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JP2006311353A - ダウンコンバータおよびアップコンバータ - Google Patents

ダウンコンバータおよびアップコンバータ Download PDF

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Abstract

【課題】 消費電力を軽減させ、低ＩＦ型においては充分なイメージ抑圧比を得られ、ゼロＩＦ型においてはＥＶＭを改善できるダウンコンバータおよびアップコンバータを提供する。
【解決手段】 複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、入力されるＲＦ信号の正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧し、ＲＦ信号を実部と虚部からなる複素ＲＦ信号へ変換して出力する。局部発振器であるｌｏｃａｌｂ１１６は、所定の周波数を中心周波数とする複素ローカル信号を出力する。全複素ミキサ１１７は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と、ｌｏｃａｌｂ１１６とに接続され、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５から出力される複素信号と、ｌｏｃａｌｂ１１６から出力される複素ローカル信号とを乗算して周波数変換し、ＲＦ信号の周波数より所定の周波数だけ離れた周波数の複素信号を出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、受信機において周波数変換を行うダウンコンバータおよび送信機において周波数変換を行うアップコンバータに関する。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの背景技術＞
例えば、携帯電話機のように、受信機および送信機の機能を併せ持つ通信機において、受信機の機能として、通話内容およびデータ通信内容によって変調されたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信し、受信したＲＦ信号を復調部に入力するための周波数に変換し、且つ、目的の信号を選択するチャンネル選択を行うフロントエンドの構成として、以下のような構成が存在する。すなわち、ＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換するヘテロダイン方式、イメージ周波数信号を抑圧するイメージリジェクション（抑圧）ミキサ（実入力複素出力半複素ミキサ）によってＲＦ信号をＩＦ信号に変換する低ＩＦ方式といった構成が存在する。
これらの構成の内、ヘテロダイン方式は、ＩＦ信号の周波数を高くし、周波数変換前のＲＦ部において、目的信号の周波数とイメージ周波数との差を大きくすることにより、ＲＦフィルタによってイメージ周波数信号を抑圧し、イメージ周波数信号による妨害（以下、イメージ周波数妨害という）を回避している。
ところで、このようなヘテロダイン方式が適用される具体例であり、送受信動作が同時に行われるフルデュープレックス（全二重）型の無線機においては、送信周波数信号や、送信および受信のローカル信号を共通化した時におけるイメージ周波数に近い送信信号（以下、イメージ周波数信号という）を抑圧するが、ＲＦ信号からＩＦ信号に変換するときに発生するイメージ周波数信号をＲＦ信号のフィルタ（以下、ＲＦフィルタという）によって抑圧しきれない場合、イメージ周波数信号の周波数を変えるために、ＩＦ信号の周波数を無線通信方式毎に変えて、ＲＦフィルタにて抑圧できるようにしている。このため、複数の通信方式をサポートするマルチモード無線機においても、モード（通信方式）毎にチャンネル帯域幅が異なることと併せて、モード毎にＩＦ信号の周波数を変えている。それゆえに、マルチモード無線機において、モード毎に中心周波数または通過周波数が異なるＩＦ信号のフィルタ（以下、ＩＦフィルタという）を用意する必要が生じ、回路規模が非常に大きくなるという問題があった。
これに対して、低ＩＦ方式の構成例として、図３４に示す回路によって示される低ＩＦ型のダウンコンバータ８は、局部発振器であるＬｏｃａｌｂ８１３が接続され、乗算器からなるミキサＩ８１４と、ミキサＱ８１５とから構成されるイメージリジェクションミキサ（実入力複素出力ミキサ（半複素ミキサの一種））を用いて周波数変換を行う。尚、Ｌｏｃａｌｂ８１３と上述したイメージリジェクションミキサとを組み合わせて周波数変換器が構成される。そして、ローカル信号の周波数を中心として、目的信号の周波数に対して、ＩＦ信号の周波数だけ低周波側の対称な位置に存在する目的外信号、すなわち、イメージ周波数信号をＲＦフィルタとＩＦフィルタの周波数特性に依存することなく抑圧する。ここで、イメージ周波数信号の抑圧比は、後述するイメージ抑圧比によって表され、ＲＦフィルタの特性に対する依存度が低いことから、ＩＦ信号の周波数を低くすることができる。
このとき、ＩＦ信号の周波数の２倍の周波数が目的信号の周波数とイメージ周波数との周波数間隔になることから、ＩＦ信号の周波数がチャンネル間隔に等しいとき、目的チャンネルのイメージ周波数は、目的チャンネルの次隣接チャンネルとなる。
例えば、ダウンコンバータを使用する無線通信方式において、ＩＦ信号の周波数から、該ＩＦ信号の周波数の２倍の周波数だけ離れたイメージ周波数信号に対するブロッキング等の要求仕様が、該低ＩＦ型のダウンコンバータ８におけるイメージ抑圧比以下であるときに、このダウンコンバータ８は該無線方式の仕様を満足する。
上述したように、低ＩＦ型の構成によれば、ＩＦ信号の周波数を低くすることができるので、ＩＦフィルタをアクティブフィルタによって構成することができ、ＩＣ化による装置の小型化が容易である。また、マルチモード無線機においても、無線通信方式毎にＩＦ信号の周波数を変える必要がなくなり、ＩＦフィルタを容易に共通化することができる。尚、前述したように通信方式毎にチャンネル帯域幅が異なるため、ＩＦフィルタの帯域幅は無線通信方式毎に変更せざるを得ないが、トランジスタのトランスコンダクタンス（ｇｍ）を変化させることにより特性を必要に応じて変更するｇｍＣフィルタ等を用いることにより、ＩＦフィルタの特性を容易に可変させることができる。そのため、低ＩＦ型の構成によって、複数のＩＦフィルタを用意することなく、１つのＩＦフィルタによって、回路規模を大きくすることなく、マルチモード無線機を構成することができる。
しかしながら、低ＩＦ型の構成においては、非特許文献１および非特許文献２において記載されるように、イメージ抑圧比は３０ｄＢ程度しか保証されない。そのため、該低ＩＦ型の構成は、イメージ周波数信号に対するブロッキング等の仕様が甘い無線通信方式には適用可能であるが、３０ｄＢを超える妨害耐性を要求する方式においては、該要求仕様を満足できなくなり、該方式に適用することができないという問題があった。
例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）（登録商標）においては、目的信号の周波数から３００ｋＨｚ以内の周波数におけるイメージ周波数信号に対するブロッキング等の妨害耐性の要求仕様が１８ｄＢであるので適用が可能である。しかし、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）は目的信号の周波数から５ＭＨｚ離れた隣接チャンネルに対する妨害耐性の要求仕様が３３ｄＢであるので、実用上、ボーダーラインであり、要求仕様を満足するために、装置に使用するミキサの選別やイメージ抑圧比を向上するための装置の精度向上策のためにチップ面積が大きくなる等、コスト上昇に繋がるという問題があった。また、３０ｄＢというイメージ抑圧比自体も容易に実現できる値ではなく、その実現のために、使用するトランジスタのバラツキによるミキサのイメージ抑圧比の劣化を抑えるため、該トランジスタのサイズを大きくするので、消費電力の増大およびｆＴ（遷移周波数：Transition frequency）の低下を引き起こし、イメージ抑圧比以外の諸特性が劣化するという問題があった。
さらに、ＧＳＭ（登録商標）やＷ−ＣＤＭＡにおいても、ＲＦ部における周波数変換の他に、ディジタル部において複数のチャンネルからのチャンネル選択（以下、チャンネル選択という）を行うディジタルチューナやソフトウェア無線機のフロントエンドとして用いる場合、例えば、ＧＳＭ（登録商標）においては、目的信号の周波数から３００ｋＨｚ以上離れた周波数におけるイメージ周波数信号に対するブロッキング等の妨害耐性の要求仕様が５０ｄＢ以上となり、Ｗ−ＣＤＭＡにおいても同様に要求仕様がイメージリジェクションミキサによって実現できるイメージ抑圧比を超えることから、事実上、ディジタル部におけるチャンネル選択が不可能になる。したがって、上述した低ＩＦ型の構成を、ディジタルチューナやソフトウェア無線機のフロントエンドに適用することはできない。
上記のような問題を解決し、３０ｄＢを超えるイメージ周波数妨害耐性を要求する無線通信方式において、低ＩＦ型の構成を適用することを狙い、前述したイメージリジェクションミキサを用いて４０ｄＢを超えるイメージ抑圧比を得るために、以下の方法が考えられる。
先ず、ＩＦ信号の周波数を高くし、周波数変換前のＲＦ部において、目的信号の周波数とイメージ周波数との差を大きくすることにより、ＲＦフィルタによってイメージ周波数信号を抑圧する方法が考えられる。しかしながら、周波数処理がディジタル処理によって行われる近年の無線機においては、ＩＦ信号の周波数を高くすることにより、ＩＦ信号をディジタル化するＡ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータ（ＡＤＣ）および該Ａ／Ｄコンバータの出力を処理するディジタル信号処理部のクロックが上昇することにより消費電力が増大するという問題があった。尚、サブナイキストサンプリング手法を用いることより、Ａ／Ｄコンバータのクロックを低くすることはできるが、この場合、Ａ／Ｄコンバータの入力周波数帯域を広くすることにより、Ａ／Ｄコンバータのクロックを低くする前と同様に、消費電力が増大する。また、ＩＦ信号をアナログ処理する場合においても、ＩＦ信号の周波数が高くなると、消費電力が増大するという問題があった。
次に、非特許文献１および非特許文献２に記載されているｄｕａｌ−ｂａｎｄ ＲＦ ｆｒｏｎｔ−ｅｎｄ ＩＣのように、ディジタル処理による補正処理や、特許文献３および特許文献４の論文に記載されているようにアナログ回路処理による補正処理等によって、イメージリジェクションミキサの特性を補正する方法が考えられる。しかしながら、ディジタル処理による補正においては、ディジタル部における演算処理のため、消費電力が増大するという問題があり、アナログ処理による補正においては補正のための回路規模が大きくなり、また、補正精度がよくないという問題があった。
次に、非特許文献３および非特許文献４のFigure3.25（b）に記載されるように、ＲＦ部において位相器を設け、該位相器により９０度の位相差を得て、ＲＦ信号を複素化し、複素化したＲＦ信号を複素ローカル信号との複素乗算により周波数変換を行うことにより、イメージ周波数信号の抑圧を行う方法が考えられる。しかしながら、この方法においては、位相器において発生する損失が問題になる。位相器の損失は、例えば帯域を広げるため、位相器の次数を上げると増大し、この損失のため、受信感度が低下する。また、ＲＣ（抵抗−コンデンサ）によって構成される位相器においては、周波数が高いＲＦにてＲおよびＣの値が小さくなるために、入力インピーダンスも考慮すると、実用的な精度が得られないという問題があった。
次に、非特許文献４のFigure 3.28およびFigure 3.31に記載されているように、複素ローカル信号を用いたミキサにより、ＲＦ信号の周波数変換および信号の複素化を行い、複素ローカル信号との複素乗算を再度行うことにより、イメージ周波数信号の抑圧を行う方法が考えられる。しかしながら、複素ローカル信号を用いたミキサによる複素化においては、ミキサとローカル信号発振器が増えることにより消費電力が増大する問題とローカル信号発振器数が増えることによる、スプリアス受信等の問題があった。
＜低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型ダウンコンバータの背景技術＞
また、上述したヘテロダイン方式における別の例として、ＲＦ信号を２回の周波数変換によってＩＦ信号に変換する、デュアルコンバージョン型ダウンコンバータが存在する。
これに対して、前述したように、ＲＦ信号を１回の周波数変換によってＩＦ信号に変換するダウンコンバータを、シングルコンバージョン型ダウンコンバータという。
デュアルコンバージョン型ダウンコンバータにおいて、広い周波数範囲のＲＦ信号を受信する場合、１回目の周波数変換によって生成される中間周波数信号（以下、第１ＩＦ信号という）の周波数がＲＦ信号の周波数より低いと、目的信号の周波数に対してイメージ周波数が近くなるため、受信周波数に応じて通過帯域を可変し、イメージ周波数において必要な減衰量を得る可変型ＲＦフィルタを用いないと、イメージ抑圧比が確保できない。また、ＩＦ信号とそのＮ倍、ローカル信号とそのＭ倍（Ｎ、Ｍ：整数）の組み合わせによって生じるスプリアス受信を避けることも困難である。しかも、上述したように、目的信号の周波数に対してイメージ周波数が近い場合、可変型ＲＦフィルタの通過帯域において急峻な特性が要求されるので、該フィルタのサイズは大きくなり、且つ、遮断特性について、バラツキやチューニングを行った時の誤差に対する許容度が小さいため、該フィルタの通過帯域の特性について微妙な調整が必要になる。
上記の問題は、第１ＩＦ信号の周波数がＲＦ信号の周波数より高くし、目的信号の周波数に対してイメージ周波数を遠くすることにより、解決することができるので、デュアルコンバージョン型ダウンコンバータにおいては、第１ＩＦ信号の周波数をＲＦ信号の周波数より高くした（アップコンバージョンを行った）後に、２回目の周波数変換によって周波数を低くする（ダウンコンバージョンを行う）構成とする。以下、２回目の周波数変換によって生成される中間周波数信号を、第２ＩＦ信号という。
しかしながら、第１ＩＦ信号より第２ＩＦ信号への周波数変換時に生じる、第２ＩＦ信号のイメージ周波数妨害を避けるために、第１ＩＦのフィルタ（以下、第１ＩＦフィルタという）は、第２ＩＦ信号のイメージ周波数において十分な減衰量を持つ必要があり、第２ＩＦ信号の周波数が低い場合、第１ＩＦフィルタが非常に急峻な遷移帯域特性を有することを要求され、該フィルタのサイズが大きくなるか、もしくは、該フィルタの挿入損失が増大する等の問題があった。また、第１ＩＦ信号の周波数が高いことから、第１ＩＦフィルタについて、中心周波数のバラツキや温度による変動を考慮して通過帯域を広くすることが求められることから、第１ＩＦフィルタの要求仕様がより厳しくなるという問題があった。このため、第２ＩＦ信号の周波数を高くすることにより、第１ＩＦフィルタの要求仕様を緩和する方法が採られる。
しかしながら、第２ＩＦ信号の周波数が高くなることにより、復調処理のためのＡ／Ｄコンバータのクロック周波数を高くする必要があり、前述したように、Ａ／Ｄコンバータのクロック周波数の増大、または、サブナイキストサンプリングを用いるＡ／Ｄコンバータにおける入力帯域幅の増大のために消費電力が増大するという問題があった。
上記の問題を解決する方法として、デュアルコンバージョン型ダウンコンバータにおいて、シングルコンバージョン型ダウンコンバータにおける低ＩＦ型の構成を、第２ＩＦ信号について導入することが考えられる。つまり、イメージリジェクションミキサによって、第１ＩＦ信号を複素ローカル信号によって第２ＩＦ信号に周波数変換を行うことにより、目的信号へのイメージ周波数妨害を抑圧することが考えられる。これにより、第１ＩＦフィルタの特性を急峻にすることなく、イメージ抑圧比を確保することができる。この場合、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号が、シングルコンバージョン型ダウンコンバータにおけるＲＦ信号、ＩＦ信号に相当する。
しかしながら、前述したように、低ＩＦ型の構成においては、シングルコンバージョン型ダウンコンバータと同様に、イメージ抑圧比が３０ｄＢ程度しか保証されないという問題がある。これを改善する方法についても、シングルコンバージョン型ダウンコンバータにおける改善法と同様に、主に、消費電力の増大を伴ってしまうという問題があった。
＜低ＩＦ型のアップコンバータの背景技術＞
一方、携帯電話機における送信機の機能として、通話内容およびデータ通信内容等の情報を含むベースバンド信号をＲＦ信号に変換するアップコンバータの構成として以下のような構成が存在する。すなわち、複素ベースバンド信号を複素ローカル信号とミキシングして実ＩＦ信号に変換し、実ＩＦ信号を実ローカル信号とミキシングして実ＲＦ信号に変換する構成が存在する。
上記のアップコンバータにおいて、ＲＦフィルタによってＩＦ信号のイメージ周波数信号を抑圧するために、ＲＦ信号におけるシステム帯域幅の広帯域化に伴って、ＩＦ信号の周波数を高くすることが要求され、さらに、通信速度の高速化によるチャンネル帯域の広帯域化に伴うＲＦ帯域の広帯域化により、ＩＦ信号の周波数をより高くすることが要求されるようになっている。そのため、ＩＦ信号の処理部において、コストアップおよび消費電力の増大を招くという問題があった。もしくは、ＩＦ信号の周波数を可能な限り低くしようとすると、ＲＦフィルタに対する要求仕様が厳しくなるという問題があった。
上記の問題の対策として、前述した低ＩＦ型のダウンコンバータと同様に、アップコンバータにおいても、複素ベースバンド信号をイメージリジェクションミキサの一種である全複素ミキサによって複素ＩＦ信号に変換し、該複素ＩＦ信号を半複素ミキサによって複素ローカル信号とミキシングすることによりイメージ周波数信号を抑圧し、低いＩＦ周波数を可能とする低ＩＦ方式という構成が用いられる。この構成によると、イメージリジェクションミキサのイメージ周波数信号の抑圧効果によって、ＩＦ信号のイメージ周波数信号を抑圧するためのＲＦフィルタが不要になることから、ＲＦ信号のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタに対する要求仕様は大きく緩和され、従来２段必要であったＲＦ信号のＳＡＷフィルタが１段で済むようになり、場合によっては、ＲＦ信号のＳＡＷフィルタを不要とすることもできる。
しかしながら、受信用として用いられるイメージリジェクションミキサのイメージ抑圧比の性能を参照すると、非特許文献１および非特許文献２において記載されるように、−３０ｄＢｃのイメージ周波数信号が送信スプリアスとして存在すると推定される。これは、送信スプリアスの許容マスクを超え、仕様を満足しないスプリアスとなる。
また、上述した、低ＩＦ方式の構成を採る、低ＩＦ型のアップコンバータにおいても、イメージ周波数信号を完全になくすことはできず、目的周波数の近くにイメージ周波数信号が現れる。図３７に示すような従来の低ＩＦ型のアップコンバータ３８において、複素ベースバンドにおけるキャリア間隔１．６ＭＨｚのＤＳＢ（Double Sided Band）信号を、中心周波数を５ＭＨｚとした周波数変換を行った複素ＩＦ信号のスペクトルを図３８に示す。この複素ＩＦ信号を、実部（同相成分：Ｉ：In phase component）である実部信号Ｉ、虚部（直交成分：Ｑ：Quadrature phase component）である虚部信号Ｑの振幅（レベル）間に１０％の誤差がある複素ローカル信号（７９５ＭＨｚ）とミキシングした実信号出力のスペクトルを図３９に示す。図３９によると、イメージ周波数（７９０ＭＨｚ）において、目的信号（８００ＭＨｚ）に対し、−２６ｄＢｃのイメージ周波数信号が発生している。
このため、上述した、低ＩＦ型のアップコンバータのように、イメージ抑圧比が−３０ｄＢｃ程度しか確保できない場合、目的信号近傍におけるスプリアスマスクを満足しない。仮に、該スプリアスマスクをぎりぎり満足したとしても、イメージリジェクションミキサのバラツキや環境条件の変動によるイメージ抑圧比の劣化により、仕様を満足しない場合が発生するという問題があった。
ここで、前述したイメージリジェクションミキサを用いて４０ｄＢを超えるイメージ抑圧比を得るために、以下の方法が考えられる。
先ず、イメージ抑圧比を抑圧するために、ＲＦフィルタを用いることが考えられる。しかしながら、ＲＦフィルタの要求仕様を厳しくしないために、ＩＦ信号の周波数を低くすることができず、上述したように、ＩＦ信号の処理部において、コストアップおよび消費電力の増大を招くという問題があった。
次に、ミキサに用いるトランジスタのバラツキによる、ミキサのイメージ抑圧比の劣化を抑えるため、トランジスタのサイズを大きくする方法が採られる。しかしながら、この方法によると、消費電力の増大およびｆＴの低下を引き起こし、イメージ抑圧比以外の諸特性が劣化するという問題があった。さらに、アナログの持つ不正確性ゆえに、多くの場合において、仕様を満足するイメージ抑圧比を得ることが困難であるという問題があった。
次に、非特許文献３と非特許文献４のFigure 3.28, Figure 3.31に記載されるように、受信機におけるＲＦ信号のポリフェーズフィルタ（位相器）による信号処理を送信機に応用する方法が採られる。つまり、複素ＩＦ信号と複素ローカル信号のミキシングを行うミキサを、複素ＲＦ信号を出力する全複素ミキサとし、ミキサ出力の複素ＲＦ信号の負の周波数成分を、ポリフェーズフィルタによって抑圧する。この方式は理論的には優れているが、ポリフェーズフィルタは、ＲＣによって構成されるために損失が大きく、帯域が狭いので、高い減衰量もしくは広い帯域を得るために段数を増やしてしまうとさらに損失が増大してしまいフィルタ出力におけるイメージ抑圧比が低くなり、実用的でないという問題があった。
次に、非特許文献４のFigure 3.28およびFigure 3.31に記載されるように、半複素ミキサによってベースバンド信号を複素化することにより、上述した全複素ミキサに入力する複素ＩＦ信号を得る方法が考えられる。しかしながら、この方法においては、ミキサおよびローカル信号発振器が増えることにより消費電力が増大し、ローカル信号発振器数が増えることによりスプリアス送信等の問題があった。
＜ゼロＩＦ型のダウンコンバータの背景技術＞
また、ＲＦ信号またはＩＦ信号を複素ベースバンド信号に変換するダウンコンバータのうち、最も回路が簡略であり、小型化が容易である構成例として、実ＲＦ信号を、該実ＲＦ信号の周波数と同一の周波数の複素ローカル信号とミキサによって乗算を行い、中心周波数が周波数ゼロ（直流）となる周波数変換を行いつつ、該信号を複素化する、図５７に示すようなゼロＩＦ型のダウンコンバータ６８が存在する。
しかしながら、ゼロＩＦ型のダウンコンバータは、前述した、多段階の周波数変換を行うシングルコンバージョン型ダウンコンバータおよびデュアルコンバージョン型ダウンコンバータと比較して小形な半面、ミキサにおけるローカル信号のリークを自己受信することによるＤＣオフセット、ミキサの非直線性に起因する２次相互変調（ＩＭ２）が発生し、それによる歪が目的信号に干渉するという問題を抱えており、それにより、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）の劣化が引き起こされる。今後、通信速度の高速化に伴って多値変調を行う際に、ＥＶＭの劣化が重要な問題となる。
ここで、ＥＶＭの劣化は、ローカル信号、ミキサの処理後の信号における実部信号Ｉと虚部信号Ｑとが完全に直交しない不完全性によって生じる。この対策のために、ローカル信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑ間の振幅誤差と位相誤差の低減、ミキサを構成するトランジスタ間の誤差の低減といった回路上の特性改善を行う技術が開発され、また、複素ベースバンド信号をディジタル化した後にディジタル信号処理により実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑ間の誤差を補償する数多くの技術が開発されている。
しかしながら、アナログ回路上の特性改善については、アナログ回路が持つ不完全性のために限界がある。特に、多値変調においては符号間干渉の劣化、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）においてはキャリア間干渉の劣化が生じる。また、非特許文献５に記載されるように、無線ＬＡＮ（Local Area Network）における通信方式であるＭＩＭＯ（Multiple Input／Multiple Output）方式のように、限られた周波数帯域において従来の方式より高速な通信を行うことを目的とする通信方式においては、この誤差改善の限界のために、実用上の通信速度が理論上の上限に対して低下し、通信速度の高速化が阻害されるという問題があった。
また、ディジタル信号処理による補償技術も、処理量の増大に伴う、消費電力の増大等を引き起こすという問題があった。
＜ゼロＩＦ型のアップコンバータの背景技術＞
また、複素ベースバンド信号をＲＦ信号に変換するアップコンバータのうち、最も回路が簡略であり、小型化が容易である構成例として、複素ベースバンド信号を、実ＲＦ信号の周波数と同一の周波数の複素ローカル信号とミキサによって乗算を行い、周波数をＲＦ信号の周波数に変換して実ＲＦ信号を出力する、ゼロＩＦ型のアップコンバータが存在する。
しかしながら、ゼロＩＦ型のアップコンバータは、前述した、多段階の周波数変換を行うアップコンバータと比較して小形な半面、以下の問題があった。すなわち、ゼロＩＦ型のダウンコンバータにおけるＤＣオフセットに相当するキャリアリークの問題があり、さらに、ゼロＩＦ型のダウンコンバータと同様に、ミキサにおいて、ローカル信号、ミキサの処理後の信号における実部信号Ｉと虚部信号Ｑとが完全に直交しない不完全性によって生じるＥＶＭの劣化という大きな問題があった。尚、ＥＶＭの改善においては、ゼロＩＦ型のダウンコンバータと同様の問題が発生する。
特開２００２−２４６８４７号公報 特開平６−１８８９２８号公報 特許第２９８８２７７号公報 特開２０００−２２４４９７号公報 フィリップス社ＳＡ１９２０データシート フィリップス社ＳＡ１９２１データシート "Mixer Topology Selection for a Multi-Standard High Image-Reject Front-End"，Vojkan Vidojkovic，Johan van der Tang，Arjan Leeuwenburgh and Arthur van Roermumd, ProRISC Workshop on Circuits， Systems and Signal Processing，pp. 526-530，2002 "CMOS WIRELESS TRANSCEIVER DESIGN"，Jan Crols， Michiel Steyaert，Kluwer International Series in Engineering and Computer Science，1997 "ＲＦ系の不完全性によるＭＩＭＯ通信システムの特性劣化に関する検討"，鎌田 裕之，水谷 慶，坂口 啓，荒木 純道， 2004年電子通信情報学会通信ソサエティ大会，pp357，2004
上述したように、各方式のダウンコンバータおよびアップコンバータにおける問題をまとめると、低ＩＦ方式のダウンコンバータおよびアップコンバータにおける主な問題は、充分なイメージ抑圧比が得られないことおよび消費電力の増大に起因する問題である。
また、ゼロＩＦ方式のダウンコンバータおよびアップコンバータでの主な問題は、通信速度を早くした場合におけるＥＶＭの劣化および消費電力の増大に起因する問題である。
また、さらに、低ＩＦ方式およびゼロＩＦ方式のダウンコンバータとアップコンバータにおいて、広帯域あるいはマルチバンドのＲＦ信号の処理を可能とすることが市場のニーズとして高まってきていることから、上記の低ＩＦ方式およびゼロＩＦ方式に起因する問題を解決しつつ広帯域化、マルチバンド化を図らなければならないという問題もある。
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、消費電力を軽減させつつ、低ＩＦ型においては充分なイメージ抑圧比を得ることができ、ゼロＩＦ型においてはＥＶＭを改善することができるダウンコンバータおよびアップコンバータを提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、ＲＦ信号を低周波数へ周波数変換するダウンコンバータであって、入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実部を生成し、前記入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚部を生成し、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、 所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記複素係数トランスバーサルフィルタと、前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と、前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号とを乗算して周波数変換し、前記ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数離れた周波数の複素信号を出力する複素ミキサとを備えたことを特徴とするダウンコンバータである。
また、本発明は、複素信号をＲＦ信号の周波数へ周波数変換するアップコンバータであって、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記局部発振器に接続され、入力される前記複素信号と、前記局部発振器から出力される複素ローカル信号とを乗算して周波数変換して複素ＲＦ信号を出力する複素ミキサと、前記複素ミキサに接続され、前記複素ミキサから出力される前記複素ＲＦ信号の実部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い、前記複素ＲＦ信号の虚部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して実数ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタとを備えたことを特徴とするアップコンバータである。
＜低ＩＦ型のシングルコンバージョン型またはデュアルコンバージョン型のダウンコンバータの原理＞
ここで、本発明におけるシングルコンバージョン型またはデュアルコンバージョン型のダウンコンバータがイメージ周波数信号を抑圧する原理について、本発明におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータの基本構成例によって説明する。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成例＞
先ず、図１に示す、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成例の説明を行う。上述したシングルコンバージョン型のダウンコンバータ１は、例えばアンテナに接続される入力端ＴＲＦから入力したＲＦ（Radio Frequency）信号をＩＦ信号に変換するＩＦ生成部１１と、復調部に接続され、ＩＦ信号をベースバンド信号に変換し、例えば、ＲＦ信号にかけられた変調信号を取り出して出力端ＴＯＩおよびＴＯＱからそれぞれ出力するベースバンド生成部１２とから構成される。ＩＦ生成部１１と、ベースバンド生成部１２とは、端子ＴＩおよびＴＱにおいて接続される。
ＩＦ生成部１１は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１１と、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と、局部発振器であるＬｏｃａｌｂ１１６と、全複素ミキサ１１７（複素ミキサ）とから構成される。複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は後述するようにイメージ周波数妨害を抑圧する。
複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）−ＩおよびＢＰＦ−Ｑによって構成される。複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の入力端Ｉrpは、ＢＰＦ−ＩおよびＢＰＦ−Ｑの入力端に共通に接続され、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の出力端ＯrpIはＢＰＦ−Ｉの出力端に接続され、出力端ＯrpQはＢＰＦ−Ｑの出力端に接続される。複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、入力端Ｉrpから実信号Ｓ１１Ａを入力し、出力端ＯrpIおよびＯrpQから、互いに９０°の位相差を有する複素信号Ｓ１１Ｂの実部Ｓ１１ＢIおよび虚部Ｓ１１ＢQをそれぞれ出力する。
Ｌｏｃａｌｂ１１６はＲＦ信号の周波数とＩＦ信号の周波数との差の周波数を有し、該周波数をＡ1とする。Ｌｏｃａｌｂ１１６は実部がｃｏｓ、虚部がｓｉｎよりなる複素ローカル信号を出力する。以下、Ｌｏｃａｌｂ１１６が出力する複素ローカル信号を「周波数Ａ1の複素ローカル信号」という。尚、前述したＬｏｃａｌｂ８１３はＬｏｃａｌｂ１１６と同じ周波数を有する。また、これ以降に言及する複素ローカル信号は、いずれも、実部がｃｏｓ、虚部がｓｉｎよりなる。
