierung um eine volle Symbolzeit (Box 91) weitergeführt. Unter Berücksichtigung der relativen Zeit, innerhalb der Abtastungen genommen werden (Box 92), werden die ERRORcum und ERROR OFFSETcum Messungen bzw. Meßwerte kombiniert, um einen verrauschten Schätzwert einer passenden Synchronisierungseinstellung (Boxen 93, 94) zu erzeugen. Dieser Schätzwert wird gefiltert (Box 95), um eine tatsächliche Synchronisierungsoffseteinstellung zu erzeugen. Um einen konsistenten Drift zu kompensieren, überwacht und kompensiert ein zusätzlicher Term "drift_est" diesen Effekt.
Demnach wurde ein Entzerrungsverfahren basierend auf der Schätzung einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit beschrieben, das in mobilen digitalen zellularen Empfängern verwendet wird. Es versteht sich, daß die zuvor beschriebenen Ausführungsbei spiele rein beispielhaft einige der vielen spezifischen Ausführungsbeispiele zeigen, die Anwendungen der Prinzipien der vorliegenden Erfindung darstellen. Selbstverständlich können viele und andere Anordnungen von einem Durchschnittsfachmann ausgedacht werden, ohne den Umfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Claims

1. Empfänger zur digitalen Übertragung, der eine Einrichtung (30) zum Speichern von Abtastwerten aufweist, die während eines Zeitschlitzes auf eine zeitlich aufeinanderfolgende Weise von einem Übertragungskanal empfangen werden, wobei die Abtastwerte einem Datenblock zugeordnet sind, der innerhalb des Zeitschlitzes übertragen wird, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (21) zum Schätzen der Stelle maximaler Schwundtiefe innerhalb des Zeitschlitzes; eine Einrichtung (31) zum Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem ersten empfangenen Abtastwert und fortschreitend in eine Vorwärtsrichtung bezüglich der zeitlichen Folge, in welcher die Abtastwerte gespeichert worden sind, über die geschätzte Stelle der maximalen Schwundtiefe hinaus, unter Verwendung eines im voraus ausgewählten Verfahrens zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen, und zum Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem letzten empfangenen Abtastwert und fortschreitend in eine Rückwärtsrichtung bezüglich der zeitlichen Folge, in welcher die Abtastwerte gespeichert worden sind, über die geschätzte Stelle der maximalen Schwundtiefe hinaus, unter Verwendung des Verfahrens zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen; und eine Einrichtung (27) zum Verarbeiten des Ausgangssignals der fortschreitenden Schätzwerterzeugungsschritte, um ein Schwinden der Abtastwerte zu kompensieren.

2. Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (32) zum Erzeugen von Übertragungskanalimpulsantwortschätzwerten zur Verwendung bei den Verfahren zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (32) zum Erzeugen der Kanalimpulsantwortschätzwerte vorgesehen ist, um veränderbare Abgriffskoeffizienten zu verwenden, die durch Schätzen von Abgriffseinstellungen für die geschätzte Kanalimpulsantwort durch Minimieren des Quadrats dar Differenz zwischen tatsächlichen empfangenen Abtastwerten und denjenigen bestimmt werden, die durch leiten bekannter übertragener Signals durch den geschätzten Kanal synthetisiert werden, wobei die Kanalimpulsantwortschätzwerterzeugungseinrichtung (32) vorgesehen ist, um die Verarbeitung auf eine sich wiederholende Weise durch Kombinieren vorhergehender Schätzwerte einer Kanalimpulsantwort und neuer Schätzwerte von ihr auf der Grundlage früherer Schätzwerte und durch Ändern des Verhältnisses der Beiträge der vorhergehenden und neuen Schätzwerte als eine Funktion einer Stelle innerhalb des Zeitschlitzes durchzuführen.

4. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalimpulsantwortschätzwerterzeugungseinrichtung (32) vorgesehen ist, um eine Teilmenge der Abtastwerte zu verwenden, die während des Zeitschlitzes empfangen werden, und aus ihnen ein Fehlermaß erzeugt, das ein erstes Maß des Grads aufweist, mit welchem die geschätzte Kanalimpulsantwort mit der tatsächlichen Kanalimpulsantwort übereinstimmt;

um eine Mehrzahl von ähnlichen Maßen unter Verwendung gleichzeitig aufgezeichneter Abtastwerte zu erzeugen, die unterschiedliche zeitliche Versätze aufweisen, wobei zeitlich bezüglich des ersten Maßes mindestens ein Abtastwert voreilend ist und ein Abtastwert nacheilend ist; und

um durch Filtern einer Mehrzahl derartiger Maße eine Bitzeiteinstellung zu bestimmen, die das vorhergehende Fehlermaß minimiert, und Einstellen der Abtastung, um die neu bestimmte Bitzeiteinstellung wiederzugeben.

