CN1158786C

CN1158786C - 带频率偏移校正功能的接收机

Info

Publication number: CN1158786C
Application number: CNB971943796A
Authority: CN
Inventors: �˱�Т; 永易孝幸; 村上圭司
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 1997-03-04
Publication date: 2004-07-21
Anticipated expiration: 2017-03-04
Also published as: EP0959568A4; AU2231497A; WO1998039854A1; AU723679B2; CA2251921A1; EP0959568A1; CN1217839A; CA2251921C; US6347126B1

Abstract

对因符号间干扰及频率偏移引起的接收信号的畸变进行校正。为此，频率偏移校正电路21，根据频率偏移推导值对接收信号进行校正。第1CIR推导电路22，根据校正后的接收信号中的已知训练序列对第1位置的CIR推导值进行推导。而第2CIR推导电路24，将第1位置的CIR推导值作为初始值，并根据校正后的接收信号及由均衡器13输出的判定值按照LMS算法进行更新，从而求出与上述第1位置不同的第2位置的CIR推导值。相位偏差检测电路15，根据第1位置的CIR推导值及第2位置的CIR推导值计算相位偏差，由平均化电路16对其相位偏差进行平均化，并作为频率偏移推导值输出到频率偏移校正电路21。

Description

带频率偏移校正功能的接收机

技术领域

本发明涉及在以汽车电话等为代表的无线数字数据传输中采用的带频率偏移校正功能的接收机。

背景技术

在说明现有技术之前，先来说明与本发明有关的技术背景。

在图14中，示出具有符号间干扰(ISI；Intersymbol Interference)的传输线路模型。

本模型以有限脉冲响应(FIR；finite impulse response)滤波器表示传输线路。在本模型中，接收信号是直接接收发送信号的先行信号与因反射等而延迟后接收的延迟信号的合成信号。

在该图中，各延迟信号的时间差，通过由L级的移位寄存器等构成的延迟电路DELAY提供。先行信号通过由乘法器MULTO对发送信号I_n和作为抽头系数的信道脉冲响应(CIR；Channel Impulse Response)c_0，n进行乘法运算而求得。这里，CIRc_0，n下标中的n，表示在进行TDMA通信时接收数据的时刻。

而延迟信号则通过分别由乘法器MULT1～L对经延迟后的发送信号I_n-1～I_n-L和抽头系数c_1，n～c_L，n进行乘法运算求得。然后，由求和器SUM将来自各MULTO～L的延迟信号输出合成，并由加法器(ADD)将噪声Wn加在从求和器(SUM)输出的合成波上，作为接收信号r_n输出。

当不存在符号间干扰(ISI)时，接收信号r_n由下式表示。

rn＝c_0，nI_n+W_n ...(1)

在这种情况下，如c_0，n已知、且W_n小，则很容易由r_n推导I_n。

可是，按照图14的模型，当对传输线路发送由{I_n}构成的发送序列时，在传输线路中不但接收加入的高斯白噪声W_n而且接收符号间干扰(ISI)。因此，在接收信号r_n中不仅包含时刻n的而且还包含着经过时刻n以后的I_n。这时的接收信号r_n可由下式表示。

r_n＝∑C_i，nI_n-i+W_n ...(2)

式中，总和∑按i＝0，...，L求取，L表示符号间干扰(ISI)造成影响的时间长度、即传输线路存储长度。

在图14所示的传输线路模型中，包含着从时刻n到时刻(n-L)的发送序列I_n。对这种传输线路，可以采用均衡器作为从接收信号r_n推导发送序列I_n的设备。

另外，当存在因发送机的局部振荡器与接收机的局部振荡器之差而产生的频率偏移Δω时，接收信号由下式表示。

rn＝∑c_i，nI_n-_iexp(Δωn+θ₀) +W’_n ...(3)

式中，θ₀为初始相位，W’_n为

W’_n＝W_nexp(Δωn+θ₀) ...(4)

如上所述，接收机的性能不仅由于符号间干扰(ISI)而且还由于因频率偏移Δω而发生的畸变而恶化。因此，接收机必须对符号间干扰(ISI)及频率偏移Δω产生的畸变都进行校正。

以下，说明现有的带频率偏移校正功能的接收机的一例。

图15是现有的对频率偏移进行校正的接收机的框图。该例表示出与リン·フユアン等公开的“在TDAM通信系统中对传输频率偏移进行补偿的方法及装置”(特表平6-508244号公报)同样的接收机。