全複素ミキサ１１７は、ＲＦ信号である複素信号Ｓ１１ＢをＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｃの周波数（所定の周波数）へ周波数変換を行うものであり、例えば乗算器によって構成されるミキサＩＩ１７１と、ミキサＩＱ１７２と、ミキサＱＩ１７４と、ミキサＱＱ１７５と、減算器１７３と、加算器１７６とから構成される。全複素ミキサ１１７は、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｂ１１６から周波数Ａ1の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｂ１１６から周波数Ａ1の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQから入力した複素信号Ｓ１１Ｂを、直流に近い信号へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ１１Ｃを出力する。
ミキサＩＩ１７１は入力端ＩcmIから入力した複素信号Ｓ１１Ｂの実部Ｓ１１ＢIと入力端ＩcmCから入力した周波数Ａ1の複素ローカル信号の実部とを乗算し、減算器１７３の正入力端に出力する。ミキサＩＱ１７２は入力端ＩcmIから入力した複素信号Ｓ１１Ｂの実部Ｓ１１ＢIと入力端ＩcmSから入力した周波数Ａ1の複素ローカル信号の虚部とを乗算し、減算器１７６の一方の端に出力する。
ミキサＱＩ１７４は入力端ＩcmQから入力した複素信号Ｓ１１Ｂの虚部Ｓ１１ＢQと入力端ＩcmCから入力した周波数Ａ1の複素ローカル信号の実部とを乗算し、加算器１７６の他方の入力端に出力する。ミキサＱＱ１７５は入力端ＩcmQから入力した複素信号Ｓ１１Ｂの虚部Ｓ１１ＢQと入力端ＩcmSから入力した周波数Ａ1の複素ローカル信号の虚部とを乗算し、減算器１７３の負入力端に出力する。
減算器１７３はミキサＩＩ１７１の出力信号からミキサＱＱ１７５の出力信号を減算し、複素信号Ｓ１１Ｃの実部Ｓ１１ＣQとして、出力端ＯcmIに出力する。加算器１７６はミキサＩＱ１７２の出力信号およびミキサＱＩ１７４の出力信号を加算し、複素信号Ｓ１１Ｃの虚部Ｓ１１ＣQとして、出力端ＯcmQに出力する。
ベースバンド生成部１２は、ＢＰＦ１２１、１２２と、ＡＧＣアンプ（Auto Gain Control Amplifier）１２３、１２４と、Ａ／Ｄコンバータ１２５、１２６と、インバランス補正部１２７と、局部発振器であるＬｏｃａｌｃ１２８と、全複素ミキサ１２９と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１３０、１３１とから構成される。
ＢＰＦ１２１、１２２は、入力される複素信号Ｓ１１Ｃに対して、正負のＩＦ信号の周波数を中心とした所定の範囲の周波数帯域に帯域制限を行い、複素信号Ｓ１２Ｄを出力する。ＡＧＣアンプ１２３、１２４は入力端ＴＡＧＣにて入力した電圧に応じてゲイン（利得）を制御する。尚、ＢＰＦ１２１、１２２は、ＬＰＦを用いてもよい。
Ａ／Ｄコンバータ１２５、１２６は、ベースバンド生成部１２の後段に接続される復調部にてディジタル信号処理を行うため、ＡＧＣアンプ１２３、１２４から出力された複素信号に対してＡ／Ｄ変換を行い、複素信号Ｓ１２Ｂをインバランス補正部１２７に出力する。
インバランス補正部１２７は、補償値メモリ１３２と、乗算器１３３とから構成され、後述するように、ＡＧＣアンプ１２３の出力信号の振幅とＡＧＣアンプ１２４の出力信号の振幅の差による、Ａ／Ｄコンバータ１２５の出力信号Ｓ１２ＣIの振幅とＡ／Ｄコンバータ１２６の出力信号Ｓ１２ＣQの振幅との差（インバランス）をディジタル的に補正することによって、目的信号帯域にてイメージ周波数妨害の発生を抑制しつつ、目的信号帯域において良好なイメージ抑圧比を得ることができる。
補償値メモリ１３２は、例えば、Ａ／Ｄコンバータ１２６の出力信号Ｓ１２ＣQの振幅とＡ／Ｄコンバータ１２５の出力信号Ｓ１２ＣIの振幅との比の値（補償値）が、Ａ／Ｄコンバータ１２６の出力信号Ｓ１２ＣQの振幅に対応して予め格納されている。乗算器１３３は、入力端ＩicQにてＡ／Ｄコンバータ１２６の出力信号Ｓ１２ＣQの振幅と、該振幅に応じて補償値メモリ１３２から入力した補償値とを乗算し、乗算結果を出力信号Ｓ１２ＤQとして出力端ＯicQに出力する。尚、入力端ＩicIにて、Ａ／Ｄコンバータ１２５の出力信号Ｓ１２ＣIは、出力端ＯicIに出力信号Ｓ１２ＤIとしてそのまま出力される。
Ｌｏｃａｌｃ１２８はＩＦ周波数と等しい周波数を有し、該周波数をＡ２とする。Ｌｏｃａｌｃ１２８は周波数Ａ２を有する複素ローカル信号を出力する。以下、Ｌｏｃａｌｃ１２８が出力する複素ローカル信号を「周波数Ａ２の複素ローカル信号」という。尚、前述したＬｏｃａｌｃ８２３はＬｏｃａｌｃ１２８と同じ周波数を有する。
全複素ミキサ１２９は、全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｃ１２８から周波数Ａ２の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｃ１２８から周波数Ａ２の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQにおいてインバランス補正部１２７から入力した複素信号Ｓ１２Ｃを、周波数ゼロの成分を含むベースバンド信号へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ１２Ｄを出力する。
尚、図１に示す、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成であるダウンコンバータ１は、図３４に示す、従来におけるダウンコンバータ８と比して、以下の点において異なることを特徴とする。すなわち、ダウンコンバータ８はＩＦ生成部８１と、ベースバンド生成部８２とから構成され、ＩＦ生成部１１において、ＩＦ生成部８１に比して、ＢＰＦ８１２が複素係数トランスバーサルフィルタ１１５に置き換えられ、前述した、Ｌｏｃａｌｂ８１３と、ミキサＩ８１４と、ミキサＱ８１５とから構成される半複素ミキサが、Ｌｏｃａｌｂ１１６および全複素ミキサ１１７に置き換えられている。
また、ベースバンド生成部１２においても、ベースバンド生成部８２に比して、複素係数フィルタ８２１が削除され、局部発振器であるＬｏｃａｌｃ８２３および減算器８２２と、ミキサＩ８２４と、ミキサＱ８２５とから構成される半複素ミキサが、Ｌｏｃａｌｃ１２８および全複素ミキサ１２９に置き換えられ、全複素ミキサ１２９の出力端ＯcmIおよびＯcmQと、ベースバンド生成部１２の出力端ＴＯＩおよびＴＯＱとの間に、ＬＰＦ１３０および１３１が、それぞれ、追加挿入されている。
また、Ｌｏｃａｌｂ１１６、Ｌｏｃａｌｂ８１３、Ｌｏｃａｌｃ１２８、Ｌｏｃａｌｃ８２３、および後述するＬｏｃａｌｃ１３６は、複素周波数軸上にて、負の周波数−ｆｃの付近にスペクトルを有する複素ローカル信号を出力する。つまり、該複素ローカル信号の周波数は負の周波数−ｆｃとなる。
尚、従来におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図３５に示すように、従来におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ８において、ＩＦ生成部８１内のＬＮＡ１１１とＢＰＦ８１２との間に、ＢＰＦ１１２と乗算器であるミキサＡ１１３と局部発振器であるＬｏｃａｌａ１１４とからなる周波数変換器が介挿された構成のＩＦ生成部８１ａを有するダウンコンバータ８ａが存在する。
また、本発明の第１の基本構成例におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図２に示すように、本発明の第１の基本構成例におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ１において、ＩＦ生成部１１が、ＬＮＡ１１１と複素係数トランスバーサルフィルタ１１５との間に、上述した周波数変換器が介挿されたＩＦ生成部１１ａに置き換えられたダウンコンバータ１ａが存在する。
尚、図２においては、ベースバンド生成部１２に代えて、全複素ミキサ１２９とＬＰＦ１３０、１３１とを、複素係数フィルタ８２１およびＬｏｃａｌｃ８２３ならびに減算器８２２と、ミキサＩ８２４とミキサＱ８２５とから構成される半複素ミキサとによって置き換えたベースバンド生成部１２ａが構成されている。
次に、上述したダウンコンバータ１の動作の概略を説明する。アンテナから入力端ＴＲＦにて入力された実信号ＲＦがＬＮＡ１１１によって増幅され、実信号Ｓ１１Ａが出力される。複素係数トランスバーサルフィルタ１１５が、該信号を入力し、複素信号Ｓ１１Ｂを全複素ミキサ１１７に出力する。全複素ミキサ１１７は、Ｌｏｃａｌｂ１１６から入力した周波数Ａ1の複素ローカル信号によって、直流に近い信号（ＩＦ信号）へ周波数変換を行い、複素信号Ｓ１１Ｃを、ＢＰＦ１２１およびＢＰＦ１２２に出力する。
ＢＰＦ１２１およびＢＰＦ１２２は、複素信号Ｓ１１Ｃの帯域制限処理を行い、複素信号Ｓ１２ＡをＡＧＣアンプ１２３および１２４に出力する。ＡＧＣアンプ１２３および１２４は、複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIおよび虚部Ｓ１２ＡQの振幅を、Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６に入力するのに適切な振幅に調整し、Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６に出力する。Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６は入力された信号をＡ／Ｄ変換し、複素信号Ｓ１２Ｂをインバランス補正部１２７に出力する。
インバランス補正部１２７は、複素信号Ｓ１２Ｂを入力し、実部Ｓ１２ＢIと虚部Ｓ１２ＢQとの差をディジタル的に補正して、複素信号Ｓ１２Ｃを出力する。全複素ミキサ１２９は、複素信号Ｓ１２Ｃを、Ｌｏｃａｌｃ１２８から出力される周波数Ａ２の複素ローカル信号によって、直流成分を含むベースバンド信号へ周波数変換を行い、複素信号Ｓ１２ＤをＬＰＦ１３０および１３１に出力する。ＬＰＦ１３０および１３１は複素信号Ｓ１２Ｄの帯域制限を行い、ベースバンド信号を復調部へ出力する。
尚、本発明の第１の基本構成例におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータであるダウンコンバータ１ａにおいては、図２に示すように、ＬＮＡ１１１から出力された実信号Ｓ１１Ａ０がＢＰＦ１１２によって帯域制限され、ミキサＡ１１３においてＬｏｃａｌａ１１４から出力された実ローカル信号とミキシングされて実信号Ｓ１１Ａ０の周波数とＬｏｃａｌａ１１４の周波数との和または差の周波数へ周波数変換が行われ、１回目の周波数変換後の信号、つまり、第１ＩＦ信号である実信号Ｓ１１Ａが複素係数トランスバーサルフィルタ１１５に出力される。実信号Ｓ１１Ａは複素係数トランスバーサルフィルタ１１５によって帯域制限され、全複素ミキサ１１７においてＬｏｃａｌｂ１１６から出力された複素ローカル信号とミキシングされて周波数変換が行われ、２回目の周波数変換後の信号、つまり、第２ＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｂがベースバンド生成部１２ａに出力される。
ここで、ダウンコンバータ１ａの構成とダウンコンバータ１の構成とを対応付けると、ダウンコンバータ１ａにおける実信号Ｓ１１Ａである第１ＩＦ信号、複素信号Ｓ１１Ｂである第２ＩＦ信号が、ダウンコンバータ１における実信号Ｓ１１ＡであるＲＦ信号、複素信号Ｓ１１ＢであるＩＦ信号に、それぞれ、対応することがわかる。よって、ダウンコンバータ１ａの動作の概略については、ダウンコンバータ１における実信号Ｓ１１ＡであるＲＦ信号、複素信号Ｓ１１ＢであるＩＦ信号を、それぞれ、実信号Ｓ１１Ａである第１ＩＦ信号、複素信号Ｓ１１Ｂである第２ＩＦ信号に置き換えて説明されることになる。
また、上述したダウンコンバータ１ａにおいて、複素係数フィルタ８２１は、複素信号Ｓ１２Ｃの帯域制限を行い、実部Ｓ１２ＣIを減算器８２２の正の入力端に出力し、虚部Ｓ１２ＣQを減算器８２２の負の入力端に出力する。減算器８２２は、実部Ｓ１２ＣIから虚部Ｓ１２ＣQを減算し、ミキサＩ８２４およびミキサＱ８２５に実信号を出力する。ミキサＩ８２４は、減算器８２２から入力した実信号と、Ｌｏｃａｌｃ８２３から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の実部とを乗算し、ミキサＱ８２５は、減算器８２２から入力した実信号と、Ｌｏｃａｌｃ８２３から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の虚部とを乗算し、実信号の周波数と、Ｌｏｃａｌｃ８２３の周波数の差の周波数の信号である複素信号を出力端ＴＯＩおよびＴＯＱに出力する。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータにおける複素係数トランスバーサルフィルタ１１５について＞
次に、ＩＦ生成部１１、１１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の概要および設計法について説明する。
複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、ＲＦ信号を、実信号から複素信号に変換する。複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、変換後の複素信号Ｓ１１Ｂの実部Ｓ１１ＢIを生成する処理用として偶対称インパルスとのたたみ込み積分を行うトランスバーサルフィルタと、複素信号Ｓ１１Ｂの虚部Ｓ１１ＢQを生成する処理用として奇対称インパルスとのたたみ込み積分を行うトランスバーサルフィルタとから構成される。上述したトランスバーサルフィルタの特性は任意であり、偶対称インパルスとのたたみ込み積分を行う部分と、奇対称インパルスとのたたみ込み積分を行う部分とは、９０°の位相差を持つ信号を出力する。尚、ＲＦ信号の実信号から複素信号への変換は、従来、位相器によって実現されていた。
複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、例えば、予め定められた通過帯域幅Ｂｗ／２、阻止帯域減衰量ＡＴＴの実係数ＬＰＦを設計し、この実係数ＬＰＦの係数にejωtを乗じて、中心周波数ω、通過帯域幅Ｂｗ、阻止帯域減衰量ＡＴＴのフィルタを得る、所謂、周波数シフト法によって設計する。ここでは、中心周波数ω＝８００ＭＨｚ、阻止帯域減衰量ＡＴＴ＝３９ｄＢとして、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５を設計する。
図３は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して偶対称のインパルス応答を持つ。図４は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の虚部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して奇対称のインパルス応答を持つ。尚、上述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、サンプリング周波数を２．４ＧＨｚとしている。
次に、ＩＦ生成部１１、１１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の動作の詳細を説明する。
図１において、入力端ＴＲＦにて実信号ＲＦを入力することにより、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、入力端ＩrpにてＬＮＡ１１１から実信号Ｓ１１Ａを入力し、出力端ＯrpIおよびＯrpQから、複素信号Ｓ１１Ｂの実部Ｓ１１ＢIおよび虚部Ｓ１１ＢQを、それぞれ出力する。
ここで、実信号Ｓ１１Ａが以下のような二つの信号になるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝８００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より１０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝７９０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ（Continuous Wave：無変調波）信号であり、この信号を目的外信号とする。尚、上述した目的外信号は、後述するように、イメージ周波数信号となる。
尚、ダウンコンバータ１ａにおいては、１回目の周波数変換後の信号である第１ＩＦ信号、つまり、実信号Ｓ１１Ａが、上述したダウンコンバータ１における信号と等しくなるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝４００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より１０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝３９０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ信号であり、この信号を目的外信号とする。そして、ｌｏｃａｌａ１１４の周波数を４００ＭＨｚとする。ここで、ダウンコンバータ１と同様に、第１ＩＦ信号から第２ＩＦ信号への変換における目的外信号はイメージ周波数信号となる。
この結果、出力端ＯrpIおよびＯrpQにおいて観測される複素信号Ｓ１１Ｂのスペクトルは、図５のようになる。破線は複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の周波数特性であり、上述した目的信号およびイメージ周波数信号は複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の通過帯域内にあるが、負の周波数にあるイメージ周波数信号は複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の通過帯域外にあり、３９ｄＢ抑圧されることがわかる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータにおける全複素ミキサ１１７の動作の詳細について＞
次に、ＩＦ生成部１１、１１ａ内の全複素ミキサ１１７の動作の詳細を説明する。
ここで、全複素ミキサ１１７と、図３４に示す、Ｌｏｃａｌｂ８１３およびミキサＩ８１４ならびにミキサＱ８１５から構成される半複素ミキサとにおいて、同等の処理（周波数シフトのための時間領域処理）が行われるので、図３４における半複素ミキサについて説明を行う。
尚、該複素ローカル信号のスペクトルは、負の周波数−ｆｃの付近のみに存在するのが理想的だが、該複素ローカル信号の実部と虚部との振幅の間に誤差が発生するため、現実には、後述するように、正の周波数ｆｃの付近にも、低いレベルのスペクトルが存在することになる。
先ず、実ＲＦ信号である実信号Ｓ１１Ａを信号srf(t)、複素信号Ｓ１１Ｃを信号sif(t)、上述した複素ローカル信号の振幅をＡ、複素ローカル信号をＡ（Ｌoi(t)−ｊＬoq(t)）、上述した複素ローカル信号の実部と虚部との間の振幅の誤差をＡeとしたとき、
Figure 2006311353
となり、第２項に示すように、複素ローカル信号の実部と虚部間の振幅の誤差Ａeの存在により発生する誤差信号によって、目的の周波数変換に対して反対方向の周波数変換が行われる。ここで、実信号Ｓ１１Ａは、互いに複素共役な複素信号srfp(t)とsrfm(t)の合成であるから、
Figure 2006311353
となることから、ローカル信号の誤差信号によりプラス方向の周波数変換操作が行われ、ローカル信号の誤差信号以外の信号である非誤差信号によって、マイナス方向の周波数変換が行われることがわかる。そして、ＢＰＦ１２１および１２２によって、ダウンコンバージョン操作（直流に近い周波数に変換する操作）を行う項（第１項、第４項）以外の項（第２項、第３項）を抑圧すると、
Figure 2006311353
となる。これより、第１項に示すように、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数の信号について、マイナス方向への周波数シフトによる目的信号の周波数変換に対して、ローカル信号が誤差信号を含むことにより、第２項に示すように、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数の信号に対する複素共役信号である負の周波数の信号について、プラス方向へ周波数が発生する。このとき、目的信号である実信号Ｓ１１Ａの周波数よりもＩＦ信号の周波数の２倍だけ低い周波数に信号が存在すると、この信号の負の周波数のプラス方向への周波数シフトされた信号周波数はＩＦ信号に変換された目的信号の周波数と一致し、イメージ周波数妨害を発生する。
ここで、位相誤差φeによるイメージ抑圧比の劣化を考慮すると、イメージ抑圧比ＩＭＲmixは、
Figure 2006311353
によって求められる。イメージ抑圧比が劣化している例として、ローカル信号の実部Ｉの振幅と虚部Ｑの振幅との間に１０％の誤差があり、位相誤差φe＝０である（位相誤差がない）場合、Ａe＝０．１、cosφe ＝１となり、（式4）から、上述した半複素ミキサの出力におけるイメージ抑圧比ＩＭＲmixは、２６ｄＢと算出される。
尚、従来におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータ８ａは、前述したように、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号が、従来におけるダウンコンバータ８のＲＦ信号、ＩＦ信号にそれぞれ対応する。また、ダウンコンバータ８ａにおいて半複素ミキサが第２ＩＦ信号を生成するための局部発振器であるＬｏｃａｌｂ８１３が、ダウンコンバータ８において半複素ミキサがＩＦ信号を生成するための局部発振器であるＬｏｃａｌｂ８１３と対応する。そのため、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号、Ｌｏｃａｌｂ１１６が出力する複素ローカル信号を、ダウンコンバータ８におけるＲＦ信号、ＩＦ信号、Ｌｏｃａｌｂ１１６が出力する複素ローカル信号に置き換えることにより、ダウンコンバータ８ａにおいても、（式1〜4）が成立する。ここで、簡単のため、第１ＩＦ信号によるイメージ妨害は、ＢＰＦ１１２によって完全に抑圧されているものとする。
次に、ダウンコンバータ８において、上述した半複素ミキサがイメージ周波数信号を抑圧する様子を、複素周波数軸上のスペクトルの処理として図６に示し、該処理の説明を行う。
先ず、図６（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、実信号Ｓ１１Ａが、Ｌｏｃａｌｂ８１３から出力される複素ローカル信号の正の周波数ｆｃの付近において、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)を有することを想定する。ここで、実信号Ｓ１１Ａは、前述したように、互いに複素共役な複素信号の合成であるから、実信号Ｓ１１Ａを信号ｓrf(t)とすると、
Figure 2006311353
但し、
Figure 2006311353
とする。これにより、図６（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、実信号Ｓ１１Ａが、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃの付近においても、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)と共役な信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)を有することになる。尚、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)と、信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)とは、それぞれ振幅が等しい。
次に、上述した複素ローカル信号は、複素周波数軸上のスペクトルとして、理想的には、負の周波数−ｆｃの付近において、非誤差信号のみ有する。このとき、複素ローカル信号の周波数が負の周波数であるという。しかしながら、現実には、複素ローカル信号は、実部と虚部間の振幅の誤差Ａeのために、図６（ｂ）に示すように、非誤差信号Ｌ1(t)と、正の周波数ｆｃの付近において、誤差信号Ｌ1e(t)とを有する。これにより、複素ローカル信号をＬrf(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。尚、誤差信号Ｌ1e(t)の振幅は、非誤差信号Ｌ1(t)の振幅より小さい。
そして、実信号１１Ａｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、半複素ミキサにおいて半複素ミキシング（複素乗算）され、複素信号Ｓ１１Ｃが生成される。複素信号Ｓ１１Ｃをｓif(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。これにより、複素信号Ｓ１１Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図６（ｃ）に示すような各信号を有する。以下、各信号について、説明を行う。
実信号Ｓ１１Ａの負の周波数−ｆｃ付近にある信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、複素ローカル信号の負の周波数の２倍の周波数−２ｆｃ付近において、信号ｓ1m(t)Ｌ1(t)および信号ｓ2m(t)Ｌ1(t)が生成される。また、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数＋ｆｃ付近にある信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、複素ローカル信号の正の周波数の２倍の周波数＋２ｆｃ付近において、信号ｓ1p(t)Ｌ1e(t)および信号ｓ2p(t)Ｌ1e(t)が生成される。
また、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数＋ｆｃ付近にある信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、直流に近い周波数において、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)および信号ｓ2p(t)Ｌ1(t)が生成される。また、実信号Ｓ１１Ａの負の周波数−ｆｃ付近にある信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、直流に近い周波数において、信号ｓ1m(t)Ｌ1e(t)および信号ｓ2m(t)Ｌ1e(t)が生成される。
以上のことより、直流に近い周波数において、次のように、イメージ周波数妨害が発生する。すなわち、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)と信号ｓ2m(t)Ｌ1e(t)とが同一の周波数に存在し、信号ｓ2p(t)Ｌ1(t)と信号ｓ1m(t)Ｌ1e(t)とが同一の周波数に存在することになり、互いに妨害し合う関係となる。すなわち、信号ｓ1p(t)は、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃに関して対称な信号ｓ2p(t)と直流に関して対称な信号ｓ2m(t)によって妨害され、信号ｓ2p(t)は、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃに関して対称な信号ｓ1p(t)と直流に関して対称な信号ｓ1m(t)によって妨害されることになる。
ここで、現実における信号、つまり、実信号または理想的でない複素信号においては、正の周波数において信号が存在すると、それに応じて、正の周波数に対して、直流に関して対称である負の周波数において、信号が存在することになる。そのため、信号ｓ1p(t)は、結果的に、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃに関して対称な信号ｓ1m(t)によって妨害を受けることになり、信号ｓ1p(t)が、正の周波数＋ｆｃに関して鏡像状の関係にある周波数の信号ｓ2p(t)によって妨害されることになる。これらのことより、信号ｓ2p(t)は、信号ｓ1p(t)のイメージ周波数信号であり、信号ｓ1p(t)がイメージ周波数信号ｓ2p(t)により妨害を受けるという。また、上記と同様に、信号ｓ1p(t)は、信号ｓ2p(t)のイメージ周波数信号であり、信号ｓ2p(t)がイメージ周波数信号ｓ1p(t)により妨害を受けるという。
次に、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成例であるダウンコンバータ１内のＩＦ生成部１１の動作の詳細を、図３４に示す、従来における低ＩＦ型のダウンコンバータ８の動作の詳細と比較しながら説明する。ここで、ローカル信号がＬｏｃａｌｂ８１３から出力され、Ｌｏｃａｌｂ８１３の周波数が７９５ＭＨｚであるとする。また、前述したように、該ローカル信号の実部Ｉの振幅と虚部Ｑの振幅との間に１０％の誤差があり、位相誤差φe＝０であるとする。
先ず、従来におけるダウンコンバータ８の動作の詳細を説明する。ダウンコンバータ８の入力端ＴＲＦにて、ダウンコンバータ１と同様に、実信号Ｓ１１Ａが以下のような二つの信号になるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝８００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より１０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝７９０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ信号であり、この信号を目的外信号とする。
また、ダウンコンバータ８ａにおいては、１回目の周波数変換後の信号である第１ＩＦ信号、つまり、実信号Ｓ１１Ａが、上述したダウンコンバータ８における信号と等しくなるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝４００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より１０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝３９０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ信号であり、この信号を目的外信号とする。そして、ｌｏｃａｌａ１１４の周波数を４００ＭＨｚとする。ここで、ダウンコンバータ１と同様に、第１ＩＦ信号から第２ＩＦ信号への変換における目的外信号はイメージ周波数信号となる。
実信号Ｓ１１Ａは、前述した半複素ミキサによって、実信号Ｓ１１Ａの周波数（８００ＭＨｚ、７９０ＭＨｚ）とＬｏｃａｌｂ８１３の周波数（７９５ＭＨｚ）との差の周波数（５ＭＨｚ）の複素信号Ｓ１１Ｃに変換される。
このとき、実信号Ｓ１１Ａは、複素周波数軸上にて、目的信号と同じ振幅の信号を、目的信号の周波数に負の符号を付した周波数（以下、負の周波数という）付近において有する。また、目的外信号と同じ振幅の信号を、目的外信号の負の周波数において有する。以下、目的信号の正の周波数付近の信号を信号ａとし、負の周波数付近の信号を信号ｂとする。また、目的外信号の正の周波数の信号を信号ｃとし、負の周波数の信号を信号ｄとする。
半複素ミキサによって、信号ａは、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数（８００ＭＨｚ）とＬｏｃａｌｂ８１３の正の周波数（７９５ＭＨｚ）との差の周波数である５ＭＨｚ（＝８００ＭＨｚ−７９５ＭＨｚ）付近に移動する。信号ｂは、実信号Ｓ１１Ａの正の周波数（７９０ＭＨｚ）とＬｏｃａｌｂ８１３の正の周波数との差の周波数である−５ＭＨｚ（＝７９０ＭＨｚ−７９５ＭＨｚ）付近に移動する。
また、信号ｃは、実信号Ｓ１１Ａの負の周波数（−７９０ＭＨｚ）とＬｏｃａｌｂ８１３の負の周波数（−７９５ＭＨｚ）との差の周波数である５ＭＨｚ（＝−７９０ＭＨｚ−（−７９５ＭＨｚ））に移動する。信号ｄは、実信号Ｓ１１Ａの負の周波数（−８００ＭＨｚ）とＬｏｃａｌｂ８１３の負の周波数（−７９５ＭＨｚ）との差の周波数である−５ＭＨｚ（＝−８００ＭＨｚ−（−７９５ＭＨｚ））に移動する。
以上より、半複素ミキサによって生成された複素信号Ｓ１１Ｃにおいて、以下の周波数付近にて、次のように、異なる信号が存在することになる。すなわち、周波数５ＭＨｚ付近においては、信号ａが占有する帯域に信号ｄが存在し、周波数−５ＭＨｚ付近においては、信号ｂが占有する帯域に信号ｃが存在することになる。そして、同一の周波数帯域に異なる信号が共存する場合、一方が他方を妨害することになる。
ところで、半複素ミキサにおいては、前述したように、複素ローカル信号が、正の周波数＋ｆｃにおいて、負の周波数−ｆｃにおける非誤差信号Ｌ1(t)より小さい振幅の誤差信号Ｌ1e(t)を有しているため、これらの信号と乗算される信号ａ〜ｄの振幅について、以下のような変化が生ずる。すなわち、正の周波数＋ｆｃにおける誤差信号Ｌ1e(t)と乗算される信号ｂ、ｄの振幅が、負の周波数−ｆｃにおける非誤差信号Ｌ1(t)と乗算される信号ａ、ｃの振幅に比して小さくなる。その結果、複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトルは、図３６に示すようになる。この図に示されるように、信号ｄは信号ｃに比して、２６ｄＢ抑圧されており、半複素ミキサを用いることにより、イメージ抑圧比が２６ｄＢ改善されることになる。尚、信号ｂは、信号ａに対して、２６ｄＢ抑圧されることがわかる。