5. Empfänger nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalimpulsantwortschätzwerterzeugungseinrichtung (2) vorgesehen ist, um mindestens zwei Abtastwerte mindestens eines Abgriffs innerhalb der geschätzten Kanalimpulsantwort an ausgewählten Stellen innerhalb des Zeitschlitzes aufzuzeichnen:

Frequenzversatzschätzwerte an jedem einer Mehrzahl von Zeitschlitzen aus der Phasendifferenz in jedem Zeitschlitz zwischen den mindestens zwei Abtastwerten zu erzeugen;

diese Mehrzahl von Frequenzversatzschätzwerten zum Beispiel unter Verwendung eines Filterverfahrens zu kombinieren, um einen genauen Frequenzversatzschätzwert zu erzeugen; und

eine steuerbare Frequenzquelle einzustellen, um den genauen Frequenzversatzschätzwert zu kompensieren.

6. Empfänger nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, bei dem die Abtastwerte weiterhin einen Vorspann und einen Nachspann beinhalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Stelleneinrichtung (21) vorgesehen ist, um während des Empfangs jedes Zeitschlitzes die Hälfte des Zeitschlitzes auszuwählen, die die geschätzte Stelle einer maximalen Schwundtiefe nicht beinhaltet:

um zwei Abtastwerte von jedem der zwei geschätzten Kanalimpulsantwortabgriffe, einen ersten abhängig von der Stelle der geschätzten Stelle einer maximalen Schwundtiefe unmittelbar nach dem Vorspann und einen zweiten abhängig von der Stelle der geschätzten Stelle einer maximalen Schwundtiefe eine vorbestimmte Symbolanzahl später oder früher, aufzuzeichnen;

einen maßgeblichen Abgriff aus einer Information auszuwählen, die während des Bittakts bestimmt wird;

um aufgezeichnete Einstellungen für den ausgewählten maßgeblichen Abgriff zu verwenden, wobei ein Berechnen einer Phasenänderung, ein Gewinnen eines Schätzwerts des Frequenzversatzes, eine Filtereinrichtung (34) vorgesehen sind,

um den Schätzwert des Frequenzversatzes über eine Mehrzahl von Blöcken zu filtern, um einen Schätzwert des Trägerversatzes zu erzeugen, der zur Verwendung als ein Rückkopplungssignal geeignet ist, um eine Trägernachführung einzustellen.

7. Verfahren zum Kompensieren eines Schwindens in innerhalb eines Zeitschlitzes übertragenen aufeinanderfolgenden Abtastwerten in einem Empfänger zur digitalen Übertragung, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

Speichern von Abtastwerten, die während eines Zeitschlitzes auf eine zeitlich aufeinanderfolgende Weise empfangen werden;

Schätzen der Stelle maximaler Schwundtiefe innerhalb des Zeitschlitzes;

Verarbeiten der gespeicherten Abtastwerte, beginnend mit dem ersten empfangenen Abtastwert und fortschreitend in eine Vorwärtsrichtung bezüglich der zeitlichen Folge, in welcher die Abtastwerte gespeichert worden sind, über die geschätzte Stelle der maximalen Schwundtiefe hinaus, unter Verwendung eines im voraus ausgewählten Verfahrens zum Schätzen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen, gekennzeichnet durch die Schritte eines

Verarbeitens der gespeicherten Daten, beginnend mit dem letzten empfangenen Abtastwert und fortschreitend in eine Rückwärtsrichtung bezüglich der zeitlichen Folge, in welcher die Abtastwerte gespeichert worden sind, über die geschätzte Stelle der maximalen Schwundtiefe hinaus, unter Verwendung des Verfahrens zum Schät zen einer Folge maximaler Wahrscheinlichkeit, um Schätzwerte der übertragenen Daten zu erzeugen; und

Verarbeitens des Ausgangssignals der vorhergehenden Schätzwerterzeugungsschritte, um ein Schwinden der Abtastwerte zu kompensieren.