在图15中，211是根据接收信号中的训练序列对CIR进行推导的CIR推导电路，212是根据CIR推导电路211推导出的CIR推导值及接收信号的后文所述端部位计算相位偏差的相位偏差检测电路，213是将相位偏差检测电路212输出的相位偏差平均化而计算频率偏移推导值的平均化电路，214是根据平均化电路213输出的频率偏移推导值对接收信号r_n进行校正的频率偏移校正电路，215是根据CIR推导电路211输出的CIR推导值对由频率偏移校正电路214校正后的接收信号r’_n进行均衡处理、并进行接收数据序列的推导的均衡器。

在图16中，示出在图15所示的现有技术中当进行TDMA通信时接收的接收信号的脉冲串B1。

在图中，该脉冲串B1由训练序列B11、数据序列B12、B13、及端部位B14、B15构成，训练序列B11及端部位B14、B15，在接收机侧是已知的。

以下，参照图15和图16说明现有例的动作。

首先，当输入接收信号rn时，CIR推导电路211，根据如图16所示的接收脉冲串B1中的训练序列B11部分及在接收机侧预先已知的训练序列，计算并推导CIR推导值g₀、g₁、...、g_L。

于是，相位偏差检测电路212，根据CIR推导电路211由接收脉冲串B1中的已知训练序列推导出的CIR推导值g₀、g₁、...、g_L及已知的端部位I_n-L、I_n-L+1、...、I_n，首先由下式计算相位偏差Φ_m。而下标m表示第m个接收脉冲串的相位偏差。

sn＝∑g_iI_n-i ...(5)

Φm＝{Im[r_n]·Re[s_n]-Im[s_n]·Re[r_n]}

/{ABS[r_n]·ABS[s_n]} ...(6)

式中，总和∑按i＝0、...、L求取，如图14的传输模型所示，L表示符号间干扰(ISI)造成影响的时间长度、即传输线路存储长度，相当于延迟电路DELAY的级数。此外，假定s_n表示接收信号中的复制值(推导值)、Re[a]表示复数a的实部、Im[a]表示复数的虚部、ABS[a]表示复数a的绝对值。

进一步，相位偏差检测电路212，根据按如上方式求得的相位偏差Φ_m，按下式计算每1个符号的相位偏差ΔΦ_m，并将其计算结果输出到平均化电路213。

ΔΦ_m＝Φ_m{2/(M-1)} ...(7)

式中，M表示接收脉冲串B1的全部符号数。

接着，平均化电路213，对各脉冲串B1推导出的每1个符号的相位偏差ΔΦ_m进行平均化，并将平均后的结果作为频率偏移推导值Δω_m输出到频率偏移校正电路214。

频率偏移校正电路214，根据频率偏移推导值Δω_m按下式对接收信号r_n的频率偏移进行校正。

r’_n＝r_nexp(-jΔω_mn) ...(8)

然后，均衡器215，根据由频率偏移校正电路214输出的经偏移校正后的接收信号r’_n及由CIR推导电路211输出的CIR推导值进行发送数据序列的推导，并将其结果作为判定值输出。

但是，在上述现有的带频率偏移校正功能的接收机中，为计算频率偏移推导值，除训练序列以外，还需要有端部位等已知数据，由于接收信号中的端部位的长度通常必须比传输线路的存储长度L长，所以，存在着因需要有端部位而使传输效率恶化的问题。

另外，在上述现有例中，由于根据CIR推导值、端部位及接收信号计算相位偏差，所以，所检出的相位偏差因噪声而有很大的波动。因此，为能以足够的精度推导频率偏移，必须加大相位偏差平均化的时间常数以抑制波动，因此存在着当频率偏移随时间变化时很难跟踪其变化的问题。

再有，上述现有例，由于不能进行分集接收，所以，与进行分集接收的情况相比，存在着判定的差错率高的问题。

因此，本发明是为解决如上所述的问题而开发的，其目的是提供一种不需要采用训练序列以外的已知数据因而传输效率高同时能以高精度推导随时间变化的频率偏差而且进一步还能进行分集接收并能以低的差错率进行判定等的性能得到提高的带频率偏移校正功能的接收机。

发明的公开

为达到上述目的，在本发明中，备有：频率偏移校正装置，用于输入接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值对上述接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号中所含有的已知训练序列，对上述校正后接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，对上述校正后的接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏差推导值，并向上述频率偏移校正电路输出。因此，按照本发明，由于可以根据接收信号中已知的训练序列求得彼此不同的第1和第2位置的信道脉冲响应推导值，并根据二者的相位偏差计算出频率偏移推导值，所以能够进行接收信号的频率偏移校正而无需采用训练序列以外的端部位等已知数据，并可以进行数据判定。其结果是，作为接收信号的脉冲串结构不需要端部位，因而使传输效率提高，同时，不是根据仅按发送序列中的端部位计算的接收信号推导值(复制值)等计算相位偏差，而是可以通过适当的算法(LMS算法等)充分地抑制噪声成分并根据所推导的信道脉冲响应计算相位偏差，所以，所检出的相位偏差不会因噪声而发生很大的波动，因而可以高精度地补偿随时间变化的频率偏移，并能进行低差错率的数据判定。