上記の状態は、信号ｄが信号ａに対して十分抑圧されているとは言い難い。しかしながら、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータ１は、前述したように、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５によって負の周波数の信号を３９ｄＢ抑圧するので、前述した信号ｂ、ｄが全複素ミキサ１１７に入力される前に３９ｄＢ抑圧され、さらに全複素ミキサ１１７によって２６ｄＢ抑圧されるので、図７に示すように、信号ｄは信号ｃに比して、−６５ｄＢ抑圧され、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５およびイメージリジェクションミキサの一種である全複素ミキサ１１７を用いることにより、イメージ抑圧比が−６５ｄＢに改善されることになる。尚、信号ｂは、信号ａに対して、−６５ｄＢ抑圧されていることがわかる。尚、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５が負の周波数の信号を抑圧するので、（式3）の第２項が抑圧され、イメージ抑圧比が改善されることがわかる。
尚、デュアルコンバージョン型のダウンコンバータ１ａにおいても、前述したように信号、Ｌｏｃａｌｂ１１６の周波数を設定することにより、第１ＩＦ信号から第２ＩＦ信号への変換において、シングルコンバージョン型のダウンコンバータ１と同等のイメージ抑圧比を得ることができる。
次に、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成であるダウンコンバータ１において、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５および全複素ミキサ１１７によってイメージ周波数信号が抑圧される様子を、複素周波数軸上のスペクトルの処理として図８に示し、該処理の説明を行う。
前述した、従来における低ＩＦ型のダウンコンバータ８と同様に、実信号Ｓ１１Ａは、図８（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃの付近において、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)を有し、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃの付近においても、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)と共役な信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)を有することになる。尚、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)と、信号ｓ1m(t)および信号ｓ2m(t)とは、それぞれ振幅が等しい。
そして、実信号Ｓ１１Ａが複素係数トランスバーサルフィルタ１１５に入力され、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５から複素信号Ｓ１１Ｂが出力される。前述したように、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５が負の周波数の信号を抑圧するため、複素信号Ｓ１１Ｂは、図８（ｂ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃの付近において、信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)のみを有するようになる。ここで、複素信号Ｓ１１Ｂを信号ｓ’rf(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。ここで、Ｌｏｃａｌｂ１１６から出力される複素ローカル信号は、Ｌｏｃａｌｂ８１３から出力される複素ローカル信号と同様に、（式6）が示す、信号Ｌrf(t)によって表され、図８（ｃ）に示すようになる。そして、複素信号１１Ｂｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、全複素ミキサ１１７において全複素ミキシング（複素乗算）され、複素信号Ｓ１１Ｃが生成される。複素信号Ｓ１１Ｃをｓif(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。これにより、複素信号Ｓ１１Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図８（ｄ）に示すような各信号を有する。すなわち、複素信号Ｓ１１Ｂの正の周波数＋ｆｃ付近にある信号ｓ1p(t)および信号ｓ2p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、直流に近い周波数において、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)および信号ｓ2p(t)Ｌ1(t)が生成される。
上述したように、ダウンコンバータ１における複素信号Ｓ１１Ｃは、同じ周波数付近に異なる信号が同居しないため、従来におけるダウンコンバータ８と異なり、イメージ周波数妨害は発生しない。以上より、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５が負の周波数の信号を抑圧することより、イメージ周波数妨害が発生しなくなる。
尚、実際には、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５による負の周波数の信号に対する減衰量が有限の値であるため、負の周波数の信号を完全に抑圧することはできないが、トータルとしてみたイメージ抑圧比は、全複素ミキサ１１７により得られる値に対して、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５によって得られる値だけ、改善されることになる。
また、上述したダウンコンバータ１において、以下のようにイメージ周波数を設定することにより、イメージ抑圧比の向上を図ることができる。
例えば、イメージ周波数が目的信号の周波数から、図５に示す周波数特性を有する複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の通過帯域幅の半分の周波数（１８ＭＨｚ）以上の周波数だけ離れた周波数になるようにＩＦ信号の周波数を２５ＭＨｚに設定し、イメージ周波数が複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の通過帯域外になるようにする。このとき、目的信号の周波数が８００ＭＨｚとすると、Ｌｏｃａｌｂ１１６の周波数は７７５ＭＨｚとなる。
ここで、実信号Ｓ１１Ａが以下のような二つの信号になるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝８００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より５０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝７５０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ信号であり、この信号を目的外信号とする。尚、上述した目的外信号は、目的信号に対するイメージ周波数信号となる。
また、ダウンコンバータ１ａにおいては、１回目の周波数変換後の信号である第１ＩＦ信号、つまり、実信号Ｓ１１Ａが、上述したダウンコンバータ１における信号と等しくなるように、入力端ＴＲＦにて二つの実信号ＲＦを入力する。すなわち、一方の信号は、中心周波数＝４００ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚ、各キャリアの電力＝−２０ｄＢであるＤＳＢ信号であり、この信号を目的信号とする。また、他方の信号は、上述した目的信号より５０ＭＨｚ低い周波数である、周波数＝３５０ＭＨｚ、電力＝０ｄＢのＣＷ信号であり、この信号を目的外信号とする。そして、ｌｏｃａｌａ１１４の周波数を４００ＭＨｚとする。ここで、ダウンコンバータ１と同様に、目的外信号はイメージ周波数信号となる。また、ダウンコンバータ１ａにおいては、第２ＩＦ信号が、後述するＩＦ信号に対応する。
ここで、ＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｃの周波数を２５ＭＨｚに設定したときの、全複素ミキサ１１７の出力信号である複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトルを図９に示す。前述したように、図９は、ＩＦ信号の周波数を５ＭＨｚから２５ＭＨｚに変更したときに、ダウンコンバータ１内のＩＦ生成部１１における複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトルであるため、ＩＦ信号の周波数が５ＭＨｚであるときの複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトル（図７）と比較して説明する。
図９における、信号ａ’’〜ｄ’’は、ＩＦ生成部１１において、ＩＦ信号の周波数を５ＭＨｚから２５ＭＨｚに変更したときの信号であるため、図７における、信号ａ〜ｄにそれぞれ相当し、信号ａ’’〜ｄ’’が生成される過程も、ＩＦ信号の周波数以外は信号ａ〜ｄとそれぞれ同一である。
ここで、信号ｃ’’は、ＩＦ生成部１１におけるイメージ周波数（７５０ＭＨｚ）信号がＬｏｃａｌｂ１１６によって周波数変換（周波数が−７７５ＭＨｚだけシフト）された信号である。尚、ダウンコンバータ１ａにおいては、信号ｃ’’は、ＩＦ生成部１１ａにおいて、前述した３５０ＭＨｚの信号が前述した周波数変換器によって４００ＭＨｚ上昇されて生成されたイメージ周波数（７５０ＭＨｚ）信号が、Ｌｏｃａｌｂ１１６によって周波数変換（周波数が−７７５ＭＨｚだけシフト）された信号である。
そのため、上述した信号ｃ’’は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の入力端Ｉrpにおいては、前述したように、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の通過帯域（８００ＭＨｚ±１８ＭＨｚ）外の信号である。そのため、信号ｃ’’は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５を通過することにより、図９に示すように、図７に示す信号ｃ（ＩＦ信号の周波数が５ＭＨｚの場合の信号）に比して、３９ｄＢ抑圧される。
また、ＩＦ信号の周波数が５ＭＨｚの場合と同様に、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の出力信号である複素信号Ｓ１１Ｂの負の周波数の信号がＬｏｃａｌｂ１１６からの周波数Ａ1の複素ローカル信号の実部と虚部との振幅差の存在によってプラス方向に周波数変換されることにより、目的信号である信号ａ’’に対するイメージ周波数妨害が発生する。このとき、図５に示すように、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の−２５ＭＨｚ付近における周波数特性が、−５ＭＨｚ付近における周波数特性と等しいので、ＩＦ信号の周波数を５ＭＨｚから２５ＭＨｚに変更しても、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５および全複素ミキサ１１７を用いて実信号Ｓ１１Ａを複素信号Ｓ１１Ｃに変換することによって得られるイメージ抑圧比は同等の値（−６５ｄＢ）となる。
これらより、次のようなことがいえる。すなわち、信号ｃ’’は、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５および全複素ミキサ１１７を用いて実信号Ｓ１１Ａを複素信号Ｓ１１Ｃに変換することによって得られるイメージ抑圧比に加えて、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の周波数特性によって、さらに３９ｄＢのイメージ抑圧比の改善を図ることができることとなる。これにより、本発明の各基本構成例および各実施形態におけるベースバンド生成部において、入力される信号を複素信号化することによりイメージ抑圧比を改善するだけでなく、入力される信号のイメージ周波数成分を減衰させることによって、イメージ抑圧比を改善することができる。
また、本発明においては、ＩＦ生成部１１にて、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５および全複素ミキサ１１７によって、高いイメージ抑圧比が得られる。しかしながら、ベースバンド生成部１２の入力端における複素信号Ｓ１１Ｃにおいては、図７に示すように、目的周波数（５ＭＨｚ）信号（信号ａ）に対して、イメージ周波数（−５ＭＨｚ）において高レベルの信号（信号ｃ）が存在している。ここで、複素係数フィルタ１３４の出力信号である複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIと虚部Ｓ１２ＡQとが完全に直交していれば、信号ａと信号ｃとは干渉しない。しかし、ＩＦ生成部３２において複素係数フィルタ１３４の処理や、ＡＧＣアンプ１２３および１２４、Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６の処理によって、複素信号Ｓ１２Ｂの実部Ｓ１２ＢIと虚部Ｓ１２ＢQとの間に振幅差があると、信号ｃによって、信号ａに対してイメージ周波数妨害が発生する。
そこで、複素信号Ｓ１２Ｂの実部Ｓ１２ＢIと虚部Ｓ１２ＢQとの間の振幅差を補正することにより、ＩＦ生成部３２におけるイメージ周波数妨害の発生を抑制する。その補正の具体的な手段の一つとして、上述したインバランス補正部１２７によって、複素信号Ｓ１２Ｂの実部Ｓ１２ＢIと虚部Ｓ１２ＢQとの間にて発生し易い振幅誤差によるイメージ周波数妨害の発生を抑制する。これにより、ＩＦ信号における性能の劣化を改善することが可能となる。
尚、デュアルコンバージョン型のダウンコンバータ１ａにおいても、前述したように信号、Ｌｏｃａｌｂ１１６の周波数を設定することにより、シングルコンバージョン型のダウンコンバータ１と同等のイメージ抑圧比を得ることができる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータにおける複素係数ＳＡＷフィルタ１５０、１５７について＞
次に、図１における複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の具体的構成例である複素係数ＳＡＷフィルタ１５０について、図１０を参照して説明する。尚、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、他に、スイッチドキャパシタ回路、電荷結合素子（ＣＣＤ：Charge Coupled Devices）を用いて構成することができるが、高い周波数においてはＳＡＷフィルタが適している。
尚、上述した複素係数ＳＡＷフィルタ１５０を使用したダウンコンバータの具体例は、後述する本発明の第１〜３の実施形態において詳説する。
複素係数ＳＡＷフィルタ１５０は、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタによって構成され、例えば、水晶やセラミックといった圧電材料によって構成される圧電基板１５１の表面に、すだれ状電極（以下、ＩＤＴ（：Inter-Digital Transducer）という）１５２〜１５５が配置された構造になっている。ＩＤＴ１５２〜１５５は、櫛型をなし、交互に対向する二つの電極指によって構成される。
ＩＤＴ１５２および１５４は、圧電基板１５１上に、図１０の紙面の垂直方向に関して、一直線上に並べて配置されており、ＩＤＴ１５４は、ＩＤＴ１５２を垂直方向に関して平行移動した位置関係にある。ＩＤＴ１５２および１５４の同じ位置関係にある電極指が、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０の入力端に共通に接続され、他方の電極指が圧電基板１５１に接地される。以上のように、ＩＤＴ１５２および１５４は、入力用のＩＤＴとなる。
また、圧電基板１５１の上に、紙面の水平方向に関して、予め定められた間隔をおいて、ＩＤＴ１５２および１５４に対向して、ＩＤＴ１５３および１５５が配置され、ＩＤＴ１５２および１５４と、ＩＤＴ１５２および１５４とによって、弾性表面波の伝播路が二つ形成される。ＩＤＴ１５３および１５５は、図１０に示すように、対向する電極指の交差幅が場所毎に異なるように、圧電基板１５１上に配置される。ここで、ＩＤＴ１５３は、ＩＤＴ１５３の対向する電極指の間隙によって形成される曲線（包絡線）が該曲線の中心に対して偶対称になるように、圧電基板１５１上に配置される。また、ＩＤＴ１５５は、ＩＤＴ１５５の対向する電極指の間隙によって形成される曲線が、該曲線の中心に対して奇対称になるように、圧電基板１５１上に配置される。
ＩＤＴ１５３および１５５の同じ位置関係にある電極指が、出力端ＩおよびＱにそれぞれ接続され、他方の電極指が圧電基板１５１に接地される。以上のように、ＩＤＴ１５３および１５５は、出力用のＩＤＴとなる。
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０の動作および設計法について説明する。
ＩＤＴ１５２および１５４にインパルス電気信号が印加されると、圧電基板１５１は、ＩＤＴ１５２および１５４の電極指の間隙において、入力端に接続された電極指と接地された電極指との間に発生した電位差による圧電効果によって、機械的な歪みを生じ、弾性表面波（ＳＡＷ）が励振され、圧電基板１５１上にて、紙面に関して水平方向に伝搬する。そして、ＩＤＴ１５３および１５５の電極指の間隙において、弾性表面波の伝播に伴い、圧電基板１５１に機械的な歪みを生じ、その歪みによる圧電効果によって、ＩＤＴ１５３の電極指、または、出力端Ｑに接続されたＩＤＴ１５５の電極指と、接地された電極指との間に発生した電位差が、出力端Ｉまたは出力端Ｑから信号としてそれぞれ取り出される。
このとき、入力側のＩＤＴであるＩＤＴ１５２および１５４においては、電極指が節となるような弾性表面波が励起され易くなり、電極指の間隔（ピッチ）を変更することにより、任意の波長の弾性表面波を励起することができる。また、出力側のＩＤＴであるＩＤＴ１５３および１５５においては、電極指が節となるような弾性表面波に対して、電極指間に電位差が発生し易くなり、電極指の間隔を変更することにより、任意の波長の信号を取り出すことができる。以上のことより、ＳＡＷフィルタにおいては、少なくとも、入力側または出力側のいずれかのＩＤＴの電極指の間隔を変更することにより、任意の波長の信号を取り出すことができることになる。
また、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０は、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタであり、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０のインパルス応答は、ＩＤＴ１５２および１５４における、各電極指(以下、タップという）における重み関数（交差幅）Ｗi、各タップからの距離ｘi、弾性表面波の位相速度νによって決まり、その周波数伝達関数Ｈ（ω）は、
Figure 2006311353
によって与えられる。これは、重み関数Ｗiの線形結合であり、トランスバーサルフィルタの基本原理と同じである。前述したように、該弾性表面波は、圧電基板１５１上において、ＩＤＴ１５２および１５４から、それらに対向して設けられたＩＤＴ１５３および１５５に伝播し、ＩＤＴ１５３および１５５において、再び電気信号に変換されることにより、所望のフィルタ特性を得ることができる。
また、トランスバーサルフィルタは、重み関数Ｗiと距離ｘiを設計することにより、振幅特性および位相特性を独立に規定することができる。そのため、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの重み関数Ｗiと距離ｘiを設計することにより、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０について、所望の特性を得ることができる。
複素係数ＳＡＷフィルタ１５０は、圧電基板１５１上に設けられた二つの実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタによって構成される。具体的に、圧電基板１５１上に設けられた二つの実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの内の一方は、ＩＤＴ１５２を入力用のＩＤＴ、ＩＤＴ１５４を出力用のＩＤＴとした実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタであり、もう片方は、ＩＤＴ１５３を入力用のＩＤＴ、ＩＤＴ１５５を出力用のＩＤＴとした実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタである。尚、ＩＤＴ１５３の電極指は、前述したように、該電極指の間隙によって構成される曲線が電極の中心線に対して偶対称になるように、圧電基板１５１上に配置され、ＩＤＴ１５５の電極指は、該電極指の間隙によって構成される曲線が電極の中心線に対して奇対称になるように、圧電基板１５１上に配置される。これにより、該複素係数ＳＡＷフィルタ１５０において、ＩＤＴ１５３の電極指の間隙によって形成される曲線が実部のインパルス応答に対応するように設定される（以下、これを「電極指に実部のインパルス応答に対応した重みづけが施される」という）。また、ＩＤＴ１５５の電極指に虚部のインパルス応答に対応した重みづけが施される。
これにより、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０は、入力用のＩＤＴであるＩＤＴ１５２および１５４に同時に実信号Ｓ１１Ａを入力すると、ＩＤＴ１５３に接続された出力端Ｉからは実部のインパルス応答が出力され、ＩＤＴ１５５に接続された出力端Ｑからは虚部のインパルス応答が出力されることになる。尚、出力端Ｉにおける出力信号と出力端Ｑにおける出力信号とは、互いに９０°の位相差を有する。
また、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５を複素係数ＳＡＷフィルタ１５０によって実現することにより、以下の利点がある。すなわち、ＳＡＷフィルタは電極の寸法によって特性が決まり、また、現在の微細加工技術を用いることにより、該ＳＡＷフィルタの電極の寸法を精度よく形成することが可能であるため、所望の特性バラツキを少なくすることができ、装置全体における性能向上を図ることができる。
尚、本基本構成例においては、出力用ＩＤＴであるＩＤＴ１５３および１５５に上述した重み付けを施したが、入力用ＩＤＴであるＩＤＴ１５２および１５４に重み付けを施してもよい。
また、図１１に示すように、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０における入力用のＩＤＴ１５２および１５４を、それらと対向する出力用のＩＤＴ１５３および１５５と対向する構造であるＩＤＴ１５６に置き換えた構成の複素係数ＳＡＷフィルタ１５７を使用してもよい。上述したＩＤＴ１５６は、対向する出力用のＩＤＴ１５３および１５５との間に形成される二つの弾性表面波の伝播路に跨ることになる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第２の基本構成例＞
次に、図１２に示す、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第２の基本構成例の説明を行う。上述したダウンコンバータ２のブロック構成は、図１と類似しているが、ベースバンド生成部２２の構成および動作が、第１の基本構成例であるダウンコンバータ１におけるベースバンド生成部１２と異なっている。
以下、図に従って、第２の基本構成例であるダウンコンバータ２について説明する。
ベースバンド生成部２２は、第１の基本構成例におけるベースバンド生成部１２に比して、ＢＰＦ１２１および１２２が複素係数フィルタ１３４（複素係数フィルタ）に置き換えられ、インバランス補正部１２７が削除されているところが異なる。
複素係数フィルタ１３４は、図１３に示すような複素係数トランスバーサルフィルタによって実現される。該複素係数トランスバーサルフィルタは、係数が複素係数であり、ＢＰＦ−Ｉａ３２１と、ＢＰＦ−Ｉｂ３２２と、ＢＰＦ−Ｑａ３２３と、ＢＰＦ−Ｑｂ３２４と、減算器３２５と、加算器３２６とから構成される。
ＢＰＦ−Ｉａ３２１は入力端Ｉiから入力した信号に対して、目的とする周波数付近のみを通過させるフィルタ処理を行い、処理後の信号を減算器３２５の正入力端に出力し、ＢＰＦ−Ｉｂ３２２は入力端Ｑiから入力した信号に対して、該フィルタ処理を行い、処理後の信号を加算器３２６の一方の入力端に出力する。ＢＰＦ−Ｉａ３２１およびＢＰＦ−Ｉｂ３２２は係数の実部についての処理を行う。
ＢＰＦ−Ｑａ３２３は入力端Ｉiから入力した信号に対して、該フィルタ処理を行い、処理後の信号を加算器３２６の他方の入力端に出力し、ＢＰＦ−Ｑｂ３２４は入力端Ｑiから入力した信号に対して、該フィルタ処理を行い、処理後の信号を減算器３２５の負入力端に出力する。ＢＰＦ−Ｑａ３２３およびＢＰＦ−Ｑｂ３２４は係数の虚部についての処理を行う。
減算器３２５はＢＰＦ−Ｉａ３２１の出力信号からＢＰＦ−Ｑｂ３２４の出力信号を減算し、減算結果を出力信号の実部として出力端Ｉoに出力する。加算器３２６はＢＰＦ−Ｉｂ３２２の出力信号およびＢＰＦ−Ｑａ３２３の出力信号を加算し、加算結果を出力信号の虚部として出力端Ｑoに出力する。
次に、上述した複素係数トランスバーサルフィルタの設計法の例について説明する。
該複素係数トランスバーサルフィルタは、第１の基本構成例における複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と同様に、前述した周波数シフト法によって設計する。ここでは、中心周波数ω＝５ＭＨｚとして、該複素係数トランスバーサルフィルタを設計する。尚、複素係数トランスバーサルフィルタは、複素バンドパス特性を有することができるので、帯域制限フィルタを兼ねることができる。
図１４は、該複素係数トランスバーサルフィルタの実部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して偶対称のインパルス応答を持つ。図１５は、該複素係数トランスバーサルフィルタの虚部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して奇対称のインパルス応答を持つ。尚、上述した複素係数トランスバーサルフィルタは、サンプリング周波数を１５０ＭＨｚとしている。
次に、ベースバンド生成部２２の動作について、図１２を参照して説明する。
ＩＦ生成部２２の動作は、第１の基本構成例におけるベースバンド生成部１２の動作と類似しているので、相違点のみについて説明する。
尚、本基本構成例におけるダウンコンバータ２の入力端ＴＲＦにて、第１の基本構成例であるダウンコンバータ１の入力端ＴＲＦにて入力された信号と同様の信号が入力されるとする。
ここで、端子ＴＩおよびＴＱにおける複素信号Ｓ１１Ｃを信号sif(t)とする。信号sif(t)である複素信号Ｓ１１Ｃの実部Ｓ１１ＣIと虚部Ｓ１１ＣQとの間に振幅の誤差がある場合、実部Ｓ１１ＣIの振幅をＢ、実部Ｓ１１ＣIである信号sifi(t)と虚部Ｓ１１ＣQである信号sifq(t)との振幅の誤差をＢeとし、信号sif(t)が、信号sifi(t)と信号sifq(t)との合成であるので、
Figure 2006311353
となることから、目的信号の周波数に対する負の周波数、換言すると、目的信号の周波数と絶対値が同じで符合のみ異なる周波数であるイメージ周波数において、また、イメージ周波数の負の周波数である目的信号周波数において、誤差Ｂeの大きさに比例した信号が現れる。つまり、イメージ周波数妨害が再発生することになる。
そこで、本基本構成例においては、前述した複素係数フィルタ１３４を用いて、複素信号Ｓ１１Ｃに対して、以下のような信号処理を行う。すなわち、複素係数フィルタ１３４に正の周波数を通過帯域とする特性を持たせ、複素係数フィルタ１３４によって、負の周波数であるイメージ周波数信号を抑圧する処理を行う。これにより、ＩＦ生成部１１と同様に、ベースバンド生成部２２において、イメージ周波数妨害の再発生を回避している。
また、複素信号Ｓ１２Ａは、ＩＦ生成部２２の入力信号である複素信号Ｓ１１Ｃに複素係数フィルタ１３４による信号処理が施された信号であるから、図７に示す信号ａ〜ｄに複素係数フィルタ１３４による信号処理が施されたスペクトルを有する。ここで、図１６において、複素係数フィルタ１３４として用いている複素係数トランスバーサルフィルタの周波数特性を破線にて示し、複素信号Ｓ１２Ａのスペクトルを実線にて示す。該破線によって示されるように、図７における信号ａ、ｄは通過帯域内にあるため、複素係数フィルタ１３４によって減衰されずに通過し、図１６においてもそのままのレベルにて表現される。一方、図７における信号ｂ、ｃは、阻止帯域内にあるために、図１６における信号ｃ’のように減衰することとなる。尚、図７における信号ｂは、信号ｃ’と同程度減衰した結果、図１６において表現しうる最低の振幅（−１００ｄＢ）以下になり、図１６には現れなくなっている。
ここで、ベースバンド生成部２２においては、上述したように、複素係数フィルタ１３４によって、負の周波数であるイメージ周波数信号を抑圧する処理が行われるため、第１の基本構成例のベースバンド生成部１２におけるインバランス補正部１２７が不要となり、これを削除することが可能になっている。
以上のように、本基本構成例においては、複素係数フィルタ１３４によってＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｃの負の周波数を抑圧することにより、ベースバンド生成部２２におけるイメージ周波数妨害の再発生を回避し、イメージ抑圧比のさらなる向上を図ることができる。さらに、イメージ周波数信号を減衰させるので、複素係数フィルタ１３４より後段のダイナミックレンジに対する要求条件を緩和することが可能となる。
尚、本基本構成例においては、複素係数フィルタ１３４の前段に位置する全複素ミキサ１１７が、負の周波数の信号を抑圧して正の周波数の信号を通過させる特性を有しているので、複素係数フィルタ１３４に正の周波数を通過帯域とする特性を持たせ、負の周波数であるイメージ周波数信号を抑圧する処理を行わせるようにしたが、複素係数フィルタ１３４に、正の周波数の信号が抑圧され、主に、負の周波数の信号からなる信号が入力される場合、複素係数フィルタ１３４に負の周波数を通過帯域とする特性を持たせ、正の周波数の信号を抑圧する処理を行わせる。
また、本発明の第１の基本構成例と同様に、本発明の第２の基本構成例におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図１７に示すように、本発明の第２の基本構成例におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ２において、ＩＦ生成部１１内におけるＬＮＡ１１１と複素係数トランスバーサルフィルタ１１５との間に、上述した周波数変換器が介挿されたＩＦ生成部１１ａを含む構成のダウンコンバータ２ａが存在する。このダウンコンバータ２ａは、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号を、ダウンコンバータ２のＲＦ信号、ＩＦ信号に置き換えて考察すると、同等の特性が得られることがわかる。
また、複素係数フィルタ１３４は、図１３に示す複素係数トランスバーサルフィルタのみでなく、ＲＣによる複素バンドリジェクト特性を有するポリフェーズフィルタや、オペアンプ等を用いた複素係数フィルタを用いてもよい。ここで、ポリフェーズフィルタは、通過帯域が正の周波数付近にある場合、該通過帯域においてフラットな周波数特性を有する。ここで、ポリフェーズフィルタは、前述した複素係数トランスバーサルフィルタとは異なり、複素バンドリジェクト特性を有しているので、帯域制限フィルタを兼ねることはできない。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータにおける複素係数ＳＡＷフィルタ３４０について＞
次に、図１２に示されるダウンコンバータ２における複素係数フィルタ１３４として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの具体的構成例である、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０について、図１８を参照して説明する。
また、上述した複素係数ＳＡＷフィルタ３４０を使用したダウンコンバータの具体例は、後述する本発明の第１〜２の実施形態において詳説する。
複素係数ＳＡＷフィルタ３４０は、第２の基本構成例における複素係数ＳＡＷフィルタ１５０と同様の構成であり、圧電基板１５１の表面にＩＤＴ３４３（第１のすだれ電極）、ＩＤＴ３４５（第２のすだれ電極）、ＩＤＴ３４６（第３のすだれ電極）が配置される。尚、ＩＤＴ３４３、３４５〜３４６は、ＩＤＴ１５２〜１５５と同様の構成である。
複素係数ＳＡＷフィルタ３４０は、圧電基板１５１上に設けられた二つの実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタによって構成される。具体的に、圧電基板１５１上に設けられた二つの実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの内の一方は、ＩＤＴ３４２を入力用のＩＤＴ、ＩＤＴ３４４を出力用のＩＤＴとした実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタであり、もう片方は、ＩＤＴ３４３を入力用のＩＤＴ、ＩＤＴ３４５を出力用のＩＤＴとした実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタである。尚、ＩＤＴ３４３の電極指は、前述したように、該電極指の間隙によって構成される曲線が該曲線の中心に対して偶対称になるように圧電基板１５１上に配置され、ＩＤＴ３４５の電極指は、該電極指の間隙によって構成される曲線が該曲線の中心に対して奇対称になるように、圧電基板１５１上に配置される。これにより、該複素係数ＳＡＷフィルタ３４０において、ＩＤＴ３４３の電極指に実部のインパルス応答に対応するように設定される。また、ＩＤＴ３４５の電極指に虚部のインパルス応答に対応した重みづけが施される。
これにより、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０は、入力用のＩＤＴであるＩＤＴ３４２および３４４に同時に複素信号Ｓ１１Ｃの実部Ｓ１１ＣIおよび虚部Ｓ１１ＣQを入力すると、ＩＤＴ３４３に接続された出力端Ｉからは実部のインパルス応答が出力され、ＩＤＴ３４５に接続された出力端Ｑからは虚部のインパルス応答が出力されることになる。尚、出力端Ｉにおける出力信号と出力端Ｑにおける出力信号とは、互いに９０°の位相差を有する。
また、前述した複素係数ＳＡＷフィルタ１５０と同様に、複素係数フィルタ１３４を複素係数ＳＡＷフィルタ３４０によって実現することにより、以下の利点がある。すなわち、近年の微細加工技術の進歩により、該フィルタを精度よく作ることができ、装置全体における性能向上を図ることができる。
尚、本基本構成例においては、出力用ＩＤＴであるＩＤＴ３４３および３４５に上述した重み付けを施したが、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０と同様に、入力用ＩＤＴであるＩＤＴ３４２および３４４に重み付けを施してもよい。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第３の基本構成例＞
次に、図１９に示す、本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータの第３の基本構成例の説明を行う。上述したダウンコンバータ３のブロック構成は、図１２と類似しているが、ベースバンド生成部３２の構成および動作が、第２の基本構成例であるダウンコンバータ２におけるベースバンド生成部２２と異なっている。
以下、図に従って、第３の基本構成例であるダウンコンバータ３について説明する。
ベースバンド生成部３２は、第２の基本構成例におけるベースバンド生成部２２に比して、複素係数フィルタ１３４とＡＧＣアンプ１２３との間に減算器１３５が介挿され、ＡＧＣアンプ１２４およびＡ／Ｄコンバータ１２６が削除され、全複素ミキサ１２９が、局部発振器であるＬｏｃａｌｃ１３６と、ミキサＩ１３７と、ミキサＱ１３８とから構成される半複素ミキサに置き換えられるところが異なる。
Ｌｏｃａｌｃ１３６はＬｏｃａｌｃ１２８と同様に、ＩＦ周波数と等しい周波数を有し、該周波数をＡ２とする。よって、以下、Ｌｏｃａｌｃ１３６が出力する複素ローカル信号を「周波数Ａ２の複素ローカル信号」という。
次に、ベースバンド生成部３２の動作について、図１９を参照して説明する。
ベースバンド生成部３２の動作は、第２の基本構成例におけるベースバンド生成部２２の動作と類似しているので、相違点のみについて説明する。
複素係数フィルタ１３４は、入力した信号に対して、負の周波数の信号を抑圧する処理を施し、複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIを減算器１３５の正入力端に出力し、また、複素信号Ｓ１２Ａの虚部Ｓ１２ＡQを減算器１３５の負入力端に出力する。減算器１３５は実部Ｓ１２ＡIから虚部Ｓ１２ＡQを減算し、実信号Ｓ１２Ａ’を、ＡＧＣアンプ１２３の信号入力端に出力する。
ミキサＩ１３７は、Ａ／Ｄコンバータ１２５から入力した実信号Ｓ１２Ｃと、Ｌｏｃａｌｂ１３６から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の実部とを乗算し、両者の信号の周波数の差の周波数の信号である複素信号Ｓ１２Ｄの実部Ｓ１２ＤIをＬＰＦ１３０の入力端に出力する。ミキサＱ１３８は、Ａ／Ｄコンバータ１２５から入力した実信号Ｓ１２Ｃと、とＬｏｃａｌｂ１３６から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の虚部とを乗算し、両者の信号の周波数の差の周波数の信号である複素信号Ｓ１２Ｄの虚部Ｓ１２ＤQをＬＰＦ１３１の入力端に出力する。
ここで、減算器１３５において、複素係数フィルタ１３４の出力の虚部Ｓ１２ＡQの極性を反転し、減算器１３５の出力の処理を、実部Ｓ１２ＡIと虚部Ｓ１２ＡQとの差から、実部Ｓ１２ＡIおよび虚部Ｓ１２ＡQの和に変更することにより、複素係数フィルタ１３４および減算器１３５による信号の処理の特性は複素共役となり、正の周波数の信号を抑圧し、負の周波数を通過帯域とする特性となる。本基本構成例においては、該処理は、中心周波数を−５ＭＨｚとするバンドパス特性となる。
以上のように、本基本構成例においては、第２の基本構成例と類似の処理によって、ＩＦ生成部３２にて、負の周波数の信号を抑圧することにより、イメージ周波数信号を抑圧し、イメージ周波数妨害の再発生を抑圧する。そして、複素係数フィルタ１３４の出力信号である複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIまたは、虚部Ｓ１２ＡQのみを取り出してＡＧＣアンプ１２３の信号入力端に出力することにより、図１９に示すように、ＡＧＣアンプおよびＡ／Ｄコンバータによって構成される信号処理の系統が、ＡＧＣアンプ１２３およびＡ／Ｄコンバータ１２５からなる一系統のみとなる。これにより、第２の基本構成例のように、ＡＧＣアンプおよびＡ／Ｄコンバータによって構成される信号処理の系統が、ＡＧＣアンプ１２３およびＡ／Ｄコンバータ１２５からなる一系統と、ＡＧＣアンプ１２４およびＡ／Ｄコンバータ１２６からなるもう一系統との二系統による構成をとる必要がなくなる。これによって、回路の規模を半減させることができ、また、コストを下げることができ、さらに、消費電力も低減することが可能となる。
尚、本基本構成例においては、第２の基本構成例と同様に、複素係数フィルタ１３４の前段に位置する全複素ミキサ１１７が、負の周波数の信号を抑圧して正の周波数の信号を通過させる特性を有しているので、複素係数フィルタ１３４に正の周波数を通過帯域とする特性を持たせ、負の周波数であるイメージ周波数信号を抑圧する処理を行わせるようにしたが、複素係数フィルタ１３４に、正の周波数の信号が抑圧され、主に、負の周波数の信号からなる信号が入力される場合、複素係数フィルタ１３４に負の周波数を通過帯域とする特性を持たせ、正の周波数の信号を抑圧する処理を行わせる。
また、本発明の第１、第２の基本構成例と同様に、本発明の第３の基本構成例におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図２０に示すように、本発明の第３の基本構成例におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ３において、ＩＦ生成部１１内におけるＬＮＡ１１１と複素係数トランスバーサルフィルタ１１５との間に、上述した周波数変換器が介挿されたＩＦ生成部１１ａを含む構成のダウンコンバータ３ａが存在する。このダウンコンバータ３ａは、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号を、ダウンコンバータ３のＲＦ信号、ＩＦ信号に置き換えて考察すると、同等の特性が得られることがわかる。
＜低ＩＦ型のアップコンバータの原理＞
次に、本発明における低ＩＦ型のアップコンバータがイメージ周波数信号を抑圧する原理について、本発明におけるアップコンバータの基本構成例によって説明する。
＜低ＩＦ型のアップコンバータの基本構成例＞
先ず、図２１に示す、本発明における低ＩＦ型のアップコンバータの基本構成例の説明を行う。上述した低ＩＦ型のアップコンバータ３１は、例えば実部と虚部を有するディジタル入力端ＴＩおよびＴＱから入力されるディジタル信号をアナログベースバンド信号に変換し、変換されたアナログ信号をＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換して複素ＩＦ信号を生成し、該複素ＩＦ信号を高周波であるＲＦ信号の周波数に変換し、変換された複素ＲＦ信号の実部のみを取り出して、出力端ＴＲＦに接続されたアンテナ等から送信する。
アップコンバータ３１は、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ：Digital to Analog Converter）３０１、３０２と、ＬＰＦ３０３、３０４と、局部発振器であるＬｏｃａｌｄ３０５と、全複素ミキサ３０６と、複素係数トランスバーサルフィルタ３０７（第２の複素係数トランスバーサルフィルタ）と、局部発振器であるＬｏｃａｌｅ３０８と、全複素ミキサ３０９（複素ミキサ）と、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０とから構成される。
Ｌｏｃａｌｄ３０５はＩＦ周波数と等しい周波数を有し、該周波数をＢ１とする。Ｌｏｃａｌｄ３０５は周波数Ｂ１を有する複素ローカル信号を出力する。以下、Ｌｏｃａｌｄ３０５が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｂ１の複素ローカル信号」という。
全複素ミキサ３０６は、前述した全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、ベースバンド信号である複素信号Ｓ３０ＢをＩＦ信号である複素信号Ｓ３０ＣとしてＬｏｃａｌｄ３０５の周波数（Ｂ１）へ周波数変換を行うものであり、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｄ３０５から周波数Ｂ１の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｄ３０５から周波数Ｂ１の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQから入力した複素信号Ｓ３０Ｂを、ｌｏｃａｌｄ３０５の出力信号の周波数へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ３０Ｃを出力する。
複素係数トランスバーサルフィルタ３０７は、実部の入力端として入力端ＩirI、虚部の入力端として入力端ＩirQ、実部の出力端として出力端ＯirI、虚部の出力端として出力端ＯirQを有し、複素信号Ｓ３０Ｃの正の周波数のいずれかを抑圧して、複素信号Ｓ３０Ｄとして出力する。
Ｌｏｃａｌｅ３０８はＲＦ信号の周波数とＩＦ周波数と等しい周波数との差の周波数を有し、該周波数をＢ２とする。Ｌｏｃａｌｅ３０８は周波数Ｂ２を有する複素ローカル信号を出力する。以下、Ｌｏｃａｌｅ３０８が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｂ２の複素ローカル信号」という。
全複素ミキサ３０９は、前述した全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｅ３０８から周波数Ｂ２の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｅ３０８から周波数Ｂ２の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQにおいて複素係数トランスバーサルフィルタ３０７から入力したＩＦ信号である複素信号Ｓ３０Ｄを、ｌｏｃａｌｅ３０８の出力信号の周波数（Ｂ２）および複素信号Ｓ３０Ｄの周波数の和の周波数へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ３０Ｅを出力する。
複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、ＢＰＦ−Ｉ、ＢＰＦ−Ｑおよび減算器によって構成される。複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実部の入力端ＩrpIはＢＰＦ−Ｉの入力端に接続され、虚部の入力端ＩrpQはＢＰＦ−Ｑの入力端に接続される。ＢＰＦ−Ｉの出力端は減算器の正の入力端に接続され、ＢＰＦ−Ｑの出力端は減算器の負の入力端に接続される。減算器の出力端は複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の出力端Ｏrpに接続される。複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、実部の入力端ＩrpIおよび虚部の入力端ＩrpQから複素信号Ｓ１１Ｅを入力し、出力端ＯrpからＲＦ信号を出力する。
尚、図２１に示す、本発明における低ＩＦ型のアップコンバータの基本構成であるアップコンバータ３１は、図３７に示す、従来におけるアップコンバータ３８と比して、以下の点において異なる。すなわち、アップコンバータ３８に比して、ＢＰＦ３１１、３１２が複素係数トランスバーサルフィルタ３０７に置き換えられ、ＢＰＦ３１１、３１２の出力信号である複素信号Ｓ３０ＤをＬｏｃａｌｅ３０８から出力される複素ローカル信号によって実信号に周波数変換を行う半複素ミキサ３１３およびＢＰＦ３１４の組合せが、複素係数トランスバーサルフィルタ３０７の出力信号である複素信号Ｓ３０ＤをＬｏｃａｌｅ３０８から出力される複素ローカル信号によって複素信号Ｓ３０ＥＩに周波数変換を行う全複素ミキサ３０９および複素信号Ｓ３０ＥＩの帯域制限を行い実信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の組合せに置き換えられている。
また、アップコンバータ３１および３８におけるＬｏｃａｌｄ３０５、Ｌｏｃａｌｅ３０８は、次のような複素ローカル信号を出力する。すなわち、前述した、ダウンコンバータにおけるＬｏｃａｌｂ１１６、Ｌｏｃａｌｂ８１３、Ｌｏｃａｌｃ１２８、Ｌｏｃａｌｃ８２３、およびＬｏｃａｌｃ１３６とは異なり、複素周波数軸上にて、正の周波数ｆｃの付近にスペクトルを有する複素ローカル信号を出力する。これにより、複素ローカル信号の周波数は正の周波数ｆｃとなる。
次に、上述したアップコンバータ３１の動作の概略を説明する。
入力端ＴＩＩおよびＴＩＱにて入力された複素ベースバンド信号であるキャリア間隔＝１．６ＭＨｚのＤＳＢ信号がＤ／Ａコンバータ３０１、３０２によってディジタル信号からアナログ信号に変換される。ＬＰＦ３０３、３０４は、Ｄ／Ａコンバータ３０１、３０２から入力した複素信号Ｓ３０Ａを、高周波成分の除去および波形整形を行い、全複素ミキサ３０６に複素信号Ｓ３０Ｂを出力する。
全複素ミキサ３０６は、Ｌｏｃａｌｄ３０５から入力した、周波数Ｂ１の複素ローカル信号によって、信号Ｓ３０ＢをＬｏｃａｌｄ３０５の信号の周波数（Ｂ１＝５ＭＨｚ）へ周波数変換を行い、図３８に示すように、５ＭＨｚを中心周波数とするＤＳＢ信号であるＩＦ信号の複素信号Ｓ３０Ｃを、複素係数トランスバーサルフィルタ３０７の実部の入力端および虚部の入力端にそれぞれ出力する。複素係数トランスバーサルフィルタ３０７は、複素信号Ｓ３０Ｃの負の周波数を抑圧し、複素信号Ｓ３０Ｄを全複素ミキサ３０９に出力する。
全複素ミキサ３０９は、Ｌｏｃａｌｅ３０８から入力した周波数Ｂ２の複素ローカル信号によって、複素信号Ｓ３０ＤをＲＦ信号の周波数へ周波数変換を行い、ＲＦ信号である複素信号Ｓ３０Ｅを、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実部の入力端および虚部の入力端に出力する。複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、複素信号Ｓ３０Ｅの負の周波数を抑圧し、複素信号Ｓ３０Ｅの実部Ｓ３０ＥIを内部のＢＰＦ−Ｉを通した信号から虚部Ｓ３０ＥQを内部のＢＰＦ−Ｑを通した信号を、内部の減算器によって減算し、アップコンバータ３１の出力端ＴＯＲＦに実信号ＲＦを出力する。
＜低ＩＦ型のアップコンバータ３１における全複素ミキサ３０９の動作の詳細について＞
次に、アップコンバータ３１における全複素ミキサ３０９の動作の詳細を説明する。
ここで、全複素ミキサ３０９と、図３７に示す、アップコンバータ３８における半複素ミキサ３１３（複素入力複素ローカル実出力ミキサ）とは、同等のイメージ抑圧比が得られるので、図３７における半複素ミキサ３１３について説明を行う。尚、半複素ミキサ３１３の実部の入力端および虚部の入力端において、キャリア周波数＝５ＭＨｚ、キャリア間隔＝１．６ＭＨｚのＤＳＢ信号である複素ＩＦ信号が入力されることを想定する。
尚、複素ローカル信号のスペクトルは、正の周波数ｆｃの付近のみに存在するのが理想的だが、複素ローカル信号の実部と虚部との振幅の間に誤差が発生し、この誤差により、後述するように、負の周波数−ｆｃの付近にも、低いレベルのスペクトルが存在することになる。
先ず、複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ３０Ｄを信号（ｓifi(t)＋ｊｓifq(t)）という理想的な複素信号として扱い、上述した複素ローカル信号の振幅をＡ、複素ローカル信号をＡ（Ｌoi(t)＋ｊＬoq(t)）、上述した複素ローカル信号の実部と虚部との間の振幅の誤差をＡe、複素ＲＦ信号Ｓ３０Ｅ０を信号srf(t)としたとき、
Figure 2006311353
となり、第２項に示すように、複素ローカル信号の実部と虚部間の振幅の誤差Ａeの存在により発生する誤差信号によって、目的の周波数変換に対して反対方向の周波数変換が行われる。ここで、複素信号Ｓ３０Ｅ０であるsrf(t)の実部のみを取り出し、該信号を s’rf(t)とすると、
Figure 2006311353
となることから、該信号を s’rf(t)は、第1項においてはローカル信号の非誤差信号によりプラス方向への周波数変換が行われ、第２項においてはローカル信号の誤差信号によりマイナス方向への周波数変換操作が行われた信号の複素共役信号であることがわかる。
ここで、位相誤差φeによるイメージ抑圧比の劣化を考慮すると、イメージ抑圧比ＩＭＲmixは、（式4）によって求められる。イメージ抑圧比が劣化している例として、Ｌｏｃａｌｅ３０８から出力されるローカル信号の実部Ｉの振幅と虚部Ｑの振幅との間に１０％の誤差があり、位相誤差φe＝０である（位相誤差がない）場合、Ａe＝０．１、cosφe ＝１となり、（式14）から、上述した半複素ミキサ３１３の出力端におけるイメージ抑圧比ＩＭＲmixは、２６ｄＢと算出される。
＜低ＩＦ型のアップコンバータ３１における複素係数トランスバーサルフィルタ３１０について＞
次に、アップコンバータ３１内の複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の概要および設計法について説明する。
複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、ＲＦ信号を負の周波数を抑圧しつつ、複素信号から実信号に変換する。複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、複素信号Ｓ３０Ｅの実部Ｓ３０ＥIに対する処理用として偶対称インパルスとのたたみ込み積分を行うトランスバーサルフィルタと、複素信号Ｓ３０Ｅの虚部Ｓ３０ＥQに対する処理用として奇対称インパルスとのたたみ込み積分を行うトランスバーサルフィルタと減算器とから構成される。前述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と同様に、上記の二つのトランスバーサルフィルタの特性は任意であり、二つのトランスバーサルフィルタは、９０°の位相差を持つ信号を出力し、減算器によって該出力信号が合成される。尚、ＲＦ信号の複素信号から実信号への変換は、従来、位相器によって実現されていた。
複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、前述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と同様に、予め定められた通過帯域幅Ｂｗ／２、阻止帯域減衰量ＡＴＴの実係数ＬＰＦを設計し、この実係数ＬＰＦの係数にejωtを乗じて、中心周波数ω、通過帯域幅Ｂｗ、阻止帯域減衰量ＡＴＴのフィルタを得る、所謂、周波数シフト法によって設計する。ここでは、中心周波数ω＝８００ＭＨｚ、阻止帯域減衰量ＡＴＴ＝３９ｄＢとして、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０を設計する。
図３は、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して偶対称のインパルス応答を持つ。図４は、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の虚部のインパルス応答を示す図であり、インパルス応答の中心に対して奇対称のインパルス応答を持つ。尚、上述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５は、サンプリング周波数を２．４ＧＨｚとしている。尚、上述した複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実部および虚部のインパルス応答は、前述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実部および虚部のインパルス応答と同等である。
次に、全複素ミキサ３０９が複素係数トランスバーサルフィルタ３１０に出力する複素信号Ｓ３０Ｅについて説明する。
ここで、図２１において、Ｌｏｃａｌｄ３０５の周波数が５ＭＨｚであり、また、Ｌｏｃａｌｅ３０８の周波数が７９５ＭＨｚであるとする。また、Ｌｏｃａｌｅ３０８から出力されるローカル信号の実部Ｉの振幅と虚部Ｑの振幅との間に１０％の誤差があるとする。
上述したように、Ｌｏｃａｌｅ３０８から出力されるローカル信号の実部Ｉの振幅と虚部Ｑの振幅との間に１０％の誤差があるため、全複素ミキサ３０９において、複素信号Ｓ３０Ｄ（ＩＦ信号）から複素信号Ｓ３０Ｅ（ＲＦ信号）への周波数変換において、ＩＦ信号の周波数（５ＭＨｚ）からＲＦ周波数（８００ＭＨｚ）への＋７９５ＭＨｚの周波数変換とは逆（−７９５ＭＨｚ）の周波数変換が行われる。この周波数変換により図２２に示すように、−７９０ＭＨｚ（イメージ周波数）において、＋７９５ＭＨｚの周波数変換による信号（目的信号）がより−２６ｄＢ低い信号（イメージ周波数信号）が発生する。これにより、複素信号Ｓ３０Ｅにおいて、全複素ミキサ３０９によって、イメージ抑圧比が−２６ｄＢ得られることになる。
次に、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の動作の詳細を説明する。図２２に、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の周波数特性を示す。この図において、破線は複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の周波数特性であり、上述した目的信号である信号ｅ（複素信号Ｓ３０Ｅ）は複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の通過帯域内にあるが、負の周波数にあるイメージ周波数信号である信号ｆは複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の通過帯域外にあり、−３９ｄＢ抑圧されることがわかる。よって、実信号ＲＦにおいて、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０によって、イメージ抑圧比が−３９ｄＢ得られることになる。
以上のように、アップコンバータ３１において、複素信号Ｓ３０Ｄは、全複素ミキサ３０９によってイメージ抑圧比が−２６ｄＢ得られ、さらに複素係数トランスバーサルフィルタ３１０によってイメージ抑圧比が−３９ｄＢ得られるので、信号ｆはさらに−３９ｄＢ抑圧され、実信号ＲＦは、図２３に示す信号ｅ（目的信号）と信号ｇ(イメージ周波数信号)とからなるスペクトルを有する。このとき、図２３に示すように、信号ｇは、信号ｅに対して−６５ｄＢ抑圧される。換言すると、目的信号に対して、イメージ抑圧比が−６５ｄＢ得られることになる。
ここで、Ｌｏｃａｌｄ３０５の周波数が５ＭＨｚであり、また、Ｌｏｃａｌｅ３０８の周波数が７９５ＭＨｚであるとした場合の、半複素ミキサ３１３の出力端における信号Ｓ３０Ｅ２のスペクトルを図３９に示す。この図に示されるように、周波数＝７９０ＭＨｚである信号ｇ’（イメージ周波数信号）は、周波数＝８００ＭＨｚである信号ｅ（目的信号）に比して、−２６ｄＢしか抑圧されておらず、全複素ミキサ３０９および複素係数トランスバーサルフィルタ３１０により、半複素ミキサ３１３に比して、イメージ抑圧比が−６５ｄＢに改善されることになる。
これらより、次のようなことがいえる。すなわち、全複素ミキサ３０９による負の周波数の抑圧効果および複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の周波数特性による負の周波数の抑圧効果によって、不要帯域の信号が抑圧され、イメージ抑圧比向上と不要帯域の信号の抑圧にために他の回路構成を必要としないため、送信機の小型化を図ることもできる。
尚、全複素ミキサ３０６および複素係数トランスバーサルフィルタ３０７も、前述した全複素ミキサ３０９および複素係数トランスバーサルフィルタ３１０と同様の原理にて、複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ３０Ｂを、イメージ抑圧比を確保しつつ、複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ３０Ｄへ変換する。
＜低ＩＦ型のアップコンバータにおける複素係数ＳＡＷフィルタ３６０について＞
次に、図２１における複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の具体的構成例である複素係数ＳＡＷフィルタ３６０について、図２４を参照して説明する。尚、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０は、前述した複素係数トランスバーサルフィルタ１１５と同様に、他に、スイッチドキャパシタ回路、電荷結合素子を用いて構成することができるが、高い周波数においてはＳＡＷフィルタが適している。
尚、上述した複素係数ＳＡＷフィルタ３６０、または、前述した複素係数ＳＡＷフィルタ３５０を使用したアップコンバータの具体例は、後述する本発明の第１〜２の実施形態において詳説する。
複素係数ＳＡＷフィルタ３６０は、前述した複素係数ＳＡＷフィルタ１５０、１５７、３４０、３５０と同様に、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタによって構成され、圧電基板１５１の表面に、ＩＤＴ３６３〜３６６が配置された構造になっている。ＩＤＴ３６３〜３６６は、櫛型をなし、交互に対向する二つの電極指によって構成される。
複素係数ＳＡＷフィルタ３６０は、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０のＩＤＴ１５２と１５３、１５４と１５５とを入れ替えた構成のＩＤＴ３６３〜３６６からなる。ＩＤＴ３６３および３６５の同じ位置関係にある電極指が圧電基板１５１に共通に接地され、ＩＤＴ３６３および３６５の他方の電極指が入力端Ｉ、入力端Ｑにそれぞれ接続される。ＩＤＴ３６３の電極指に実部のインパルス応答に対応した重みづけが施され、ＩＤＴ３６５の電極指に虚部のインパルス応答に対応した重みづけが施される。
ＩＤＴ３６３および３６５に対向するＩＤＴ３６４および３６６の隣接する電極指が圧電基板１５１に共通に接地される。ＩＤＴ３６４および３６６の他方の電極指が出力端に共通に接続される。
上記のように電極指が接続されているため、圧電基板１５１上において、ＩＤＴ３６４および３６６が、対向するＩＤＴ３４３および３４５から励起される弾性表面波を受信して出力端に出力する信号の極性が逆になる。このことより、ＩＤＴ３６４および３６６によって、ＩＤＴ３６３にて入力された信号からＩＤＴ３６５にて入力された信号を減算する処理が行われることになる。よって、複素係数ＳＡＷフィルタ３６０を以上のような構成にすることより、入力端Ｉにおける信号から入力端Ｑにおける信号を減算する処理を、複素係数ＳＡＷフィルタ３６０内部にて行わせることができる。
また、複素係数ＳＡＷフィルタ３６０は、後述する、図２８に示すように、出力用のＩＤＴ３４６が、対向する入力用のＩＤＴ３４３および３４５との間に形成される二つの弾性表面波の伝播路に跨る構造を有する複素係数ＳＡＷフィルタ３５０に置き換えてもよい。
＜ゼロＩＦ型のダウンコンバータの原理＞
次に、本発明におけるゼロＩＦ型の動作の原理について、本発明におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例によって説明する。
＜ゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例＞
先ず、図４０に示す、本発明におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例の説明を行う。上述したダウンコンバータ４０は、例えば、無線受信機であり、アンテナに接続される入力端ＴＲＦから入力したＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換し、該複素ＲＦ信号を局部発振器であるＬｏｃａｌｆ５１４から出力され、ＲＦ信号周波数と同じ周波数の複素ローカル信号によって、複素ベースバンド信号を生成して復調部に出力する。尚、ゼロＩＦ型のダウンコンバータ４０は、後述する準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとの対比のために、端子ＴＩおよびＴＱにおいて接続されるＩＦ生成部５３と、ベースバンド生成部５４とから構成されるものとする。
ＩＦ生成部５３は、ＬＮＡ５１１と、複素係数フィルタ５１３と、前述したＬｏｃａｌｆ５１４と、全複素ミキサ５１５（複素ミキサ）とから構成される。複素係数フィルタ５１３および全複素ミキサ５１５は後述するようにＥＶＭの劣化を抑圧する。
複素係数フィルタ５１３は、入力端ＩrpIおよびＩrpQから実信号Ｓ４１Ａを入力し、出力端ＯrpIおよびＯrpQから、互いに９０°の位相差を有する複素信号Ｓ４１Ｂの実部Ｓ４１ＢIおよび虚部Ｓ４１ＢQをそれぞれ出力する。
図４１は、本発明におけるダウンコンバータ４０の複素係数フィルタ５１３として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの周波数特性を示した図である。当該複素係数トランスバーサルフィルタは、前述した低ＩＦ型のダウンコンバータに使用される複素係数トランスバーサルフィルタと同様の設計方法によって設計することができる。例えば、ダウンコンバータ４０において、図４１に示すように、ＲＦ信号周波数＝８００ＭＨｚを中心周波数とした一定の範囲の周波数帯以外の周波数帯において、ＲＦ信号を３９ｄＢだけ抑圧するフィルタを構成する。
また、図４２は、当該複素係数トランスバーサルフィルタの実部のインパルス応答を示した図であり、中心に対して偶対称のインパルス応答を有する。図４３は、当該複素係数トランスバーサルフィルタの虚部のインパルス応答を示す図であり、中心に対して奇対称のインパルス応答を有する。これらのインパルス応答と入力信号とをたたみ込み積分することにより、負の周波数信号を抑圧しつつ、互いに９０°の位相差を有する複素信号を出力することが可能となる。尚、図４２および図４３の縦軸は、正規化された値である。
Ｌｏｃａｌｆ５１４はＲＦ信号の周波数とＩＦ周波数との差の周波数を有し、該周波数をＣ１とする。よって、以下、Ｌｏｃａｌｆ５１４が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｃ１の複素ローカル信号」という。
全複素ミキサ５１５は、ＲＦ信号である複素信号Ｓ４１Ｂをベースバンド信号である複素信号Ｓ４１Ｃの周波数へ周波数変換を行うものであり、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｆ５１４から周波数Ｃ１の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｆ５１４から周波数Ｃ１の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQから入力した複素信号Ｓ４１Ｂを、周波数ゼロの信号へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ４１Ｃを出力する。