另外，在下一个发明中，备有：频率偏移校正装置，用于输入接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值对上述接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号中所含有的已知训练序列，对上述校正后接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，更新上述第1位置的信道脉冲响应推导值，从而对上述校正后的接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏移推导值，并向上述频率偏移校正电路输出；上述判定装置，第1次根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定，而第2次以后则根据由上述第2信道脉冲响应推导装置从上述第1位置的信道脉冲响应推导值更新的值对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定。因此，按照本发明，第2次以后的接收信号判定，根据由第2推导装置输出的第1位置的信道脉冲响应推导值的逐次更新值进行判定，所以即使在信道脉冲响应推导值随时间变化的情况下，也可以跟踪其变化，并能进行差错率低的数据判定。

另外，在下一个发明中，备有：第1信道脉冲响应推导装置，根据接收信号中所含有的已知训练序列，对上述接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，进行接收信号判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据上述接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，对上述接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏移推导值；及局部振荡器校正装置，根据由上述频率偏移推导值计算装置求得的频率偏移推导值，对局部振荡器的频率进行校正。因此，按照本发明，由于可以代替对接收信号的频率偏移进行校正，而对接收机的局部振荡器的频率进行直接控制，所以能使电路的结构变得简洁。

另外，在下一个发明中，备有：频率偏移校正装置，用于输入多个接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值分别对上述多个接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的上述多个接收信号中所含有的已知训练序列，分别对上述校正后的多个接收信号推导第1位置的信道脉冲响应；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，对由上述频率偏移校正装置校正后的上述多个接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的上述多个接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述校正后的多个接收信号各自的第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的上述多个接收信号的判定值，对上述校正后的多个接收信号推导与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述多个接收信号的频率偏移推导值，并向上述频率偏移校正电路输出。因此，按照本发明，由于可以利用多个频率偏移校正电路分别接收多个接收信号，所以能够进行分集接收，并能进行差错率低的数据判定。

另外，在上述各发明中，频率偏移推导值计算装置，包括：相位偏差检测装置，根据由第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，检测上述第1位置与上述第2位置之间的相位偏差；及平均化装置，根据由上述相位偏差检测装置检测出的上述第1位置与上述第2位置之间的相位偏差，求出每1个符号的相位偏差，同时进行平均化，从而求出频率偏移推导值，并向频率偏移校正电路输出。

另外，相位偏差检测装置，在由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值中选择绝对值最大的值，同时在由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值中选择与上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值相对应的值，并根据上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与对应于上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值的上述第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，检测接收信号的相位偏差。

另外，相位偏差检测装置，分别求出由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，并根据在该乘积中绝对值在阈值以上的乘积之和，检测接收信号的相位偏差。

另外，相位偏差检测装置，分别求出由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，在该乘积中选择绝对值在阈值以上的乘积，对所选定的乘积积算其各自的绝对值，并根据该积算值检测接收信号的相位偏差。

另外，相位偏差检测装置，进一步，对检测出的接收信号的相位偏差进行量化，并将该量化后的结果作为相位偏差输出。

另外，判定装置，包括：软判定均衡器，根据由频率偏移校正装置校正后的接收信号及由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值，对上述校正后的接收信号中的数据序列进行软判定；及硬判定装置，对由上述软判定装置判定的软判定值进行硬判定，并将其判定结果作为接收信号中的数据序列的判定值输出。因此，按照本发明，由于可以根据软判定均衡器的软判定输出进行包含可靠性的判定，所以能提高判定的可靠性。