ベースバンド生成部５４は、複素係数フィルタ５２２と、ＡＧＣアンプ５２３、５２４と、Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６と、局部発振器であるＬｏｃａｌｇ５２７と、全複素ミキサ５２８と、ＬＰＦ５２９、５３０とから構成される。
複素係数フィルタ５２２は、入力される複素信号Ｓ４１Ｃに対して、ＩＦ信号の周波数を中心とした所定の範囲以外の周波数帯域について帯域制限を行い、複素信号Ｓ４２Ａを出力する。ＡＧＣアンプ５２３、５２４は入力端ＴＡＧＣにて入力した電圧に応じてゲイン（利得）を制御する。
Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６は、ベースバンド生成部５４の後段に接続される復調部にてディジタル信号処理を行うため、ＡＧＣアンプ５２３、５２４から出力された複素信号に対してＡ／Ｄ変換を行い、複素信号Ｓ４２Ｃを全複素ミキサ５２８に出力する。
Ｌｏｃａｌｇ５２７はＩＦ周波数と等しい周波数を有し、該周波数をＣ２とする。よって、以下、Ｌｏｃａｌｇ５２７が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｃ２の複素ローカル信号」という。
全複素ミキサ５２８は、前述した全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、入力端ＩcmCにおいてｌｏｃａｌｇ５２７から周波数Ｃ２の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてｌｏｃａｌｇ５２７から周波数Ｃ２の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQにおいてＡ／Ｄコンバータ５２５および５２６から入力した複素信号Ｓ４２Ｃを、直流成分を含むベースバンド信号へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ４２Ｄを出力する。
尚、ＲＦ信号である信号Ｓ４１Ａの周波数とＬｏｃａｌｆ５１４の出力周波数が等しい場合、Ｌｏｃａｌｇ５２７および全複素ミキサ５２８は不要となる。後述するように、信号Ｓ４１Ａの周波数とＬｏｃａｌｆ５１４の出力周波数が異なる場合、Ｌｏｃａｌｇ５２７および全複素ミキサ５２８が必要となる。
また、図４０に示す、本発明におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータの第１の基本構成であるダウンコンバータ４０は、信号Ｓ４１Ａの周波数とＬｏｃａｌｆ５１４の出力周波数が等しい場合、図５６に示す、従来におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータ４８と比して、以下の点において異なる。すなわち、ダウンコンバータ４８はＩＦ生成部５５と、ベースバンド生成部５６とから構成され、ＩＦ生成部５３において、ＩＦ生成部５５に比して、ＢＰＦ５１６が複素係数フィルタ５１３に置き換えられ、Ｌｏｃａｌｆ５１４から出力される複素ローカル信号によって、実信号から複素信号へ周波数変換を行う半複素ミキサ５１７が、複素信号から複素信号へ周波数変換を行う全複素ミキサ５１５に置き換えられている。また、ベースバンド生成部５４において、ベースバンド生成部５６に比して、ＬＰＦ５４１および５４２が複素係数フィルタ５２２に置き換えられているところが異なる。
次に、上述したダウンコンバータ４０の動作の概略を説明する。アンテナから入力端ＴＲＦにて入力された実信号ＲＦがＬＮＡ５１１によって増幅され、実信号Ｓ４１Ａが出力される。複素係数フィルタ５１３が、該信号を入力し、複素信号Ｓ４１Ｂを全複素ミキサ５１５に出力する。全複素ミキサ５１５は、Ｌｏｃａｌｆ５１４から入力した周波数Ｃ１２Ｈｚの複素ローカル信号によって、周波数ゼロまたはＩＦ周波数と等しい周波数である複素ローカル信号へ周波数変換を行い、複素信号Ｓ４１Ｃを、複素係数フィルタ５２２に出力する。
複素係数フィルタ５２２は、複素信号Ｓ４１Ｃの帯域制限処理を行い、複素信号Ｓ４２ＡをＡＧＣアンプ５２３および５２４に出力する。ＡＧＣアンプ５２３および５２４は、複素信号Ｓ４２Ａの実部Ｓ４２ＡIおよび虚部Ｓ４２ＡQの振幅を、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６に入力するのに適切な振幅に調整し、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６に出力する。Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６は入力された信号をＡ／Ｄ変換し、複素信号Ｓ４２Ｃを全複素ミキサ５２８に出力する。
全複素ミキサ５２８は、複素信号Ｓ４２Ｃを、Ｌｏｃａｌｇ５２７から出力される周波数Ｃ２の複素ローカル信号によって、周波数ゼロのベースバンド信号へ周波数変換を行い、複素信号Ｓ４２ＤをＬＰＦ５２９および５３０に出力する。ＬＰＦ５２９および５３０は複素信号Ｓ４２Ｄの帯域制限を行いベースバンド信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑを復調部へ出力する。
尚、ＲＦ信号である信号Ｓ４１Ａの周波数とＬｏｃａｌｆ５１４の出力周波数が等しい場合、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６は、複素信号Ｓ４２Ａを直接、ＬＰＦ５２９および５３０にそれぞれ出力する。
次に、ダウンコンバータ４０において、全複素ミキサ５１５がイメージ周波数信号を抑圧する様子を、先ず、下記に示す理由により、従来におけるダウンコンバータ４８において、半複素ミキサ５１７がイメージ周波数信号を抑圧する様子を、複素周波数軸上のスペクトルの処理として図４４に示すことにより、該処理の説明を行う。
すなわち、全複素ミキサ５１５と、図５７に示す半複素ミキサ５１７とは、同等の処理（周波数シフトのための時間領域処理）が行われるので、図５７に示す、半複素ミキサ５１７について説明を行う。
先ず、図４４（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、実信号Ｓ４１Ａが、Ｌｏｃａｌｆ５１４から出力される複素ローカル信号の正の周波数ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)を有することを想定する。ここで、実信号Ｓ４１Ａは、前述したように、互いに複素共役な複素信号の合成であるから、実信号Ｓ４１Ａを信号ｓrf(t)とすると、
Figure 2006311353
但し、
Figure 2006311353
となる。これにより、図４４（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、実信号Ｓ４１Ａが、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃの付近においても、信号ｓ1p(t)と共役な信号ｓ1m(t)を有することになる。尚、信号ｓ1p(t)と、信号ｓ1m(t)とは、それぞれ振幅が等しい。
次に、上述した複素ローカル信号は、複素周波数軸上のスペクトルとして、理想的には、負の周波数−ｆｃの付近において、非誤差信号のみ有する。このとき、複素ローカル信号の周波数が負の周波数であるという。しかしながら、現実には、複素ローカル信号は、実部と虚部間の振幅の誤差Ａeのために、図４４（ｂ）に示すように、非誤差信号Ｌ1(t)と、正の周波数ｆｃの付近において、誤差信号Ｌ1e(t)とを有する。これにより、複素ローカル信号をＬrf(t)とすると、（式7）に示すようになる。そして、実信号４１Ａｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、半複素ミキサ５１７において半複素ミキシング（複素乗算）され、複素信号Ｓ４１Ｃが生成される。複素信号Ｓ４１Ｃをｓbb(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。これにより、複素信号Ｓ４１Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図４４（ｃ）に示すような各信号を有する。以下、各信号について、説明を行う。
実信号Ｓ４１Ａの負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1m(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、複素ローカル信号の負の周波数の２倍の周波数−２ｆｃ付近において、信号ｓ1m(t)Ｌ1(t)が生成される。また、実信号Ｓ４１Ａの正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、複素ローカル信号の正の周波数の２倍の周波数＋２ｆｃ付近において、信号ｓ1p(t)Ｌ1e(t)が生成される。
また、実信号Ｓ４１Ａの正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、直流、つまり、周波数ゼロにおいて、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)が生成される。また、実信号Ｓ４１Ａの負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1m(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、周波数ゼロにおいて、信号ｓ1m(t)Ｌ1e(t)が生成される。
以上のことより、周波数ゼロにおいて、次のような現象が発生する。すなわち、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)とｓ1m(t)Ｌ1e(t)とが同一の周波数（周波数ゼロ）に存在することになり、互いに妨害し合う関係となる。すなわち、信号ｓ1p(t)は、周波数ゼロに関して対称な信号である、負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1m(t)によって妨害されることになる。
このとき、ある信号が、該信号に対して周波数ゼロに関して対称な信号によって妨害を受けることになるので、以下の理由より、このような妨害をイメージ（鏡像）周波数妨害という。
ここで、ゼロＩＦ型のダウンコンバータは、実周波数軸上においては、負の周波数という概念がないため、周波数ゼロに関してイメージ周波数という概念はないが、考察を複素周波数軸上に拡張することにより、負の周波数という概念を適用することができ、周波数ゼロに関してイメージ周波数妨害という概念を適用することができる。
よって、考察を複素周波数軸上に拡張することにより、ゼロＩＦ型ダウンコンバータにおいて、ＥＭＶの劣化の原理を、低ＩＦ型のダウンコンバータにおけるイメージ周波数妨害の発生の原理によって説明することができるようになる。
ここで、アナログのダウンコンバータのように、直交性等が不完全なダウンコンバータの場合、現実における信号、つまり、実信号または理想的でない複素信号においては、正の周波数において信号が存在すると、それに応じて、正の周波数に対して、直流に関して対称である負の周波数を信号帯域内に含む信号が存在することになる。そのため、信号ｓ1p(t)は、結果的に、複素ローカル信号の、周波数ゼロに関して対称な信号である、負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1m(t)によって妨害を受けることになる。以上より、信号ｓ1m(t)は、信号ｓ1p(t)のイメージ周波数信号を起こす信号であり、信号ｓ1p(t)が信号ｓ1ｍ(t)によりイメージ周波数信号が起こるという。
次に、ダウンコンバータ４０において、複素係数フィルタ５１３および全複素ミキサ５１５によってイメージ周波数信号が抑圧される様子を、複素周波数軸上のスペクトルの処理として図４５に示し、該処理の説明を行う。
前述した、従来におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータ４８と同様に、実信号Ｓ４１Ａは、図４５（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)を有し、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)と共役な信号ｓ1m(t)を有することになる。尚、信号ｓ1p(t)と、信号ｓ1m(t)とは、それぞれ振幅が等しい。
そして、実信号Ｓ４１Ａが複素係数フィルタ５１３に入力され、複素係数フィルタ５１３から複素信号Ｓ４１Ｂが出力される。ここで、複素係数フィルタ５１３が負の周波数の信号を抑圧するため、複素信号Ｓ４１Ｂは、図４５（ｂ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)のみを有するようになる。ここで、複素信号Ｓ４１Ｂを信号ｓ’rf(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。ここで、Ｌｏｃａｌｆ５１４から出力される複素ローカル信号は、（式16）が示す、信号Ｌrf(t)によって表され、図４５（ｃ）に示すようになる。そして、複素信号４１Ｂｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、全複素ミキサ５１５において全複素ミキシング（複素乗算）され、複素信号Ｓ４１Ｃが生成される。複素信号Ｓ４１Ｃをｓbb(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。これにより、複素信号Ｓ４１Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図４５（ｄ）に示すような各信号を有する。すなわち、複素信号Ｓ４１Ｂの正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1p(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、直流に近い周波数において、信号ｓ1p(t)Ｌ1(t)が生成される。
上述したように、ダウンコンバータ４０における複素信号Ｓ４１Ｃは、同じ周波数付近に異なる信号が同居しないため、従来におけるダウンコンバータ４８と異なり、イメージ周波数信号は発生しない。以上より、複素係数フィルタ５１３が負の周波数の信号を抑圧することより、イメージ周波数信号が発生しなくなる。
ここで、ダウンコンバータ４０において発生するＥＶＭの劣化は、実ＲＦ信号である信号Ｓ４１Ａの正の周波数の信号のみをベースバンドに変換するはずのミキサの動作が、ミキサとローカル信号の不完全性のために、実ＲＦ信号の負の周波数信号（正の周波数信号の複素共役信号）もベースバンドに変換するといった、目的成分の周波数変換とともに、それと逆方向の周波数変換も併せて行われることにより生じる。
そして、この目的成分と逆方向の周波数変換を、前述した低ＩＦ型のダウンコンバータ８に対して行ったように、複素周波数上の周波数変換処理としての考察を行うと、ダウンコンバータ１におけるイメージ周波数妨害と同じ原理によって生じている。このことより、ダウンコンバータ１とダウンコンバータ４０においては、目的信号周波数とローカル信号周波数の差によって、妨害信号が、目的信号より離れたイメージ周波数にある信号の複素共役信号であるか、目的信号の複素共役信号であるかの違いが生じているに過ぎないことが分かる。
ここで、図１に示す、低ＩＦ型のダウンコンバータ１のＡ／Ｄコンバータ１２５、１２６に入力する周波数を、低ＩＦからベースバンドとし、ＢＰＦ１２１、１２２を複素係数フィルタ５２２に置き換えると、図４０に示すような、ゼロＩＦ型またはゼロＩＦ型のダウンコンバータであるダウンコンバータ４０となる。ただし、ダウンコンバータ４０がゼロＩＦ型のダウンコンバータとなるためには、全複素ミキサ１２９は省略される。以上のように、周波数変換前の実信号の負の成分を複素係数フィルタによって抑圧することにより、ゼロＩＦ型ダウンコンバータ４０におけるＥＶＭが、ローカル信号とミキサの不完全性の改善やディジタル信号処理による補償を行うことなく改善できることがわかる。
尚、実際には、複素係数フィルタ５１３による負の周波数の信号に対する減衰量が有限の値であるため、負の周波数の信号を完全に抑圧することはできないが、トータルとしてみたＥＶＭの劣化の抑圧の性能は、全複素ミキサ５１５により得られる値に対して、複素係数フィルタ５１３によって得られる値だけ、改善されることになる。
＜準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの原理＞
次に、本発明におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータがＥＶＭの劣化を抑圧する原理について、本発明におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例によって説明する。 尚、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとは、ディジタルチューナ、ディジタル受信機、ソフトウェア無線機等に利用することができるダウンコンバータである。
前述したように、ゼロＩＦ型のダウンコンバータを実現するためには、ＲＦ周波数とローカル周波数とが一致する必要があり、そのためには、細かい周波数ステップにてチューニングを可能とするＰＬＬ回路が必要となる。また、細かい周波数ステップにてチューニングを行いながら、さらに高速な応答も必要とする場合には、高価なフラクショナルＮ−ＰＬＬ回路が必要となり、従来の無線受信機においては当該フラクショナルＮ−ＰＬＬ回路が適用されている。
ところで、ディジタルチューナ、ディジタル受信機、ソフトウェア無線機等においては、内部のディジタル処理部にて、細かい周波数ステップにてチューニングが可能であるため、フラクショナルＮ−ＰＬＬ回路のような高価なものを適用することは、コストの面において効率的ではない。また、当該フラクショナルＮ−ＰＬＬ回路のような回路を適用することは、サイズの面においても効率的ではなく、むしろ、簡単、且つ、コンパクトな構成とすることが、ディジタルチューナ、ディジタル受信機、ソフトウェア無線機等においては望まれている。
つまり、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとは、ゼロＩＦ型のダウンコンバータに用いられるアナログ回路に、上述したフラクショナルＮ−ＰＬＬ回路ではなく、インテジャーＮ−ＰＬＬ回路を適用することにより、コスト的およびサイズ的な要求等を満たすような構成をとるダウンコンバータである。インテジャーＮ−ＰＬＬ回路を適用することにより、周波数ゼロに対してオフセットが存在する中間周波数信号（準ベースバンド信号）がミキサから出力されることになるが、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータにおいては、ディジタル処理部によって、この中間周波数信号からオフセット分を除去し、目的となる周波数ゼロを中心周波数とするベースバンド信号を得ている。
上述した低ＩＦ型のダウンコンバータと準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとの違いは、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータは、アナログ回路によって、粗い周波数ステップにて周波数変換し、ディジタル回路によって、細かい周波数ステップにて周波数変換して周波数ゼロへ変換することを目的としており、中間周波数が、ＲＦ信号のチャネル信号帯域内の周波数値となるのに対して、低ＩＦ型のダウンコンバータにおいては、中間周波数が、ＲＦ信号のチャネル信号帯域外の周波数値となり、チャネル信号帯域とイメージ周波数帯域が重ならない点が異なる。
＜準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例＞
ここで、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例の説明を行う。上述した準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例は、前述したゼロＩＦ型のダウンコンバータ４０において、ＲＦ信号である信号Ｓ４１Ａの周波数とＬｏｃａｌｆ５１４の出力周波数が異なる場合における構成となる。上述したダウンコンバータ４０は、例えば、無線受信機であり、アンテナに接続される入力端ＴＲＦから入力したＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換し、該複素ＲＦ信号を局部発振器であるＬｏｃａｌｆ５１４から出力され、ＲＦ信号周波数と同じ周波数の複素ローカル信号によって、複素ベースバンド信号を生成して復調部に出力する。尚、ダウンコンバータ４０は、前述したように、端子ＴＩおよびＴＱにおいて接続されるＩＦ生成部５３と、ベースバンド生成部５４とから構成される。
ＩＦ生成部５３は、例えばアンテナに接続される入力端ＴＲＦから入力したＲＦ信号を、複素ＲＦ信号に変換する。また、ＩＦ生成部５３は、当該複素ＲＦ信号を局部発振器から出力される周波数ゼロ（直流）より所定の周波数離れた周波数値であって、ＲＦ信号の信号帯域内の周波数の値だけ離れた周波数である複素ローカル信号によって、周波数変換を行う。当該周波数変換によって、複素信号の周波数は、直流からＲＦ信号の周波数と中間周波数（ＩＦ）の差の周波数値（以下、オフセット周波数と呼ぶ）、離れた複素ＩＦ信号へ変換する。ベースバンド生成部５４は、ＩＦ生成部５３から出力されるＩＦ信号をベースバンド信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑに変換し、ベースバンド信号を取り出して復調部に出力する。尚、構成の内容および動作の概要は、ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして機能している場合に説明した内容と類似しているので、相違点のみ説明する。
ダウンコンバータ４０において、ＩＦ生成部５３は、ＲＦ信号を分解能の粗い周波数変換を行うことにより、ＩＦ信号へ変換し、ベースバンド生成部５４に出力する。
ベースバンド生成部５４は、ＩＦ生成部５３から入力したＩＦ信号に対して、分解能の細かい周波数変換を行い、ベースバンド信号を取り出して復調部に出力する。
ここで、直流より所定の周波数離れた周波数値であって、ＲＦ信号の信号帯域内の周波数の値、すなわち中間周波数（ＩＦ）とは、ＲＦ信号の信号帯域内においてＲＦ信号の中心周波数からオフセット周波数だけ離れた周波数（所定の周波数）である。
尚、前述したように、１段目のミキサである全複素ミキサ５１５がアナログ処理を用い、２段目のミキサである全複素ミキサ５２８がＡ／Ｄ変換後のディジタル信号処理を用いるダウンコンバータ４０は、例えば、ディジタル受信機やソフトウェア無線技術を用いる受信機に用いられる。
また、上述したゼロＩＦ型および準ゼロＩＦ型のダウンコンバータに用いられる複素係数フィルタにおいて、負の周波数帯域を抑制する構成について述べたが、正の周波数信号を抑圧し、取り出した負の周波数成分の信号に基づいて処理を行う構成としてもよい。
＜ゼロＩＦ型のアップコンバータの原理＞
次に、本発明におけるゼロＩＦ型のアップコンバータがＥＶＭを抑圧する原理について、本発明におけるゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例によって説明する。
＜ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例＞
先ず、図４６に示す、本発明におけるゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例の説明を行う。上述したアップコンバータ６０は、例えば、無線送信機であり、実部と虚部を有するディジタル入力ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されるディジタル信号をアナログベースバンド信号に変換し、変換されたアナログ信号に対してＲＦ信号周波数への周波数変換を行って複素ＲＦ信号を生成し、さらに、生成された複素ＲＦ信号の実部のみを取り出して、出力端ＴＯＲＦに接続されたアンテナ等から送信する。
アップコンバータ６０は、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２と、ＬＰＦ７０３、７０４と、局部発振器であるＬｏｃａｌｈ７０５と、全複素ミキサ７０６（複素ミキサ）と、複素係数フィルタ７０７（第２の複素係数トランスバーサルフィルタ）と、減算器７０８とから構成される。
Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２は、それぞれ入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されるディジタル信号をアナログベースバンド信号に変換する。ＬＰＦ７０３、７０４は、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２から出力される複素信号Ｓ６０Ａの高周波成分を除去して波形整形を行い、複素信号Ｓ６０Ｂを出力する。尚、ＬＰＦ７０３、７０４はＬＰＦを使用してもよい。
Ｌｏｃａｌｈ７０５はＲＦ信号の周波数を有し、該周波数をＤ１とする。よって、以下、Ｌｏｃａｌｈ７０５が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｄ１の複素ローカル信号」という。
全複素ミキサ７０６は、前述した全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、ベースバンド信号である複素信号Ｓ６０Ｂを、ＲＦ信号である複素信号Ｓ６０ＣとしてＬｏｃａｌｈ７０５の周波数へ周波数変換を行うものであり、入力端ＩcmCにおいてＬｏｃａｌｈ７０５から周波数Ｄ１の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてＬｏｃａｌｈ７０５から周波数Ｄ１の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQから入力した複素信号Ｓ６０Ｂを、ｌｏｃａｌｈ７０５の出力信号の周波数へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ６０Ｃとして出力する。
複素係数フィルタ７０７は、実部の入力端として入力端ＩirI、虚部の入力端として入力端ＩirQ、実部の出力端として出力端ＯirI、虚部の出力端として出力端ＯirQを有し、複素信号Ｓ６０Ｃの正の周波数のいずれかを抑圧して、複素信号Ｓ６０Ｄを減算器７０８に出力する。減算器７０８は、複素信号Ｓ６０Ｄの実部Ｓ６０ＤIから虚部Ｓ６０ＤQを減算し、アップコンバータ６０の出力端ＴＯＲＦから実信号ＲＦを出力する。
尚、図４６に示す、本発明におけるゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成であるアップコンバータ６０は、図５７に示す、従来におけるアップコンバータ６８と比して、以下の点において異なる。すなわち、アップコンバータ６８に比して、ＬＰＦ７１１、７１２が、ＢＰＦによって代用することもできるＬＰＦ７０３、７０４に置き換えられている。また、ＬＰＦ７１１、７１２の出力信号である複素信号Ｓ６０ＢをＬｏｃａｌｈ７０５から出力される複素ローカル信号によって実信号に周波数変換を行う半複素ミキサ７１３およびＢＰＦ７１４の組合せが、ＬＰＦ７０３、７０４の出力信号である複素信号Ｓ６０ＢをＬｏｃａｌｈ７０５から出力される複素ローカル信号によって複素信号Ｓ６０Ｃに周波数変換を行う全複素ミキサ７０６および複素信号Ｓ３０Ｃの正または負の周波数のみを抑圧しつつ帯域制限を行う複素係数フィルタ７０７ならびに複素係数フィルタ７０７から出力される複素信号Ｓ６０Ｄの実部Ｓ６０ＤIから虚部Ｓ６０ＤQを減算することにより、実信号ＲＦを出力する減算器７０８の組合せに置き換えられている。
次に、上述したアップコンバータ６０の動作の概略を説明する。
入力端ＴＩＩおよびＴＩＱにて入力された複素ベースバンド信号である複素信号の実部信号Ｉ、虚部信号ＱがＤ／Ａコンバータ７０１、７０２によってディジタル信号からアナログ信号に変換される。ＬＰＦ７０３、７０４は、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２から入力した複素信号Ｓ６０Ａを、高周波成分の除去および波形整形を行い、全複素ミキサ７０６に複素信号Ｓ６０Ｂを出力する。
全複素ミキサ７０６は、Ｌｏｃａｌｈ７０５から入力した周波数Ｄ１の複素ローカル信号によって、信号Ｓ６０ＢをＬｏｃａｌｈ７０５の信号の周波数（Ｄ１）へ周波数変換を行い、ＩＦ信号の複素信号Ｓ６０Ｃの実部Ｓ６０ＣIおよび虚部Ｓ６０ＣQを、複素係数フィルタ７０７の実部の入力端および虚部の入力端にそれぞれ出力する。複素係数フィルタ７０７は、複素信号Ｓ６０Ｃの負の周波数を抑圧しつつ、互いに９０°位相が異なる複素信号Ｓ６０Ｄの実部Ｓ６０ＤIおよび虚部Ｓ６０ＤQを減算器７０８に出力する。減算器７０８は、実部Ｓ６０ＤIから虚部Ｓ６０ＤQの減算を行い、アップコンバータ６０の出力端ＴＯＲＦに実信号ＲＦを出力する。
次に、アップコンバータ６０において、上述した全複素ミキサ７０６がＥＭＶの劣化を起こす信号を抑圧する様子を説明するために、従来におけるアップコンバータ６８において、半複素ミキサ７１３がＥＶＭの劣化を抑圧する様子を複素周波数軸上のスペクトルの処理として図４７に示して、両者を比較する。
図４７（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、複素信号Ｓ６０Ｂが、周波数ゼロを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)を有することを想定する。ここで、複素信号Ｓ６０Ｂを信号ｓbb(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。
次に、上述した複素ローカル信号は、複素周波数軸上のスペクトルとして、理想的には、正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む非誤差信号のみ有する。このとき、複素ローカル信号の周波数が正の周波数であるという。しかしながら、現実には、複素ローカル信号は、実部と虚部間の振幅の誤差Ａeのために、図４７（ｂ）に示すように、非誤差信号Ｌ1(t)と、負の周波数ｆｃを信号帯域内に含む誤差信号Ｌ1e(t)とを有する。これにより、複素ローカル信号をＬrf(t)とすると、（式7）に示すようになる。そして、複素信号Ｓ６０Ｂｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、半複素ミキサ７１３において半複素ミキシング（複素乗算）され、実信号Ｓ６０Ｃが生成される。実信号Ｓ６０Ｃをｓrf(t)とすると、
Figure 2006311353
となる。ここで、ｓ1*(t)、Ｌ1*(t)、Ｌ1e*(t)は、それぞれ、ｓ1(t)、Ｌ1(t)、Ｌ1e(t)の共役複素数とする。これにより、実信号Ｓ６０Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図４７（ｃ）に示すような各信号を有する。以下、各信号について、説明を行う。
複素信号Ｓ６０Ｂの周波数ゼロを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1(t)が生成される。また、信号ｓ1(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1e(t)が生成される。
また、信号ｓ1(t)の共役複素数である信号ｓ1*(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)の共役複素数である信号Ｌ1e*(t)と乗算され、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1*(t)Ｌ1e*(t)が生成される。また、信号ｓ1*(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)の共役複素数である信号Ｌ1*(t)と乗算され、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1*(t)Ｌ1*(t)が生成される。
以上のことより、周波数ゼロにおいて、次のように、ＥＶＭの劣化が発生する。すなわち、信号ｓ1(t)Ｌ1(t)とｓ1*(t)Ｌ1e*(t)、信号ｓ1(t)Ｌ1e(t)とｓ1*(t)Ｌ1*(t)が同一の周波数（それぞれ、正の周波数＋ｆｃ、負の周波数−ｆｃ）に存在することになり、互いに妨害し合う関係となる。すなわち、信号ｓ1(t)は、周波数ゼロに関して対称な信号である、負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1*(t)によってＥＶＭの劣化が発生することになる。
ここで、現実における信号、つまり、実信号または理想的でない複素信号においては、正の周波数において信号が存在すると、それに応じて、正の周波数に対して、直流に関して対称である負の周波数を信号帯域内に含む信号が存在することになる。そのため、信号ｓ1(t)は、結果的に、複素ローカル信号の、周波数ゼロに関して対称な信号である、負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1* (t)によって妨害を受けることになる。これらのことより、信号ｓ1*(t)は、信号ｓ1(t)のＥＶＭの劣化を引き起こす信号であり、信号信号ｓ1(t)が信号ｓ1*(t)により妨害を受けるという。
次に、アップコンバータ６０において、複素係数フィルタ７０７および全複素ミキサ７０６によってＥＶＭの劣化が抑圧される様子を、複素周波数軸上のスペクトルの処理として図４８に示し、該処理の説明を行う。
前述した、従来におけるゼロＩＦ型のアップコンバータ６８と同様に、複素信号Ｓ６０Ｂは、図４８（ａ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、周波数ゼロを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)を有することを想定する。ここで、複素信号Ｓ６０Ｂを信号ｓbb(t)とすると、（式18）となる。
次に、上述した複素ローカル信号は、複素周波数軸上のスペクトルとして、理想的には、正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む非誤差信号のみ有する。このとき、複素ローカル信号の周波数が正の周波数であるという。しかしながら、現実には、複素ローカル信号は、実部と虚部間の振幅の誤差Ａeのために、図４８（ｂ）に示すように、非誤差信号Ｌ1(t)と、負の周波数ｆｃを信号帯域内に含む誤差信号Ｌ1e(t)とを有する。これにより、複素ローカル信号をＬrf(t)とすると、（式7）に示すようになる。そして、複素信号Ｓ６０Ｂｓrf(t)と複素ローカル信号Ｌrf(t)とが、全複素ミキサ７０６において全複素ミキシング（複素乗算）され、複素信号Ｓ６０Ｃが生成される。複素信号Ｓ６０Ｃをｓrf(t)とすると、（式19）となる。これにより、複素信号Ｓ６０Ｃは、複素周波数軸上のスペクトルとして、図４８（ｃ）に示すような各信号を有する。以下、各信号について、説明を行う。
複素信号Ｓ６０Ｂの周波数ゼロを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の正の周波数＋ｆｃの非誤差信号Ｌ1(t)と乗算され、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1(t)が生成される。
また、信号ｓ1(t)が、複素ローカル信号Ｌrf(t)の負の周波数−ｆｃの誤差信号Ｌ1e(t)と乗算され、複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1e(t)が生成される。
このとき、前述したように、誤差信号Ｌ1e(t)の振幅が、非誤差信号Ｌ1(t)の振幅より小さいので、信号Ｌ1(t) Ｌ1e(t) の振幅が、信号Ｌ1(t) Ｌ1(t)の振幅より小さくなる。
また、全複素ミキサ７０６においては、前述した半複素ミキサ７１３と異なり、複素共役信号ｓ1*(t)と、複素ローカル信号Ｌrf(t)との乗算結果である、信号ｓ1*(t)Ｌ1e(t)および信号ｓ1*(t)Ｌ1(t)を発生しない。
そして、上述した複素信号Ｓ６０Ｃは、複素係数フィルタ７０７によって負の周波数信号を抑圧され、減算器７０８によって、複素係数フィルタ７０７から出力された複素信号Ｓ６０Ｄの実部Ｓ６０ＤIからおよび虚部Ｓ６０ＤQが減算されることにより、実部が取り出される。この処理により、出力される実信号ＲＦは、
Figure 2006311353
となる。このとき、図４８（ｃ）に示す複素信号Ｓ６０Ｃの複素ローカル信号の負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1e(t)が、複素係数フィルタ７０７によって抑圧される。そして、複素ローカル信号の正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1(t)が減算器７０８によって、実部信号および虚部信号が合成されることにより、合成された信号である実信号ＲＦは、図４８（ｄ）に示すように、複素周波数軸上のスペクトルとして、正の周波数＋ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1(t)Ｌ1(t)および負の周波数−ｆｃを信号帯域内に含む信号ｓ1*(t)Ｌ1*(t) を有する。尚、信号ｓ1*(t)、Ｌ1*(t)は、それぞれ、ｓ1(t)、Ｌ1(t)の共役複素数である。
以上のように、アップコンバータ６０における実信号ＲＦは、同じ周波数付近に異なる信号が同居しないため、従来におけるアップコンバータ６８と異なり、ＥＶＭの劣化は発生しない。以上より、複素係数フィルタ７０７が負の周波数の信号を抑圧することより、ＥＶＭの劣化が発生しなくなる。
尚、実際には、複素係数フィルタ７０７による負の周波数の信号に対する減衰量が有限の値であるため、負の周波数の信号を完全に抑圧することはできないが、トータルとしてみたＥＶＭの劣化の抑圧の性能は、全複素ミキサ７０６により得られる値に対して、複素係数フィルタ７０７によって得られる値だけ、改善されることになる。
＜準ゼロＩＦ型のアップコンバータの原理＞
次に、本発明における準ゼロＩＦ型のアップコンバータがＥＶＭの劣化を抑圧する原理について、本発明における準ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例によって説明する。
＜準ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例＞
図４９は、本発明における準ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例であるアップコンバータ６３を示した図である。アップコンバータ６３は、例えば、無線送信機であり、実部と虚部を有する、入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されるディジタル信号Ｉ、Ｑをアナログベースバンド信号に変換し、変換されたアナログベースバンド信号に対して、局部発振器であるＬｏｃａｌｉ７３４から出力される粗いステップの周波数変換のためのローカル信号によって、直流からオフセット周波数の値だけ離れた中間周波数（ＩＦ）の複素ＩＦ信号へ変換する。さらに、局部発振器であるＬｏｃａｌｈ７０５から出力される細かいステップの周波数変換のためのローカル信号に基づいて当該複素ＩＦ信号を高周波でありアンテナ等から送信することができるＲＦ信号の周波数に周波数変換し、該複素ＲＦ信号の実部のみを取り出して、出力端ＴＯＲＦに接続されたアンテナ等から送信する。
ここで、上述したアップコンバータ６３におけるオフセット周波数とは、粗いステップの周波数変換のためのローカル信号の周波数である。粗いステップの周波数変換のためのローカル信号の周波数とは、ＲＦ信号の中心周波数に粗いステップの周波数変換のためのローカル信号の周波数を加えた周波数値が、ＲＦ信号の周波数帯域内となる周波数値となる。
ここで、アップコンバータ６３においては、細かいステップの周波数変換のための局部発振器であるＬｏｃａｌｈ７０５から出力される細かいステップの周波数変換のためのローカル信号によって複素ベースバンド信号を複素ＲＦ信号へ周波数変換する構成を有するが、Ｌｏｃａｌｈ７０５の分解能が低い場合、当該細かいステップの周波数変換のためのローカル信号の周波数とＲＦ信号周波数との間に差の値が存在することが想定される。準ゼロＩＦ型のアップコンバータであるアップコンバータ６３は、この差を補完するため、１回目の局部発振器であるＬｏｃａｌｉ７３４を設け、粗いステップの周波数変換のためのローカル信号により、オフセット周波数を中心周波数とする細かいステップの周波数変換を行って、準ベースバンド信号を最初に生成しておくことによって、細かいステップの周波数変換のためのローカル信号によって、目的となるＲＦ信号周波数を有する信号へ周波数変換を行うことを可能とするものである。
尚、図４９に示す、本発明における準ゼロ型のアップコンバータの基本構成例であるアップコンバータ６３のブロック構成は、図４６と類似しているが、構成および動作が、ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例であるアップコンバータ６０と異なっている。
以下、図に従って、準ゼロ型のアップコンバータの基本構成例であるアップコンバータ６３について説明する。
アップコンバータ６３は、ゼロＩＦ型のアップコンバータの基本構成例であるアップコンバータ６０に比して、入力端ＴＩＩ、ＴＩＱと、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２の入力端との間に、ＬＰＦ７３１、７３２と、ＲＦ信号の周波数からオフセット周波数離れた周波数の信号を出力するＬｏｃａｌｉ７３４と、全複素ミキサ７３５が介挿されるところが異なる。また、ＬＰＦ７０３、７０４が、ＢＰＦに置き換えることができないＬＰＦ７２５、７２６に置き換えられている。また、複素係数フィルタ７０７および減算器７０８の機能が統合され、複素信号を入力し、実信号を出力する構成の複素係数フィルタ７０９に置き換えられているところが異なる。尚、複素係数フィルタ７０９は、ゼロＩＦ型のアップコンバータ６１における複素係数フィルタ７０７に比して、外付けの減算器７０８を併用して行っている信号の減算処理をフィルタ内部にて行っているところが異なる。
ＬＰＦ７３１、７３２はディジタル信号の高周波成分を除去して波形整形を行う。全複素ミキサ７３５は、上記のオフセット周波数を中心周波数とする信号へ周波数変換するものである。
Ｌｏｃａｌｉ７３４はオフセット周波数を有し、該周波数をＤ２とする。よって、以下、Ｌｏｃａｌｉ７３４が出力する複素ローカル信号を「周波数Ｄ２の複素ローカル信号」という。
また、Ｌｏｃａｌｉ７３４がオフセット周波数を有する場合、共に使用されるＬｏｃａｌｈ７０５の周波数（Ｄ１）は、ＲＦ信号の周波数とオフセット周波数との差の周波数となる。
全複素ミキサ７３５は、前述した全複素ミキサ１１７と同一の構成であり、ベースバンド信号である複素信号Ｓ６１ＡをＩＦ信号である複素信号Ｓ６１ＢとしてＬｏｃａｌｉ７３４の周波数であるオフセット周波数へ周波数変換を行うものであり、入力端ＩcmCにおいてＬｏｃａｌｉ７３４から周波数Ｄ２の複素ローカル信号の実部を入力し、入力端ＩcmSにおいてＬｏｃａｌｉ７３４から周波数Ｄ２の複素ローカル信号の虚部を入力し、該信号によって、入力端ＩcmIおよびＩcmQから入力した複素信号Ｓ６１Ａを、ｌｏｃａｌｉ７３４の出力信号の周波数であるオフセット周波数へ周波数変換を行い、出力端ＯcmIおよびＯcmQから複素信号Ｓ６１Ｂを出力する。
次に、上述した準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６３の動作について説明する。
ＬＰＦ７３１および７３２は、入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されたディジタル信号に対して高周波成分を除去して波形整形し、それぞれ複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ６１Ａを出力する。
全複素ミキサ７３５は、複素信号Ｓ６１Ａを、Ｌｏｃａｌｉ７３４から出力される周波数Ｄ２の複素ローカル信号によってオフセット周波数を複素信号Ｓ６１Ａの中心周波数にする周波数変換を行い、複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｂの実部Ｓ６１ＢIおよび虚部Ｓ６１ＢQをＤ／Ａコンバータ７０１および７０２に出力する。
全複素ミキサ７３５から出力された複素信号Ｓ６１Ｂの実部Ｓ６１ＢIがＤ／Ａコンバータ７０１によりアナログ信号である実部Ｓ６１ＣIに変換される。また、複素信号Ｓ６１Ｂの虚部Ｓ６１ＢQがＤ／Ａコンバータ７０２によりアナログ信号である虚部Ｓ６１ＣQに変換され、アナログ信号化された複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｃが生成される。複素信号Ｓ６１Ｃの実部Ｓ６１ＣIはＬＰＦ７２５により高周波成分が除去されて波形整形され、複素信号Ｓ６１Ｄの実部Ｓ６１ＤIとして出力される。また、複素信号Ｓ６１Ｃの虚部Ｓ６１ＣQはＬＰＦ７２６により高周波成分が除去されて波形整形され、虚部Ｓ６１ＤQとして出力される。
全複素ミキサ７０６は、Ｌｏｃａｌｈ７０５から、ＲＦ信号周波数からオフセット周波数離れた周波数（Ｄ１）を有する複素ローカル信号に基づいて複素信号Ｓ６１Ｄに対して周波数変換を行い、ＲＦ信号の周波数を有する複素ＲＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｅを、複素係数フィルタ７０９に出力する。複素係数フィルタ７０９は、入力される複素信号Ｓ６１Ｅの負の周波数を抑圧しつつ、互いに９０°位相が異なる実信号である実信号ＲＦを、出力端ＴＯＲＦに出力する。
尚、ゼロＩＦ型および準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６０、６３に用いられる複素係数フィルタ７０７、７０９としては、例えば、ポリフェーズフィルタや複素係数トランスバーサルフィルタを適用することができる。複素係数トランスバーサルフィルタを用いる場合、図４２および図４３に示すインパルス応答を有し、具体的には、図４１に示す周波数特性を有する複素係数トランスバーサルフィルタ等を適用することができる。
尚、図４９に示すように、１段目のミキサである全複素ミキサ７３５においてディジタル信号処理を用い、２段目のミキサである全複素ミキサ７０６においてＤ／Ａ変換後の信号に対してアナログ処理を用いる準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６３は、ディジタル受信機やソフトウェア無線技術を用いる送信機に設けられる。
また、上述したアップコンバータ６０、６３における複素係数フィルタ７０７、７０９が負の周波数帯域を抑圧することを前提として説明したが、正の周波数帯域を抑圧し、取り出した負の周波数成分の信号に基づいて処理を行う構成としてもよい。
また、上述した複素係数トランスバーサルフィルタに用いられる偶対称インパルス応答あるいは奇対称インパルス応答は、複素係数トランスバーサルフィルタにフラットな群遅延特性が要求される場合には、厳密に偶対称あるいは奇対称である必要があるが、群遅延特性が厳密にフラットであることを要求されない場合には、対称性が失われたインパルス応答であってもよい。
本発明におけるダウンコンバータにおいては、入力されるＲＦ信号に対し実部のインパルス応答に基づいてたたみ込み積分して複素ＲＦ信号の実部を生成し、入力されるＲＦ信号に対し虚部のインパルス応答に基づいてたたみ込み積分して複素ＲＦ信号の虚部を生成し、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、該複素ＲＦ信号と複素ローカル信号とを、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧しつつミキシングする複素ミキサとを備える構成とした。そのため、ＲＦ信号において、複素係数トランスバーサルフィルタによるイメージ抑圧比と複素ミキサによるイメージ抑圧比との和のイメージ抑圧比にてイメージ妨害を抑圧でき、イメージ抑圧比を向上させることができる。これにより、低ＩＦ型のダウンコンバータにおいては充分なイメージ抑圧比を得ることができ、ゼロＩＦ型、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータにおいてはＥＶＭを改善することが可能となる。また、複素係数トランスバーサルフィルタを用いる構成としたため、実部と虚部の位相差として、９０°の位相差を容易に得ることができ、また、バンドパスフィルタとしての機能を兼ね備えることができるため、ダウンコンバータの小型化が可能となる。また、低ＩＦ型のダウンコンバータにおいては、周波数変換器を複素係数トランスバーサルフィルタの前段に介挿することにより、ＲＦ信号から２回の周波数変換を行うデュアルコンバージョン型のダウンコンバータを構成することができ、周波数変換の分解能を確保しつつイメージ抑圧比を得ることができる。
また、ミキサによってイメージ抑圧比を稼ぐ必要がないので、トランジスタのバラツキによるイメージ抑圧比の劣化を許容できるようになる。そのため、ミキサのトランジスタを小さくすることができるので、トランジスタの使用個数は増加するが、一つ一つのトランジスタの消費電力の削減により、トータルの消費電力を削減することができる。また、ｆＴの低下を防ぐこともでき、性能向上を図ることができる。
また、この本発明におけるアップコンバータにおいては、複素信号と、複素ローカル信号とを正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧しつつミキシングし、ＲＦ信号を複素係数トランスバーサルフィルタに出力する複素ミキサと、複素ミキサから出力される複素ＲＦ信号の実部に対し実部のインパルス応答に基づいてたたみ込み積分し、前記複素ＲＦ信号の虚部に対し虚部のインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行うことにより、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して実数ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタとを備える構成とした。そのため、ＲＦ信号について、複素ミキサによるイメージ抑圧比と複素係数トランスバーサルフィルタによるイメージ抑圧比との和のイメージ抑圧比にてイメージ妨害を抑圧でき、イメージ抑圧比を向上させることができる。また、複素係数トランスバーサルフィルタを用いる構成としたことにより、実部と虚部の位相差として、９０°の位相差を容易に得ることができ、また、バンドパスフィルタとしての機能を兼ね備えることができるため、アップコンバータの小型化が可能となる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の実施形態＞
以下、図面を参照し、この発明に係る低ＩＦ型のダウンコンバータの第１の実施形態について説明する。
図２５は本実施形態における低ＩＦ型のダウンコンバータ４の構成を示すブロック図である。ダウンコンバータ４のブロック構成は、図１９と類似しているが、ＩＦ生成部４１とベースバンド生成部４２との構成および動作が、第３の基本構成例であるダウンコンバータ３におけるＩＦ生成部３１とベースバンド生成部３２と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるダウンコンバータ４について説明する。
ＩＦ生成部４１は、第３の基本構成例におけるＩＦ生成部１１に比して、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７が用いられているところが異なる。
ベースバンド生成部４２は、第３の基本構成例におけるベースバンド生成部３２に比して、複素係数フィルタ１３４の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０が用いられ、加算器１３９および切換器１４０が追加されているところが異なる。
次に、本実施形態におけるダウンコンバータ４におけるＩＦ生成部４１およびベースバンド生成部４２の動作について、図２５を参照して説明する。
ＩＦ生成部４１およびベースバンド生成部４２の動作は、第３の基本構成例におけるＩＦ生成部１１およびベースバンド生成部３２の動作と類似しているので、相違点のみについて説明する。
ＩＦ生成部４１において、ＬＮＡ１１１から出力された実信号Ｓ１１Ａは、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７に入力され、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７から複素信号Ｓ１１Ｂが出力される。全複素ミキサ１１７は複素信号Ｓ１１Ｂを入力し、複素信号Ｓ１１Ｂの周波数よりＩＦ信号の周波数だけ低い周波数のＬｏｃａｌｂ１１６の出力信号によって、複素信号Ｓ１１Ｂの周波数変換を行い、複素信号Ｓ１１Ｂよりも低い周波数のＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｃに変換する。尚、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７の通過帯域幅は無線システム帯域幅をカバーしているとする。
ベースバンド生成部４２において、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０は、入力した信号に対して、帯域制限を行い、且つ、正または負の周波数の信号のみを抑圧する処理を施し、複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIを減算器１３５の正入力端および加算器１３９の一方の入力端に出力し、また、複素信号Ｓ１２Ａの虚部Ｓ１２ＡQを減算器１３５の負入力端および加算器１３９の他方の入力端に出力する。尚、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０の通過帯域幅は、ＩＦ生成部４１における複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７と同様に、チャンネル帯域幅をカバーしているとする。
減算器１３５は実部Ｓ１２ＡIから虚部Ｓ１２ＡQを減算し、実信号Ｓ１２ＡＵを切換器１４０の入力端ＵＳＢへ出力する。加算器１３９は実部Ｓ１２ＡIと虚部Ｓ１２ＡQとを加算し、実信号Ｓ１２ＡＬを切換器１４０の入力端ＬＳＢへ出力する。
このとき、減算器１３５は、実部Ｓ１２ＡIから虚部Ｓ１２ＡQを減算する処理により、周波数が正の周波数であるＵＳＢ（Upper Side Band）の実信号Ｓ１２ＡＵを出力する。また、加算器１３９は、実部Ｓ１２ＡIから虚部Ｓ１２ＡQを減算する処理により、周波数が負の周波数であるＬＳＢ（Lower Side Band）の実信号Ｓ１２ＡＬを出力する。
切換器１４０は、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０が、正の周波数の信号のみを通過させるか負の周波数の信号のみを通過させるかのいずれに設計されるかに応じて、ＡＧＣアンプ１２３へ出力される信号を次のように切換える。すなわち、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０が正の周波数の信号のみを通過させるように設計された場合、切換器１４０によって、入力端ＵＳＢと出力端とを接続し、実信号Ｓ１２ＡＵをＡＣＧアンプ１２３へ供給するようにする。また、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０が負の周波数の信号のみを通過させるように設定された場合、切換器１４０によって、入力端ＬＳＢと出力端とを接続し、実信号Ｓ１２ＡＬをＡＣＧアンプ１２３へ供給するようにする。
尚、低消費電力化ために、切換器１４０によって入力端ＵＳＢと出力端とが接続された場合、動作が不要となる加算器１３９の駆動用電源を停止し、また、切換器１４０によって入力端ＬＳＢと出力端とが接続された場合、動作が不要となる減算器１３５の駆動用電源を停止する。
以上のように、第１の実施形態におけるダウンコンバータ４は、第３の基本構成例におけるダウンコンバータ３に比して、次のような利点を有する。
すなわち、ＩＦ生成部４１において、ＩＦ生成部１１内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７を用いることにより、該フィルタの特性をＳＡＷフィルタのすだれ状電極の構造に基づいて設計することができ、一般的な微細加工技術を利用することにより、装置全体における性能向上を図ることができる。また、ベースバンド生成部４２において、ベースバンド生成部３２内の複素係数フィルタ１３４を複素係数ＳＡＷフィルタ３４０に置き換えることにより、該フィルタを精度よく作ることができ、装置全体における性能向上を図ることができる。また複素係数ＳＡＷフィルタ１５０、１５７、３４０は受動素子であるため、電力消費がなく、装置全体の省電力化を図ることができる。また、正の周波数あるいは負の周波数を抑圧し、かつ目的信号が存在する周波数側において目的信号が存在する帯域外を抑圧するフィルタ効果を得ることが可能となる。
また、加算器１３９および切換器１４０を追加することにより、ＵＳＢについての信号処理のみを行う構成となっている第３の基本構成例におけるダウンコンバータ３に比して、切換器１４０、および、減算器１３５と加算器１３９とのいずれかに選択的に電源を供給する装置の切換によって、ＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵおよびＬＳＢの実信号Ｓ１２ＡＬについて選択的に信号処理を行うことができる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第２の実施形態＞
次に、図面を参照し、本発明に係る低ＩＦ型のダウンコンバータの第２の実施形態について説明する。
図２６は本実施形態における低ＩＦ型のダウンコンバータ５の構成を示すブロック図である。ダウンコンバータ５のブロック構成は、図２５と類似しているが、ベースバンド生成部５２の構成および動作が、本発明の第１の実施形態におけるダウンコンバータ４内のベースバンド生成部４２と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるダウンコンバータ５について説明する。
ベースバンド生成部５２は、第１の実施形態におけるベースバンド生成部４２に比して、複素係数フィルタ１３４が、切換器１４０が削除され、ＡＧＣアンプ１２４、Ａ／Ｄコンバータ１２６、ミキサＩ１４１、ミキサＱ１４２、ＬＰＦ１４３、１４４が追加されているところが異なる。
次に、本実施形態におけるダウンコンバータ５におけるベースバンド生成部５２の動作について、図２６を参照して説明する。
ベースバンド生成部５２の動作は、第１の実施形態におけるベースバンド生成部４２の動作と類似しているので、相違点のみについて説明する。
減算器１３５からＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵがＡＧＣアンプ１２３の信号入力端に出力される。Ａ／Ｄコンバータ１２５はミキサＩ１３７およびミキサＱ１３８に実信号Ｓ１２Ｃ1を出力する。ミキサＩ１３７およびミキサＱ１３８はＬＰＦ１３０および１３１に複素信号Ｓ１２Ｄ1の実部Ｓ１２ＤI1および虚部Ｓ１２ＤQ1をそれぞれ出力する。ＬＰＦ１３０および１３１は、複素ベースバンド信号Ｉ1およびＱ1をそれぞれ出力する。
加算器１３９からＬＳＢの実信号Ｓ１２ＡＬがＡＧＣアンプ１２４の信号入力端に出力される。ＡＧＣアンプ１２４は、実信号Ｓ１２ＡＬの振幅を、Ａ／Ｄコンバータ１２６に入力するのに適切な振幅に調整し、Ａ／Ｄコンバータ１２６に出力する。Ａ／Ｄコンバータ１２６は入力された信号をＡ／Ｄ変換し、実信号Ｓ１２Ｃ2として、ミキサＩ１４１およびミキサＱ１４２に出力する。
ミキサＩ１４１は、Ａ／Ｄコンバータ１２６から入力した実信号Ｓ１２Ｃ2と、Ｌｏｃａｌｂ１３６から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の実部とを乗算し、両者の信号の周波数の差の周波数の信号である複素信号Ｓ１２Ｄ2の実部Ｓ１２ＤI2をＬＰＦ１４３の入力端に出力する。ミキサＱ１４２は、Ａ／Ｄコンバータ１２６から入力した実信号Ｓ１２Ｃ2と、Ｌｏｃａｌｂ１３６から入力した周波数Ａ２の複素ローカル信号の虚部とを乗算し、両者の信号の周波数の差の周波数の信号である複素信号Ｓ１２Ｄ2の虚部Ｓ１２ＤQ2をＬＰＦ１４４の入力端に出力する。ＬＰＦ１４３および１４４は、複素信号Ｓ１２Ｄ2の実部Ｓ１２ＤI2および虚部Ｓ１２ＤQ2の帯域制限を行い、複素ベースバンド信号Ｉ2およびＱ2をそれぞれ出力する。
以上のように、第２の実施形態におけるベースバンド生成部５２は、ＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵおよびＬＳＢの実信号Ｓ１２ＡＬについて切換器１４０によって選択的に信号処理を行っている第１の実施形態におけるベースバンド生成部４２に比して、実信号Ｓ１２ＡＵおよび実信号Ｓ１２ＡＬについて同時に信号処理することが可能となる。
尚、本実施形態においては、ＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵの周波数とＬＳＢの実信号Ｓ１２ＡＬ号の周波数の絶対値が同じであることを前提に、ミキサＩ１３７およびミキサＱ１３８によって周波数変換を行うための局部発振器と、ミキサＩ１４３およびミキサＱ１４４によって周波数変換を行うための局部発振器とを、Ｌｏｃａｌｃ１３６によって共用している。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第３の実施形態＞
次に、図面を参照し、本発明に係る低ＩＦ型のダウンコンバータの第３の実施形態について説明する。
図２７は本実施形態における低ＩＦ型のダウンコンバータ６の構成を示すブロック図である。ダウンコンバータ６のブロック構成は、図２５と類似しているが、ベースバンド生成部６２の構成および動作が、本発明の第１の実施形態におけるダウンコンバータ４内のベースバンド生成部４２と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるダウンコンバータ６について説明する。
ベースバンド生成部６２は、第１の実施形態におけるベースバンド生成部４２に比して、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０が複素係数ＳＡＷフィルタ３５０に置き換えられ、加算器１３９および切換器１４０が削除されているところが異なる。
複素係数ＳＡＷフィルタ３５０の出力端はＡＧＣアンプ１２３の信号入力端に接続される。複素係数ＳＡＷフィルタ３５０は、後述するように、入力した複素信号に実信号化を含む信号処理を施し、実信号Ｓ１２ＡＵをＡＧＣアンプ１２３に出力する。
図２８に示すように、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０は、圧電基板１５１の表面に、入力用のＩＤＴとしてＩＤＴ３４３（第１のすだれ電極）、ＩＤＴ３４５（第２のすだれ電極）、出力用ＩＤＴとしてＩＤＴ３４６（第３のすだれ電極）が配置される。複素係数ＳＡＷフィルタ３５０は、第１および第２の実施形態における複素係数ＳＡＷフィルタ３４０に比して、入力用のＩＤＴのうちの一方であるＩＤＴ３４３の電極指の方に実部のインパルス応答に対応した重みづけが施され、また、入力用のＩＤＴのうちの他方であるＩＤＴ３４５の電極指の方に虚部のインパルス応答に対応した重みづけが施される。また、紙面の水平方向に関して、予め定められた間隔をおいて、出力用のＩＤＴ３４６一つが、入力用のＩＤＴ３４３および３４５の両方に対向するようになっているところが異なる。尚、ＩＤＴ３４６は、対向する入力用のＩＤＴ３４３および３４５との間に形成される二つの弾性表面波の伝播路に跨ることになる。
また、上述した各ＩＤＴの電極指は次のように入力端、出力端に接続され、または接地される。すなわち、ＩＤＴ３４３とＩＤＴ３４５について、近接する側の電極指が圧電基板１５１に接地され、ＩＤＴ３４３の接地されていない電極指が入力端Ｉに接続され、ＩＤＴ３４５の接地されていない電極指が入力端Ｑに接続される。ＩＤＴ３４６の一方の電極指が圧電基板１５１に接地され、ＩＤＴ３４６の他方の電極指が出力端に接続される。
上記のように電極指が接続されているため、圧電基板１５１上にＩＤＴ３４３および３４５から励起される二つの弾性表面波の極性が逆になる。これらの弾性表面波が同一のＩＤＴ３４６によって電気信号に変換されるため、ＩＤＴ３４６によって、ＩＤＴ３４３にて入力された信号からＩＤＴ３４５にて入力された信号を減算する処理が行われることになる。よって、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０を以上のような構成にすることより、第１の実施形態において減算器１３５によって行っていた、入力端Ｉにおける信号から入力端Ｑにおける信号を減算する処理を、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０内部にて行わせることができる。
尚、本実施形態におけるベースバンド生成部６２は、実信号化されたＵＳＢ信号Ｓ１２ＡＵのみについて処理を行うため、第１の実施形態におけるベースバンド生成部４２と異なり、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０によってＵＳＢのみが選択されるために、ＬＳＢの処理は行わない。ここで、第１の実施形態において、加算器１３９および切換器１４０を削除して、ＬＳＢの処理を行わないベースバンド生成部とし、本実施形態におけるベースバンド生成部６２との比較を行う。ベースバンド生成部６２は、前述したように、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０によって、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０および減算器１３５を用いて行われる信号処理を行うことができるので、同一の信号処理の機能を確保しつつ、減算器１３５を削除することができ、装置の構成を簡略化することができる。
また、ＩＦ信号の周波数が高い場合、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０と減算器１３５とを結ぶ線材等が持つリードインダクタンス等によって、特性が出ないケースも発生する。このような場合、圧電基板１５１上において信号経路を非常に短く形成することができる複素係数ＳＡＷフィルタ３５０は好適である。
また、本実施形態におけるベースバンド生成部６２は、ＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵのみについて信号処理を行うことを想定したが、Ｌｏｃａｌｃ１３６の周波数をＩＦ信号の周波数より高くして、ＬＳＢの実信号Ｓ１２ＡＬのみについて信号処理を行うことを想定すると、前述したように、該信号処理は、複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIおよび虚部Ｓ１２ＡQの加算により行われることとなるので、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０について次のような変更を行うことにより実現される。
すなわち、図２８に示す、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０内のＩＤＴ３４５の電極指について、圧電基板１５１に接地されている電極指と入力端Ｑに接続されている電極指とを入れ替える変更を行う。
上記のような変更を行うことにより、圧電基板１５１上にＩＤＴ３４３および３４５から励起される二つの弾性表面波の極性は一致する。これらの弾性表面波が同一のＩＤＴ３４６によって電気信号に変換されるため、ＩＤＴ３４６によって、ＩＤＴ３４３にて入力された信号とＩＤＴ３４５にて入力された信号とを加算する処理が行われることになる。よって、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０を以上のような構成にすることより、第１の実施形態において加算器１３９によって行っていた、入力端Ｉにおける信号と入力端Ｑにおける信号とを加算する処理を、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０内部にて行わせることができる。
以上のように、第３の実施形態におけるベースバンド生成部６２は、第１の実施形態において減算器１３５および切換器１４０を削除してＵＳＢの実信号Ｓ１２ＡＵの信号処理を行わないことを前提としたベースバンド生成部に比して、上述した仕様に変更した複素係数ＳＡＷフィルタ３５０によって、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０および加算器１３９を用いて行われる信号処理を行うことができるので、同一の信号処理の機能を確保しつつ、加算器１３９を削除し、装置の構成を簡略化し、小型化を図ることができる。
また、本発明の第１、第３の基本構成例と同様に、本発明の第３の実施形態におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図２９に示すように、本発明の第３の実施形態におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ６において、ＩＦ生成部４１内におけるＬＮＡ１１１と複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７との間に、前述した周波数変換器が介挿されたＩＦ生成部４１ａを含む構成のダウンコンバータ６ａが存在する。このダウンコンバータ６ａは、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号を、ダウンコンバータ６のＲＦ信号、ＩＦ信号に置き換えて考察すると、同等の特性が得られることがわかる。
＜低ＩＦ型のダウンコンバータの第４の実施形態＞
次に、図面を参照し、本発明に係る低ＩＦ型のダウンコンバータの第４の実施形態について説明する。
図３０は本実施形態における低ＩＦ型のダウンコンバータ７の構成を示すブロック図である。ダウンコンバータ７のブロック構成は、図１と類似しているが、ＩＦ生成部４１とベースバンド生成部７２との構成および動作が、第１の基本構成例であるダウンコンバータ１におけるＩＦ生成部１１とベースバンド生成部１２と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるダウンコンバータ７について説明する。
ＩＦ生成部４１は、本発明の第１〜３の実施形態と同様に、第１の基本構成例におけるＩＦ生成部１１に比して、複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７が用いられているところが異なる。
ベースバンド生成部７２は、第１の基本構成例におけるベースバンド生成部１２に比して、ＢＰＦ１２１および１２２がＢＰＦ７２１および７２２に置き換えられ、インバランス補正部１２７が、イメージ周波数妨害キャンセラ７３に置き換えられるところが異なる。
イメージ周波数妨害キャンセラ７３は、乗算器７４（共役信号生成手段）と、ＬＭＳ（Least Mean Square）コア７５（信号レベル調整手段）と、アッテネータ（ＡＴＴ）７６、７７（信号レベル調整手段）と、減算器７８、７９（信号合成手段）とから構成される。ＬＭＳコア７５は、ＬＭＳアルゴリズムに基づく適応フィルタとして動作する。
次に、本実施形態におけるダウンコンバータ７におけるベースバンド生成部７２の動作について、図３０を参照して説明する。
ベースバンド生成部７２の動作は、第１の基本構成例におけるベースバンド生成部１２の動作と類似しているので、相違点のみについて説明する。
入力端ＴＩから入力された複素信号Ｓ１１Ｄの実部Ｓ１１ＤIはＢＰＦ７２１によって帯域制限が行われ、複素信号Ｓ１２Ａの実部Ｓ１２ＡIとしてＡＧＣアンプ１２３に出力される。入力端ＴＱから入力された複素信号Ｓ１１Ｄの虚部Ｓ１１ＤQはＢＰＦ７２１によって帯域制限が行われ、複素信号Ｓ１２Ａの虚部Ｓ１２ＡQとしてＡＧＣアンプ１２４に出力される。
イメージ周波数妨害キャンセラ７３において、乗算器７４は複素信号Ｓ１２Ｂの虚部Ｓ１２ＢQに「−１」を乗算し符号を反転させて、ＬＭＳコア７５に出力する。ＬＭＳコア７５は、Ａ／Ｄコンバータ１２５から複素信号Ｓ１２Ｂの実部Ｓ１２ＢIを入力し、乗算器７４から複素信号Ｓ１２Ｂの虚部Ｓ１２ＢQの極性を反転した信号を入力し、複素信号Ｓ１２Ｂの複素共役信号である複素信号Ｓ１２Ｃを生成する。ＬＭＳコア７３は適応フィルタの中心部分であり、後述する減算器７８および７９の出力信号を誤差信号、生成された複素共役信号を参照信号として、ＬＭＳアルゴリズムに基づいてフィルタの係数を制御する。
ＡＴＴ７６はＬＭＳコア７５の実部の出力端から出力される信号（イメージ周波数妨害キャンセル信号の実部）の振幅を調整して減算器７８に出力する。ＡＴＴ７７はＬＭＳコア７５の虚部の出力端から出力される信号（イメージ周波数妨害キャンセル信号の虚部）の振幅を調整して減算器７９に出力する。
減算器７８はＡ／Ｄコンバータ１２５から出力された複素信号Ｓ１２Ｂの実部Ｓ１２ＢIからＡＴＴ７６によって振幅調整されたイメージ周波数妨害キャンセル信号を減算し、複素信号Ｓ１２Ｃの実部Ｓ１２ＣIを全複素ミキサ１２９およびＬＭＳコア７５に出力する。減算器７９はＡ／Ｄコンバータ１２６から出力された複素信号Ｓ１２Ｂの虚部Ｓ１２ＢQからＡＴＴ７７によって振幅調整されたイメージ周波数妨害キャンセル信号を減算し、複素信号Ｓ１２Ｃの虚部Ｓ１２ＣQを全複素ミキサ１２９およびＬＭＳコア７５に出力する。
以上のような動作によって、イメージ妨害キャンセラ７３における適応フィルタにおいて、イメージ周波数妨害信号の元の信号から乗算器７４によって生成される複素共役信号を参照信号として、入力される複素信号Ｓ１２Ｂに含まれるイメージ周波数妨害信号と、参照信号との誤差を最小にするように動作する。誤差が完全にないときは、イメージ周波数妨害信号が完全に抑圧されるので、適応フィルタの適応精度限界までイメージ周波数妨害排除特性を向上させることができる。
尚、イメージ妨害キャンセラ７３における適応フィルタにおいて、適応処理時にキャリブレーション信号を入力して適応フィルタの係数を求めてもよい。さらに、アナログ部の特性変化が短い時間で生じることはないため、イメージ周波数妨害信号が時間軸上において緩やかに変動する場合、適応処理を常に動作させる必要はなく、所定の時間だけ適応処理を行い、残りの時間は求めた係数により適応フィルタをイコライザとして動作させ、これを繰り返すことにより目的を達成してもよい。
ＬＭＳコア７５の出力のレベルを調整する実部のＡＴＴ７６および虚部のＡＴＴ７７は、ＬＭＳコア７５のフィルタ係数語長を最小限の係数語長で動作させるために挿入する。また、適応フィルタに参照信号として入力される複素共役信号より、イメージ周波数妨害信号の信号レベルが非常に小さくなり、ＡＴＴ７６および７７を用いることができない場合は、ＬＭＳコア７５において係数の大きさを可変にすることにより、出力であるイメージ周波数妨害キャンセル信号をイメージ周波数妨害信号と同一レベルに変化させることができる。ここで、ＬＭＳコア７５の係数値を小さくすることは、フィルタ係数語長を短くすることと等しくなる。
以上のように、第４の実施形態におけるベースバンド生成部７２は、第１の基本構成例におけるベースバンド生成部１２に比して、以下のような利点を有する。すなわち、ＡＧＣアンプ１２３、１２４が、可変されたゲインおよび周波数に依存して、複素信号Ｓ１２Ｃの実部Ｓ１２ＣIの振幅と虚部Ｓ１２ＣQの振幅とが揃わず、両者の信号間に振幅の差（インバランス）が発生し、イメージ周波数妨害の再発生を引き起こす不具合が発生していた。本実施形態におけるイメージ妨害信号キャンセラ７３は、複素信号Ｓ１２Ｃの実部Ｓ１２ＣIの振幅と虚部Ｓ１２ＣQの振幅との差をＡＧＣアンプ１２３および１２４のゲインと無関係に固定値によって補正するインバランス補正部１２７に比して、それぞれの周波数に応じて、イメージ周波数妨害の再発生をより確実に回避することができる。また、上記のような処理によって、例えば、８０〜１００ｄＢといった、より、高いイメージ抑圧比を得ることができる。
また、本発明の第１、第３の基本構成例および第３の実施形態と同様に、本発明の第４の実施形態におけるデュアルコンバージョン型のダウンコンバータとして、図３１に示すように、本発明の第４の実施形態におけるシングルコンバージョン型のダウンコンバータ７において、ＩＦ生成部４１内におけるＬＮＡ１１１と複素係数ＳＡＷフィルタ１５０または１５７との間に、前述した周波数変換器が介挿されたＩＦ生成部４１ａを含む構成のダウンコンバータ７ａが存在する。このダウンコンバータ７ａは、第１ＩＦ信号、第２ＩＦ信号を、ダウンコンバータ７のＲＦ信号、ＩＦ信号に置き換えて考察すると、同等の特性が得られることがわかる。
以上、詳述したように、本発明の第１〜２の基本構成例および第２、４の実施形態において、正と負の周波数が同時に処理され、Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６によってディジタル信号に変換された後に、ディジタル部において、正と負の周波数の選択あるいは、同時処理の選択が可能となっている。
ここで、上述した第１〜４の実施形態におけるダウンコンバータ４〜７の利点等を説明する。
上述した第１〜３の実施形態におけるダウンコンバータ４〜６は、低消費電力が要求される用途に適している。ＳＡＷフィルタ３４０または３５０によりチャンネル帯域に制限されるため、Ａ／Ｄコンバータ１２５、１２６に要求されるダイナミックレンジおよびビット数は小さくなり、ＩＦ信号の周波数が最小でも４０ＭＨｚと高くなることを相殺して、消費電力を下げることができる。また、ベースバンド生成部４２、５２、６２内の複素係数ＳＡＷフィルタ３４０または３５０をポリフェーズフィルタに置き換えた場合、ＩＦ信号の周波数を下げることができるので、Ａ／Ｄコンバータ１２５および１２６のサンプリング周波数の低下と入力帯域幅の低下によって、複素係数ＳＡＷフィルタ３４０または３５０を用いる場合よりもフィルタ特性が劣化しダイナミックレンジが大きくなることによる消費電力の増大を相殺するか、或いは、より低消費電力化を図ることが可能となる。
また、第４の実施形態におけるダウンコンバータ７は、狭帯域無線方式等、非常に高いイメージ抑圧比が要求される用途に適している。
また、デュアルコンバージョン型のダウンコンバータ１ａ、２ａ、３ａ、６ａ、７ａにおいては、第２ＩＦ信号の周波数を変更することにより、イメージ周波数が変わるので、第２ＩＦ信号の周波数を変更して、イメージ抑圧補正を行わずに、消費電力を抑制しつつ、イメージ抑圧比を確保してもよい。これは、イメージ周波数付近に信号がない場合、イメージ抑圧比が不十分でも妨害が発生しないため、等価的にイメージ抑圧比を確保できることになる。このとき、消費電力が大きいディジタル的な信号処理を行う必要がなくなる。
また、デュアルコンバージョン型のダウンコンバータ１ａ、２ａ、３ａ、６ａ、７ａにおいては、第１ＩＦ信号の周波数をＲＦ信号の周波数より高く設定しているが、ＲＦ信号の周波数が連続的でなく、例えば、ＲＦ信号が８００〜９００ＭＨｚと、１９００〜２０００ＭＨｚといった不連続な周波数帯をカバーする場合、それらの周波数帯の間に存在する９００〜１９００ＭＨｚを第１ＩＦ信号の周波数に設定してもよい。このようにすることにより、以下の問題を回避することができる。すなわち、ＲＦ信号の帯域内に第１ＩＦ信号の周波数がある場合、ＲＦ信号の通り抜け等の不可避な問題を回避することができる。また、第１ＩＦ周波数をむやみに高くした場合に、消費電力が増加し、特性のよいＩＦフィルタが作り難くなることを回避できる。以上のように、ＲＦ信号の周波数帯が不連続である場合、第１ＩＦ信号の周波数をＲＦ信号が使用しない周波数帯に設定するのが望ましい。
＜低ＩＦ型のアップコンバータの第１の実施形態＞
以下、図面を参照し、この発明に係る低ＩＦ型のアップコンバータの第１の実施形態について説明する。
図３２は本実施形態における低ＩＦ型のアップコンバータ３４の構成を示すブロック図である。アップコンバータ３４のブロック構成は、図２１と類似しているが、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０、または複素係数ＳＡＷフィルタ３６０のいずれかが用いられるところが、基本構成例におけるアップコンバータ３１と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるアップコンバータ３４について説明する。
尚、本実施形態におけるアップコンバータ３４の動作は、基本構成例におけるアップコンバータ３１の動作と類似しているが、全複素ミキサ３０９の出力信号である複素信号Ｓ３０Ｅに対する信号処理を、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の実現手段の一つとして、複素係数ＳＡＷフィルタ３５０、３６０のいずれかによって行うところが異なる。
以上のように、第１の実施形態におけるアップコンバータ３４は、基本構成例におけるアップコンバータ３１に比して、次のような利点を有する。
すなわち、複素係数トランスバーサルフィルタ３１０を複素係数ＳＡＷフィルタ３５０または３６０に置き換えることにより、該フィルタを精度よく作ることができ、装置全体における性能向上を図ることができる。また、通常のＳＡＷフィルタより形状が若干大きくなるが、通常のＢＰＦに比して大幅な小型化が望める複素係数ＳＡＷフィルタ３５０、３６０を用いて装置全体の小型化を図ることができる。また複素係数ＳＡＷフィルタ３５０、３６０は受動素子であるため、電力消費がなく、装置全体の省電力化を図ることができる。
＜低ＩＦ型のアップコンバータの第２の実施形態＞
次に、図面を参照し、この発明に係る低ＩＦ型のアップコンバータの第２の実施形態にしているが、ＬＰＦ３０３、３０４、Ｌｏｃａｌｄ３０５、全複素ミついて説明する。
図３３は本実施形態における低ＩＦ型のアップコンバータ３５の構成を示すブロック図である。アップコンバータ３５のブロック構成は、図３２と類似しているが、ＬＰＦ３０３〜３０４および全複素ミキサ３０６が削除されるところが、第１の実施形態におけるアップコンバータ３４と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるアップコンバータ３５について説明する。
尚、本実施形態におけるアップコンバータ３５の動作は、第１の実施形態におけるアップコンバータ３４の動作と類似しているが、Ｄ／Ａコンバータ３０１、３０２から出力された複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ３０Ａを全複素ミキサ３０６によってｌｏｃａｌｄ３０５の周波数（ＩＦ信号の周波数）へ変換する処理を行わず、複素信号Ｓ３０Ａの周波数をＩＦ信号の周波数に設定することによって、複素信号Ｓ３０ＡをＤ／Ａコンバータ３０１、３０２から複素係数トランスバーサルフィルタ３０７に直接出力するところが異なる。つまり、アップコンバータ３５は入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから複素ベースバンド信号ではなく、複素ＩＦ信号を入力することになる。
以上のように、第２の実施形態におけるアップコンバータ３５は、第１の実施形態におけるアップコンバータ３４に比して、次のような利点を有する。
すなわち、入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから複素ベースバンド信号ではなく、複素ＩＦ信号を入力することにより、ＬＰＦ３０３、３０４、Ｌｏｃａｌｄ３０５、全複素ミキサ３０６からなるベースバンド処理段が削除され、第１の実施形態におけるアップコンバータ３４に比して、小型、且つ、軽量なアップコンバータを構成することができる。
＜ゼロＩＦ、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの実施形態＞
次に、図面を参照し、この発明に係るゼロＩＦまたは準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの実施形態について説明する。
図５０は本実施形態におけるゼロＩＦまたは準ゼロＩＦ型のダウンコンバータ４４の構成を示すブロック図である。ダウンコンバータ４４のブロック構成は、図４０と類似しているが、ＩＦ生成部５７とベースバンド生成部５８との構成および動作が、基本構成例であるダウンコンバータ４０におけるＩＦ生成部５３とベースバンド生成部５４と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるダウンコンバータ４４について説明する。
ＩＦ生成部５７は、基本構成例におけるＩＦ生成部５３に比して、複素係数フィルタ１１３が、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８に置き換えられているところが異なる。また、
ＩＦ生成部５７において、局部発振器であるＬｏｃａｌｆ５１４が、後述するように、ゼロＩＦ型のダウンコンバータと準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとに対応する周波数の信号を出力することができるようになっており、ＩＦ生成部５７は、Ｌｏｃａｌｆ５１４の発振周波数を切り替えることにより、ゼロＩＦ型のダウンコンバータとしての処理または準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして処理のいずれかを選択することが可能となっている。
図５１は、ダウンコンバータ４４のＩＦ生成部５７の複素係数ＳＡＷフィルタ５１８の構造を示した図である。当該ＳＡＷフィルタの原理は、前述した複素係数ＳＡＷフィルタ１５０と同様であるため、ここにおいては説明を省略し、以下、ダウンコンバータ４４において用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ５１８の構成および動作について説明する。
複素係数ＳＡＷフィルタ５１８は、圧電基板１５１と、圧電基板１５１上に配置され、交差幅が場所毎に異なるＩＴＤ１８３〜１８６によって構成されている。ＩＤＴ１８３、１８５は、入力端に共通に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波が励振され、圧電基板１５１の左右方向に伝搬する。ＩＤＴ１８４は実部信号を出力する出力端Ｉに接続され、ＩＤＴ１８３からの弾性表面波を受信することができるような位置に配置される。また、ＩＤＴ１８６は虚部信号を出力する出力端Ｑに接続され、ＩＤＴ１８５からの弾性表面波を受信することができるような位置に設けられている。ＩＤＴ１８４は、実部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。ＩＤＴ１８６は、虚部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。この構成によって、実ＲＦ信号を実部と虚部において、９０°の位相差を有する複素ＲＦ信号へ変換することが可能となる。
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８の動作について説明する。最初に、入力端に実ＲＦ信号が入力されると、ＩＤＴ１８３とＩＤＴ１８５において弾性表面波が励振され、該弾性表面波が伝搬される。ＩＤＴ１８３とＩＤＴ１８５とから伝搬される弾性表面波は、それぞれの伝搬方向に設けられたＩＤＴ１８４とＩＤＴ１８６によって受信され、それぞれに対応したインパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。このとき、ＩＤＴ１８４においては、ＲＦ信号の実部信号が出力端Ｉから出力され、ＩＤＴ１８６においては、ＲＦ信号の虚部信号が出力端Ｑから出力される。この構成により、図４２および図４３に示したインパルス応答と実ＲＦ信号とをたたみ込み積分することにより、実ＲＦ信号の負の周波数帯域を抑制しつつ、互いに９０°の位相差を有する複素ＲＦ信号を出力することが可能となる。
尚、インパルス応答に対応する重み付けがされたＩＤＴ１８３およびＩＤＴ１８５を入力端に接続し、出力端にＩＤＴ１８４および１８６を設けるようにしても、同様に複素信号を出力することが可能である。
また、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８は、図５２に示す複素係数ＳＡＷフィルタ１８７に置き換えてもよい。複素係数ＳＡＷフィルタ１８７は、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８において、入力端側に２つのＩＤＴ１８３と１８５とが設けられていたのに対して、出力側に接続されたＩＤＴ１８４および１８６の両方の伝搬路に跨るように、入力側にＩＤＴ１８８が設けられている点が異なる。この構成により、入力端側のＩＤＴを１つにすることができる。
図５０に戻り、ベースバンド生成部５８は、基本構成例におけるベースバンド生成部５４に比して、複素係数フィルタ５２２がＢＰＦ５４１、５４２に置き換えられ、切換器５３３、５３４と、切換器制御部５３５が追加されているところが異なる。ベースバンド生成部５８は、切換器５３３、５３４を切り替えることにより、ＩＦ生成部５７と同様に、ゼロＩＦ型のダウンコンバータとしての処理または準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとしての処理のいずれかを選択することが可能となっている。
切換器制御部５３５は、切換器５３３、５３４の制御入力端（図示しない）に接続され、後述するように、切換器５３３、５３４を必要に応じて切り替える。また、ＩＦ生成部５７におけるＬｏｃａｌｆ５１４の制御入力端（図示しない）にも接続され、切換器５３３、５３４の切換に応じて、Ｌｏｃａｌｆ５１４の発振周波数を切り替える。
ここで、切換器制御部５３５による切換器５３３、５３４およびＬｏｃａｌｆ５１４の制御の詳細を説明する。
前述したように、ＲＦ信号からベースバンド信号を取り出す際には、構成が最も簡略化されるという点において、ゼロＩＦ型のダウンコンバータが最もよいものであるが、ＲＦ信号からベースバンド信号への正確な周波数変換の実現のためには、非常に分解能の高い回路を用いることが必要であり、そのような分解能の高い周波数変換を一度に行えない場合、オフセット分の周波数まで周波数変換を行った後に、ディジタル処理によってオフセット分を除去し、ベースバンド信号を得るようにした準ゼロＩＦ型のダウンコンバータが存在する。ここで、ゼロＩＦ型のダウンコンバータと、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとの差は、上述した周波数変換を行うために、切換器制御部５３３が局部発振器であるｌｏｃａｌｆ５１４の周波数をＲＦ信号の周波数と全く等しい値に設定することができるか、ＲＦ信号の周波数に近い値にしか設定できないかよるものであることになる。また、準ゼロＩＦ型のダウンコンバータについては、オフセット分を除去するために周波数変換の回路が必要になる。
そのため、ＲＦ信号の周波数とＬｏｃａｌｆ５１４に設定することができる周波数との関係によって、回路構成が変わることになる。よって、前述した切換器５３３、５３４と、切換器制御部５３５とによって、Ｌｏｃａｌｆ５１４に設定する周波数に応じて、以下のように、ダウンコンバータ４４をゼロＩＦ型のダウンコンバータまたは準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして機能するように切り替える。
すなわち、ダウンコンバータ４４をゼロＩＦ型のダウンコンバータとして機能させる場合、切換器５３３は端子Ｔz1と端子Ｔou1とを、切換器５３４は端子Ｔz2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続し、全複素ミキサ５２８と、ＬＰＦ５２９、５３０とを断路して、Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６からＬＰＦ５２９、５３０へ、直接、複素信号Ｓ４２Ｃを出力する。
また、ダウンコンバータ４４を準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして機能させる場合、切換器５３３は端子Ｔj1と端子Ｔou1とを、切換器５３４は端子Ｔj2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続し、全複素ミキサ５２８と、ＬＰＦ５２９、５３０とを接続して、Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６から全複素ミキサ５２８を介して、ＬＰＦ５２９、５３０へ複素信号Ｓ４２Ｄを出力する。
次に、ダウンコンバータ４４の動作について説明する。先ず、ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして動作する場合について説明する。ゼロＩＦ型のダウンコンバータの場合、切換器制御部５３５は、最初にＬｏｃａｌｆ５１４へ、出力される信号の周波数がＲＦ信号の周波数と同じ値になるような係数を設定する。そして、切換器５３３、５３４がそれぞれ、端子Ｔz1と端子Ｔou1とを、端子Ｔz2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続する。このとき、全複素ミキサ５２８の動作が停止される。
ＩＦ生成部５７において、アンテナによって受信された実信号のＲＦ信号がＬＮＡ５１１に入力され、ＬＮＡ５１１は該ＲＦ信号を増幅して複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７に出力する。複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７は、ＬＮＡ５１１から出力された増幅後の実ＲＦ信号である実信号Ｓ４１Ａを、負の周波数帯域を抑制しつつ、互いに９０°位相が異なる実部信号と虚部信号からなる複素ＲＦ信号である複素信号Ｓ４１Ｂに変換して全複素ミキサ５１５７に出力する。尚、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７の通過帯域幅は無線システム帯域幅を確保できるように設定する。
全複素ミキサ５１５は、Ｌｏｃａｌｆ５１４から入力されるＲＦ信号の周波数と同じ周波数の複素ローカル信号が入力され、当該複素ローカル信号と、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７から出力される複素信号Ｓ４１Ｂの実部とをミキシングして複素ベースバンド信号を生成し、出力端ＴＩおよびＴＱから該信号である複素信号Ｓ４１Ｃを出力する。
そして、ベースバンド生成部５８において、入力端ＴＩおよびＴＱから入力した複素信号Ｓ４１Ｃが、ＬＰＦ５２１、５２２によって、周波数ゼロを中心とした所定の範囲以外の周波数帯域についての帯域制限が行われ、複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ４２ＡをＡＧＣアンプ５２３、５２４に出力する。ＡＧＣアンプ５２３、５２４は、複素信号Ｓ４２Ａの振幅を、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６に入力するのに適切なレベルに調整し、Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６に出力する。Ａ／Ｄコンバータ５２５、５２６は入力された信号をディジタル信号に変換し、切換器５３３、５３４を介して、ＬＰＦ５２９、５３０にそれぞれ出力する。ＬＰＦ５２９、５３０は複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ４２Ｃの高周波成分の除去を行い、複素ベースバンド信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑをそれぞれ出力端ＴＯＩとＴＯＱへ出力する。
次に、ダウンコンバータ４４が準ゼロＩＦ型のダウンコンバータとして動作する場合について説明する。準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの場合、切換器制御部５３５は、最初にＬｏｃａｌｆ５１４へ、出力される信号の周波数がＲＦ信号の周波数からオフセット周波数だけ離れた値になるような係数を設定する。そして、切換器５３３、５３４がそれぞれ、端子Ｔj1と端子Ｔou1とを、端子Ｔj2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続する。
アンテナから入力端ＴＲＦにて入力された実信号のＲＦ信号がＬＮＡ５１１によって増幅され、実ＲＦ信号が出力される。当該信号が入力される複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７は、ＬＮＡ５１１から出力される実ＲＦ信号の負の周波数成分を抑圧し、互いに９０°位相が異なる実部信号と虚部信号からなる複素ＲＦ信号に変換して全複素ミキサ５１５に出力する。全複素ミキサ５１５は、Ｌｏｃａｌｆ５１４から出力されるＲＦ信号の周波数からオフセット周波数離れた周波数の複素ローカル信号が入力され、当該複素ローカル信号と、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７から出力される複素信号Ｓ４１Ｂとをミキシングして複素ＩＦ信号を生成し、出力端ＴＩおよびＴＱから該信号である複素信号Ｓ４１Ｃを出力する。
次にベースバンド生成部５６において、ＬＰＦ５４１およびＬＰＦ５４２は、入力した複素信号Ｓ４１Ｃに対してオフセット周波数を中心とした所定の範囲以外の周波数帯域について帯域制限を行い、複素ＩＦ信号をＡＧＣアンプ５２３、５２４に出力する。ＡＧＣアンプ５２３、５２４は、該複素信号の振幅を、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６に入力するのに適切なレベルに調整し、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６に出力する。Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６は入力された複素信号をディジタル信号である複素信号Ｓ４２Ｃに変換し、全複素ミキサ５２８に出力する。
全複素ミキサ５２８は、複素信号Ｓ４２Ｃを、Ｌｏｃａｌｈ５２７から出力される周波数Ｃ２の複素ローカル信号によって、中心周波数が直流となる複素ベースバンド信号へ周波数変換を行い、変換後の複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ４２Ｄを、切換器５３３、５３４を介して、ＬＰＦ５２９、５３０にそれぞれ出力する。ＬＰＦ５２９、５３０は複素ベースバンド信号である複素信号Ｓ４２Ｄの高周波成分の除去と波形整形とを行い、複素ベースバンド信号の実部信号Ｉおよび虚部信号Ｑをそれぞれ出力端ＴＯＩとＴＯＱへ出力する。
以上のように、ダウンコンバータ４４は、少ないスペースにおいてゼロＩＦ型のダウンコンバータと準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの機能を兼ね備えることが可能であり、例えば、これにより、双方の機能を要求する携帯端末等への適用を図ることが可能となる。
尚、ダウンコンバータ４４において、ＬＰＦ５４１および５４２と、Ａ／Ｄコンバータ５２５および５２６との間において発生する実部信号と虚部信号との間の誤差によってもＥＶＭの劣化が生じるが、この誤差は、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７と全複素ミキサ５２８の動作には無関係であり、当該誤差は既存のディジタル信号処理による実部信号と虚部信号との間の誤差補償の手段を適用することにより、改善することができる。
＜ゼロＩＦ、順ゼロＩＦ型のアップコンバータの実施形態＞
次に、図面を参照し、この発明に係るゼロＩＦまたは準ゼロＩＦ型のアップコンバータの実施形態の実施形態について説明する。
図５３は本実施形態におけるゼロＩＦまたは準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６４の構成を示すブロック図である。アップコンバータ６４のブロック構成は、図４９と類似しているが、構成および動作が、基本構成例である準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６３と異なっている。
以下、図に従って、本実施形態におけるアップコンバータ６４について説明する。
アップコンバータ６４は、基本構成例におけるアップコンバータ６３に比して、切換器７３７、７３８と、切換器制御部７３９とが追加され、局部発振器であるＬｏｃａｌｉ７３４が、後述するように、ゼロＩＦ型のアップコンバータと準ゼロＩＦ型のアップコンバータとに対応する周波数の信号を出力することができるようにされ、複素係数フィルタ７０９が、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０に置き換えられているところが異なる。アップコンバータ６４は、Ｌｏｃａｌｉ７３４の発振周波数および切換器７３７、７３８を切り替えることにより、ゼロＩＦ型のアップコンバータとしての処理または準ゼロＩＦ型のアップコンバータとして処理のいずれかを選択することが可能となっている。
切換器制御部７３９は、切換器７３７、７３８の制御入力端（図示しない）に接続され、後述するように、切換器７３７、７３８を必要に応じて切り替える。また、Ｌｏｃａｌｉ７３４の制御入力端（図示しない）にも接続され、切換器７３７、７３８の切換に応じて、Ｌｏｃａｌｉ７３４の発振周波数を切り替える。
ここで、切換器制御部７３９による切換器７３７、７３８およびＬｏｃａｌｉ７３４の制御の詳細を説明する。
前述したように、ベースバンド信号からＲＦ信号を生成する際には、構成が最も簡略化されるという点において、ゼロＩＦ型のアップコンバータが最もよいものであるが、ベースバンド信号からＲＦ信号への正確な周波数変換の実現のためには、非常に分解能の高い回路を用いることが必要であり、そのような分解能の高い周波数変換を一度に行えない場合、前述した準ゼロ型ダウンコンバータの場合と類似の構成として、ベースバンド信号を直流に近い周波数であるオフセット分の周波数までディジタル処理によって周波数変換を行った後に、該オフセット分の周波数からＲＦ信号を得るような周波数変換を行う構成にした準ゼロＩＦ型のアップコンバータが存在する。
ここで、ゼロＩＦ型のアップコンバータと、準ゼロＩＦ型のアップコンバータとの差は、ダウンコンバータと同様に、上述した周波数変換を行うために、切換器制御部７３９が局部発振器であるｌｏｃａｌｉ７３４の周波数をＲＦ信号の周波数と全く等しい値に設定することができるか否かによるものであることになる。また、準ゼロＩＦ型のアップコンバータについては、ベースバンド信号を、一旦、オフセット分の周波数に変換するために周波数変換の回路が必要になる。
また、準ゼロＩＦ型のアップコンバータと低ＩＦ型のアップコンバータとの差は、入力する信号の帯域が周波数ゼロを跨ぐか否かによる。つまり、準ゼロＩＦ型のアップコンバータに入力する信号の帯域は周波数ゼロを跨ぎ、低ＩＦ型のアップコンバータに入力する信号の帯域は周波数ゼロを跨がない。
そのため、ＲＦ信号の周波数とＬｏｃａｌｉ７３４に設定することができる周波数との関係によって、回路構成が変わることになる。よって、前述した切換器７３７、７３８と、切換器制御部７３９とによって、Ｌｏｃａｌｉ７３４に設定する周波数に応じて、以下のように、アップコンバータ６４をゼロＩＦ型のアップコンバータまたは準ゼロＩＦ型のアップコンバータとして機能するように切り替える。
すなわち、アップコンバータ６４をゼロＩＦ型のアップコンバータとして機能させる場合、切換器７３７は端子Ｔz1と端子Ｔou1とを、切換器７３８は端子Ｔz2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続し、全複素ミキサ７３５と、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２とを断路して、ＬＰＦ７３１、７３２からへ、直接、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２へ複素信号Ｓ６１Ａを出力する。
また、アップコンバータ６４を準ゼロＩＦ型のアップコンバータとして機能させる場合、切換器７３７は端子Ｔj1と端子Ｔou1とを、切換器７３８は端子Ｔj2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続し、全複素ミキサ７３５と、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２とを接続して、ＬＰＦ７０１、７０２から全複素ミキサ７３５を介して、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２とへ複素信号Ｓ６１Ｂを出力する。
以上のような構成より、アップコンバータ６４は、ゼロＩＦ型のアップコンバータ６０と、準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６３との構成を併せ持つこととなる。
図５４は、アップコンバータ６４の複素係数ＳＡＷフィルタ７４０の構造を示した図である。当該ＳＡＷフィルタの原理は、前述した複素係数ＳＡＷフィルタ３６０と同様であるため、ここにおいては説明を省略し、以下、アップコンバータ６４において用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ７４０の構成および動作について説明する。
複素係数ＳＡＷフィルタ７４０は、圧電基板１５１と、圧電基板１５１上に配置され、交差幅が場所毎に異なるＩＴＤ７４３〜７４６によって構成されている。ＩＤＴ７４３は実部信号を入力する入力端Ｉに接続され、ＩＤＴ７４５は虚部信号を入力する入力端Ｑに接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波が励振され、圧電基板１５１の左右方向に伝搬する。ＩＤＴ７４３は、実部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。ＩＤＴ７４５は、虚部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。ＩＤＴ７４４はＩＤＴ７４３からの弾性表面波を受信することができるような位置に配置され、ＩＤＴ７４６はＩＤＴ７４５からの弾性表面波を受信することができるような位置に配置され、出力端に共通に接続される。また、ＩＤＴ７４４および７４６は互いに逆相になるように接続されているため、実部信号から虚部信号が減算されることになり、出力端から実ＲＦ信号が出力されることになる。よって、複素ＲＦ信号を実部と虚部において、９０°の位相差を有する実ＲＦ信号へ変換することが可能となる。
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０の動作について説明する。最初に、入力端に複素ＲＦ信号が入力されると、ＩＤＴ７４３とＩＤＴ７４５において、それぞれに対応したインパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ弾性表面波が励振され、該弾性表面波が伝搬される。ＩＤＴ７４３とＩＤＴ７４５とから伝搬される弾性表面波は、それぞれの伝搬方向に設けられたＩＤＴ７４４とＩＤＴ７４６によって受信され、再び電気信号に変換される。このとき、ＩＤＴ７４４においては、ＲＦ信号の実部信号が出力され、ＩＤＴ７４６においては、ＲＦ信号の虚部信号の極性が逆転した信号が出力され、出力側の虚部に対応するＩＤＴ７４６の出力の極性を逆にすることにより、ＲＦ信号の実部信号から虚部信号が減算され、実ＲＦ信号が出力端から出力される。
この構成により、図４２および図４３に示したインパルス応答と複素ＲＦ信号とをたたみ込み積分することにより、複素ＲＦ信号の負の周波数帯域を抑制しつつ、互いに９０°の位相差を有する実ＲＦ信号を出力することが可能となる。
尚、図５４に示す複素係数ＳＡＷフィルタ７４０は、図５１、図５２に示す複素係数ＳＡＷフィルタ５１８、１８７においては、出力端側にインパルス応答の重み付けがされた２つのＩＤＴ１８４、１８６が設けられていたのに対して、入力側にインパルス応答の重み付けがされたＩＤＴ７４３、ＩＤＴ７４５が接続され、出力側には出力端に接続され、ＩＤＴ７４３、ＩＤＴ７４５の伝搬路の上にそれぞれＩＤＴ７４４、ＩＤＴ７４６を備えた構成となっている。ここで、インパルス応答に対応する重み付けがされたＩＤＴ７４４およびＩＤＴ７４６を出力端に接続し、入力端にＩＤＴ７４３および７４５を設けるようにしても、同様に実ＲＦ信号を出力することが可能である。
また、極性を逆にするのは虚部のＩＤＴ７４６に限られず、実部のＩＤＴ７４４の極性を逆にするようにしてもよい。
また、尚、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０は、図５５に示す複素係数ＳＡＷフィルタ７５０に置き換えてもよい。複素係数ＳＡＷフィルタ７５０は、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０においては、出力端側に２つのＩＤＴ７４４と７４６とが設けられていたのに対して、出力側に接続されたＩＤＴ７４４および７４６の両方の伝搬路に跨るように、入力側にＩＤＴ７４７が設けられ、虚部信号の入力側のＩＤＴ７４５の極性が逆にされている点が異なる。この構成により、出力端側のＩＤＴを１つにすることができる。
以下、アップコンバータ６４の動作について説明する。先ず、ゼロＩＦ型のアップコンバータとして動作する場合について説明する。ゼロＩＦ型のアップコンバータの場合、切換器制御部７３９は、最初にＬｏｃａｌｉ７３４へ、出力される信号の周波数がＲＦ信号の周波数と同じ値になるような係数を設定する。そして、切換器７３７、７３８がそれぞれ、端子Ｔz1と端子Ｔou1とを、端子Ｔz2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続する。このとき、全複素ミキサ７３５の動作が停止される。
入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されたディジタルベースバンド信号は、ＬＰＦ７３１、７３２によって高周波成分が除去され波形整形された後に、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２によりアナログ信号である複素信号Ｓ６１Ｃに変換される。複素信号Ｓ６１ＣはＬＰＦ７２５、７２６により高周波成分が除去されて波形整形される。
全複素ミキサ７０６は、Ｌｏｃａｌｈ７０５から入力され、ＲＦ信号周波数と同じ周波数を有する複素ローカル信号に基づいて複素信号を周波数変換し、ＲＦ信号の周波数を有する複素ＲＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｅを複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０に出力する。
複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０は、入力される複素ＲＦ信号の負の周波数を抑圧しつつ、複素ＲＦ信号の実部信号と虚部信号を生成し、実部信号から虚部信号を減算して、実ＲＦ信号を取り出す。ここで、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０の通過帯域幅は無線システム帯域幅を確保できるように設定する。
次に、アップコンバータ６２が準ゼロＩＦ型のアップコンバータとして動作する場合について説明する。準ゼロＩＦ型のアップコンバータの場合、切換器制御部７３９は、最初にＬｏｃａｌｉ７３４へ、出力される信号の周波数がＲＦ信号の周波数からオフセット周波数だけ離れた値になるような係数を設定する。そして、切換器７３７、７３８がそれぞれ、端子Ｔj1と端子Ｔou1とを、端子Ｔj2と端子Ｔou2とを接続するように回路を接続する。
入力端ＴＩＩおよびＴＩＱから入力されたディジタル信号の実部信号は、ＬＰＦ７２０および７２１によって高周波成分が除去され波形整形され、全複素ミキサ７３５に出力される。
全複素ミキサ７３５は、入力される複素信号をＬｏｃａｌｉ７３４から出力される周波数Ｄ２の複素ローカル信号によってオフセット周波数を中心周波数とする周波数変換を行い、複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ６１ＢをＤ／Ａコンバータ７０１および７０２に出力する。
全複素ミキサ７３５から出力された複素信号Ｓ６１Ｂは、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２によりアナログ信号に変換され、アナログ信号化された複素ＩＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｃが生成され、ＬＰＦ７２５、７２６に出力される。そして、複素信号Ｓ６１ＣはＬＰＦ７２５、７２６により高周波成分が除去されて波形整形され、全複素ミキサ７０６に出力される。
全複素ミキサ７０６は、Ｌｏｃａｌｈ７０５から入力され、ＲＦ信号周波数からオフセット周波数離れた周波数（Ｄ１）を有する複素ローカル信号に基づいて複素信号Ｓ６１Ｄに対して周波数変換を行い、ＲＦ信号の周波数を有する複素ＲＦ信号である複素信号Ｓ６１Ｅを、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０に出力する。複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０は、入力される複素信号Ｓ６１Ｅの負の周波数を抑圧しつつ、複素信号Ｓ６１Ｅの実部から虚部を減算し、実ＲＦ信号を取り出す。
以上のように、アップコンバータ６４は、少ないスペースにおいてゼロＩＦ型のアップコンバータと準ゼロＩＦ型のアップコンバータの機能を兼ね備えることが可能であり、例えば、これにより、双方の機能を要求する携帯端末等への適用を図ることが可能となる。
尚、アップコンバータ６４において、Ｄ／Ａコンバータ７０１、７０２およびＬＰＦ７２５、７２６との間において発生する実部信号と虚部信号との間の誤差によってもＥＶＭの劣化が生じるが、この誤差は、複素係数ＳＡＷフィルタ７４０、７５０と全複素ミキサ７０６の動作には無関係であり、当該誤差は既存のディジタル信号処理による実部信号と虚部信号との間の誤差補償の手段を適用することにより、改善することができる。
また、上述した複素係数トランスバーサルフィルタに用いられる偶対称インパルス応答あるいは奇対称インパルス応答は、複素係数トランスバーサルフィルタにフラットな群遅延特性が要求される場合には、厳密に偶対称あるいは奇対称である必要があるが、群遅延特性が厳密にフラットであることを要求されない場合には、対称性が失われたインパルス応答であってもよい。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。
本発明における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータの第１の基本構成例であるダウンコンバータ１の構成を示すブロック図である。 本発明における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータの第１の基本構成例であるダウンコンバータ１ａの構成を示すブロック図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の実部のインパルス応答を示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の虚部のインパルス応答を示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の出力端ＯrpIおよびＯrpQにおける複素信号Ｓ１１Ｂのスペクトルおよび複素係数トランスバーサルフィルタ１１５の周波数特性を示す図である。 従来における低ＩＦ型のダウンコンバータ８、８ａ内の半複素ミキサがイメージ周波数信号を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 本発明における低ＩＦ型のダウンコンバータ１、１ａ内の全複素ミキサ１１７の出力端ＯcmIおよびＯcmQにおける複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトルを示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数トランスバーサルフィルタ１１５および全複素ミキサ１１７がイメージ周波数信号を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａにおいて、ＩＦ信号である複素信号Ｓ１１Ｃの周波数を２５ＭＨｚに設定したときの全複素ミキサ１１７の出力信号である複素信号Ｓ１１Ｃのスペクトルを示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数ＳＡＷフィルタ１５０の内部構造を示す図である。 ダウンコンバータ１、１ａ内の複素係数ＳＡＷフィルタ１５７の内部構造を示す図である。 本発明における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータの第２の基本構成例であるダウンコンバータ２の構成を示すブロック図である。 ダウンコンバータ２、２ａ内の複素係数フィルタ１３４として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す図である。 ダウンコンバータ２、２ａ内の複素係数フィルタ１３４として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの実部のインパルス応答を示す図である。 ダウンコンバータ２、２ａ内の複素係数フィルタ１３４として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの虚部のインパルス応答を示す図である。 ダウンコンバータ２、２ａ内の複素係数フィルタ１３４として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの出力端における複素信号Ｓ１２Ａのスペクトルを示す図である。 本発明における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータの第２の基本構成例であるダウンコンバータ２ａの構成を示すブロック図である。 本発明の第１、第２の実施形態におけるダウンコンバータ４、５内の複素係数ＳＡＷフィルタ３４０の内部構造を示す図である。 本発明における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータの第３の基本構成例であるダウンコンバータ３の構成を示すブロック図である。 本発明における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータの第３の基本構成例であるダウンコンバータ３ａの構成を示すブロック図である。 本発明における低ＩＦ型のアップコンバータの第１の基本構成例であるアップコンバータ３１の構成を示すブロック図である。 アップコンバータ３１内の複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の入力端ＩrpIおよびＩrpQにおける複素信号Ｓ３０Ｅのスペクトルおよび複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の周波数特性を示す図である。 アップコンバータ３１内の複素係数トランスバーサルフィルタ３１０の出力端における信号のスペクトルを示す図である。 本発明の第１、第２の実施形態におけるアップコンバータ３４、３５内の複素係数ＳＡＷフィルタ３６０の内部構造を示す図である。 本発明の第１の実施形態における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータ４の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータ５の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータ６の構成を示すブロック図である。 ダウンコンバータ６内の複素係数ＳＡＷフィルタ３５０の内部構造を示す図である。 本発明の第３の実施形態における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータ６ａの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータ７の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータ７ａの構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態における低ＩＦ型のアップコンバータ３４の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態における低ＩＦ型のアップコンバータ３５の構成を示すブロック図である。 従来における低ＩＦ型のシングルコンバージョン型のダウンコンバータ８の構成例を示すブロック図である。 従来における低ＩＦ型のデュアルコンバージョン型のダウンコンバータ８ａの構成例を示すブロック図である。 ダウンコンバータ８、８ａ内の半複素ミキサの出力端における信号のスペクトルを示す図である 従来における低ＩＦ型のアップコンバータ３８の構成例を示すブロック図である。 アップコンバータ３８内の半複素ミキサ３１３の入力端および本発明の基本構成例におけるアップコンバータ３１内の全複素ミキサ３０９の入力端における信号のスペクトルを示す図である。 アップコンバータ３８内の半複素ミキサ３１３の出力端における信号のスペクトルを示す図である。 本発明におけるゼロＩＦ型または準ゼロＩＦ型のダウンコンバータの基本構成例であるダウンコンバータ４０の構成例を示すブロック図である。 ダウンコンバータ４０内の複素係数フィルタ５１３として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの周波数特性を示す図である。 ダウンコンバータ４０内の複素係数フィルタ５１３として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの実部のインパルス応答を示す図である。 ダウンコンバータ４０内の複素係数フィルタ５１３として使用される複素係数トランスバーサルフィルタの虚部のインパルス応答を示す図である。 従来におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータ４８内の半複素ミキサ５１７がＥＶＭの劣化を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 ダウンコンバータ４０内の複素係数フィルタ５１３および全複素ミキサ５１５がＥＶＭの劣化を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 本発明の基本構成例であるゼロＩＦ型のアップコンバータ６０の構成例を示すブロック図である。 従来におけるゼロＩＦ型のアップコンバータ６８内の半複素ミキサ７１３がＥＶＭの劣化を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 アップコンバータ６０内の全複素ミキサ７０６および複素係数フィルタ７０７がＥＶＭの劣化を抑圧する様子を複素周波数軸上における処理として示す図である。 本発明の基本構成例である準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６３の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施形態におけるゼロＩＦ型または準ゼロＩＦ型のダウンコンバータ４４の構成例を示すブロック図である。 ダウンコンバータ４４内の複素係数ＳＡＷフィルタ５１８の内部構造を示す図である。 ダウンコンバータ４４内の複素係数ＳＡＷフィルタ１８７の内部構造を示す図である。 本発明の実施形態におけるゼロＩＦ型または準ゼロＩＦ型のアップコンバータ６４の構成例を示すブロック図である。 アップコンバータ６４内の複素係数ＳＡＷフィルタ７４０の内部構造を示す図である。 アップコンバータ６４内の複素係数ＳＡＷフィルタ７５０の内部構造を示す図である。 従来におけるゼロＩＦ型のダウンコンバータ４８の構成例を示すブロック図である。 従来におけるゼロＩＦ型のアップコンバータ６８の構成例を示すブロック図である。
符号の説明
１〜８、１ａ、２ａ、３ａ、６ａ、７ａ、８ａ、４０、４４、４８・・・ダウンコンバータ、１１、１１ａ、４１、４１ａ、５３、５５、５７、８１、８１ａ・・・ＩＦ（Intermediate Frequency）生成部、１２、１２ａ、２２、３２、４２、５２、５４、５６、５８、６２、７２、８２・・・ベースバンド生成部、３１、３４、３５、３８、６０、６３、６４、６８・・・アップコンバータ、７３・・・イメージ周波数妨害キャンセラ、７４・・・乗算器（共役信号生成手段）、７５・・・ＬＭＳ（Least Mean Square）コア（信号レベル調整手段）、７６、７７・・・、アッテネータ（ＡＴＴ）（信号レベル調整手段）、７８、７９・・・減算器（信号合成手段）、１１１、５１１・・・ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）、１１２、１２１、１２２、３１１、３１２、３１４、５１６、７１４、７２１〜７２２、８１２・・・ＢＰＦ（Band Pass Filter）、１１３・・・ミキサＡ、１１４・・・Ｌｏｃａｌａ、１１５、３１０・・・複素係数トランスバーサルフィルタ、１１６、８１３・・・Ｌｏｃａｌｂ、１１７、３０９、５１５、７０６・・・全複素ミキサ（複素ミキサ）、１２３、１２４、５２３、５２４・・・ＡＧＣアンプ（Auto Gain Control Amplifier）、１２５、１２６、５２５、５２６・・・Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）、１２７・・・インバランス補正部、１２８、１３６、８２３・・・Ｌｏｃａｌｃ、１２９、３０６、５２８、７３５・・・全複素ミキサ、１３０、１３１、１４３、１４４、３０３、３０４、５２９、５３０、５４１、５４２、７０３、７０４、７１１、７１２、７２５、７２６、７３１，７３２・・・ＬＰＦ（Low Pass Filter）、１３２・・・、補償値メモリ、１３３・・・乗算器、１３４、５１３、５２２，７０９、８２１・・・複素係数フィルタ、１３５、１７３、３２５、７０８、８２２・・・減算器、１３７、１４１、８１４、８２４・・・ミキサＩ、１３８、１４２、８１５、８２５・・・ミキサＱ、１３９、１７６、３２６・・・加算器、１４０、５３３、５３４、７３７、７３８・・・切換器、１５０、１５７、１８７、３４０、３５０、３６０、５１８、７４０、７５０・・・複素係数ＳＡＷフィルタ、１５１・・・圧電基板、１５２〜１５６、１８３〜１８６、１８８、３４２、３４４、３６３〜３６６、７４３〜７４７・・・ＩＤＴ（：Inter-Digital Transducer（すだれ状電極））、１７１・・・ミキサＩＩ、１７２・・・ミキサＩＱ、１７４・・・ミキサＱＩ、１７５・・・ミキサＱＱ、３０１、３０２、７０１、７０２・・・Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ：Digital to Analog Converter）、３０５・・・Ｌｏｃａｌｄ、３０７、７０７・・・複素係数トランスバーサルフィルタ（第２の複素係数トランスバーサルフィルタ）、３０８・・・Ｌｏｃａｌｅ、３１３、５１７、７１３・・・半複素ミキサ、３２１・・・ＢＰＦ−Ｉａ、３２２・・・ＢＰＦ−Ｉｂ、３２３・・・ＢＰＦ−Ｑａ、３２４・・・ＢＰＦ−Ｑｂ、３４３・・・ＩＤＴ（第１のすだれ電極）、３４５・・・ＩＤＴ（第２のすだれ電極）、３４６・・・ＩＤＴ（第３のすだれ電極）、５１４・・・Ｌｏｃａｌｆ、５２７・・・Ｌｏｃａｌｇ、５３５、７３９・・・切換器制御部、７０５・・・Ｌｏｃａｌｈ、７３４・・・Ｌｏｃａｌｉ

Claims (13)

  1. ＲＦ信号を低周波数へ周波数変換するダウンコンバータであって、
    入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実部を生成し、前記入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚部を生成し、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、
    所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、
    前記複素係数トランスバーサルフィルタと、前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と、前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号とを乗算して周波数変換し、前記ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数離れた周波数の複素信号を出力する複素ミキサと、
    を備えたことを特徴とするダウンコンバータ。
  2. 前記複素係数トランスバーサルフィルタが、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項１に記載のダウンコンバータ。
  3. 前記所定の周波数が、前記ＲＦ信号のチャネル信号帯域外の周波数値であることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかの項に記載のダウンコンバータ。
  4. 前記ＲＦ信号の周波数を変換し、前記複素係数トランスバーサルフィルタに出力する周波数変換器を有することを特徴とする請求項３に記載のダウンコンバータ。
  5. 前記複素ミキサに接続され、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の正の周波数あるいは負の周波数を抑圧して出力する第２の複素係数トランスバーサルフィルタをさらに備えたことを特徴とする請求項３または請求項４のいずれかの項に記載のダウンコンバータ。
  6. 前記第２の複複素係数トランスバーサルフィルタが、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項５に記載のダウンコンバータ。
  7. 前記複素ミキサから出力された当該複素信号の虚部信号の符号を反転させ、前記複素信号の複素共役となる複素共役信号を生成する共役信号生成手段と、
    目的の周波数帯域内において、前記複素信号と前記共役複素信号との振幅及び位相関係を一定にするように、前記複素共役信号のレベルを調整する信号レベル調整手段と、
    前記複素ミキサから出力される前記複素信号と、レベルが調整された前記複素共役信号を合成する信号合成手段と、
    をさらに備えたことを特徴とする請求項５から請求項６のいずれかの項に記載のダウンコンバータ。
  8. 前記ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数離れた周波数を、前記複素係数トランスバーサルフィルタの通過帯域端の周波数と前記ＲＦ信号の周波数との差の半分の周波数より高い周波数とすることを特徴とする請求項５から請求項７のいずれかの項に記載のダウンコンバータ。
  9. 複素信号をＲＦ信号の周波数へ周波数変換するアップコンバータであって、
    所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、
    前記局部発振器に接続され、入力される前記複素信号と、前記局部発振器から出力される複素ローカル信号とを乗算して周波数変換して複素ＲＦ信号を出力する複素ミキサと、
    前記複素ミキサに接続され、前記複素ミキサから出力される前記複素ＲＦ信号の実部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い、前記複素ＲＦ信号の虚部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して実数ＲＦ信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、
    を備えたことを特徴とするアップコンバータ。
  10. 前記複素係数トランスバーサルフィルタが、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項９に記載のアップコンバータ。
  11. 前記複素信号の中心周波数が、前記ＲＦ信号の周波数の値と前記所定の周波数の値との差であって、且つ、前記ＲＦ信号の周波数に前記差の値を加えた値が前記ＲＦ信号のチャンネル信号帯域外であることを特徴とする請求項９または請求項１０のいずれかの項に記載のアップコンバータ。
  12. 前記複素ミキサの入力側に接続され、入力される複素信号の実部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素信号の実部を生成し、前記入力される複素信号の虚部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答に基づいてたたみ込み積分を行い複素信号の虚部を生成し、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素信号を前記複素ミキサに出力する第２の複素係数トランスバーサルフィルタをさらに備えたことを特徴とする請求項１１に記載のアップコンバータ。
  13. 前記第２の複素係数トランスバーサルフィルタが、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項１１または請求項１２のいずれかの項に記載のアップコンバータ。
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