附图的简单说明

图1是表示本发明实施形态1的带频率偏移校正功能的接收机结构的框图。

图2是表示实施形态1的接收信号的脉冲串结构的图。

图3是表示具有代替均衡器13而采用的进行软判定的均衡器的判定电路13a的结构的图。

图4是用于计算第2位置的CIR推导值的其他方法的图。

图5是用于计算CIR推导值的其他方法的图。

图6是用于计算CIR推导值的其他方法的图。

图7是用于计算CIR推导值的其他方法的图。

图8是用于计算CIR推导值的其他方法的图。

图9是用于计算CIR推导值的其他方法的图。

图10是表示量化函数曲线的图。

图11是表示本发明实施形态2的带频率偏移校正功能的接收机结构的框图。

图12是表示本发明实施形态3的带频率偏移校正功能的接收机结构的框图。

图13是表示本发明实施形态4的带频率偏移校正功能的接收机结构的框图。

图14是表示具有符号间干扰(ISI)的传输线路模型的框图。

图15是表示现有的带频率偏移校正功能的接收机结构的框图。

图16是表示现有的接收信号的脉冲串结构的图。

用于实施发明的最佳形态

(1)实施形态1

首先，说明本发明实施形态1的带频率偏移校正功能的接收机。

如简单说明各构成部分，则在该图中，11是根据后文所述的平均化电路16输出的频率偏移推导值Δω_m对接收信号r_n进行校正的频率偏移校正电路，12是根据由频率偏移校正电路11校正后的接收信号r’_n中的训练序列推导脉冲串中的第1位置的CIR的第1CIR推导电路，13是根据及第1CIR推导电路12推导出的第1位置的CIR推导值对由频率偏移校正电路11校正后的接收信号r’_n进行均衡处理、输出判定值J_n的均衡器，14是根据由频率偏移校正电路11校正后的接收信号r’_n、第1CIR推导电路12推导出的第1位置的CIR推导值及均衡器13的判定结果对在校正后的接收信号r’_n的脉冲串中与上述第1位置不同的第2位置的CIR推导值进行推导的第2CIR推导电路，15是根据第1CIR推导电路12推导出的第1位置的CIR推导值及第2CIR推导电路14推导出的第2位置的CIR推导值计算相位偏差的相位偏差检测电路，16是对相位偏差检测电路15检出的相位偏差进行平均化并计算频率偏移推导值的平均化电路。此外，由相位偏差检测电路15和平均化电路16构成频率偏移推导值计算电路17。

在图2中，示出本实施形态1的接收信号r_n的脉冲串B2的例。

如图所示，在本实施形态1中，接收信号r_n的脉冲串B2，由在接收机中已知的训练序列B21及数据序列22构成，与在图16所示现有技术的情况下说明过的脉冲串B1不同，不包含端部位。

另外，在该图中，n是时刻，P1是表示时刻M1、即与脉冲串B2中的训练序列B21的最终符号相当的时刻的符号的第1位置，P2是表示时刻M2的符号的第2位置，M0是表示该脉冲串B2的总符号长度的时刻。

另外，与现有的脉冲串B1的情况一样，在脉冲串B2中当然也可以包含端部位，但在本发明中，由于不使用端部位而只根据训练序列计算接收信号的频率偏移并进行校正，所以不需要端部位。

其次，对结构如上所述的实施形态1的带频率偏移校正功能的接收机的动作进行说明。而作为接收信号，假定接收的是图2所示的脉冲串B2。

首先，频率偏移校正电路11，根据已由平均化电路16按后文所述的方式在时刻m的前一个时刻m-1推导出的频率偏移推导值Δω_m-1，按下式对接收信号r_n进行校正。

r’_n＝r_nexp(-jΔω_m-1n) ...(9)

然后，第1CIR推导电路12，根据已知的训练序列I_n及校正后的接收信号r’_n中的训练序列B21，按照LMS(最小均方)算法计算CIR推导值g_0，n、g_1，n、...、g_L，n。LMS(最小均方)算法如下。

g_i，n＝g_i，n-1+α{r’_n-∑g_j，n-1I_n-j}I_n-i* ...(10)

在上式中，i＝0、...、L，n＝L+1、...、M1。此外，总和∑按j＝0、...、L求取，a^*表示复数a的共轭复数，α表示LMS算法的步长，CIR推导值的初始值g_0，L、g_1，L、...、g_L，L设定为任意值。

如在现有技术的情况下所述，L表示在图14的模型中符号间干扰(ISI)造成影响的时间长度、即传输线路存储长度。此外，M1是与脉冲串B2中的训练序列的最终符号相当的时刻，即推导第1CIR的第1位置。

接着，均衡器13，根据由第1CIR推导电路12输出的CIR推导值g_0，M1、g_1，M1、...、g_L，M1及校正后的接收信号r’_n，进行数据序列的判定，并将其判定结果作为判定值J_n输出。判定值J_n不是在时刻n输出的判定值，而是表示与发送信号I_n对应的判定值。即，如判定正确，则J_n＝I_n。

然后，第2CIR推导电路14，将由第1CIR推导电路12输出的脉冲串B2中的第1位置P1、即如图2所示的与脉冲串B2中的训练序列B21的最终符号相当的时刻M1的CIR推导值g_0，M1、g_1，M1、...、g_L，M1作为初始值，并根据校正后的接收信号r’_n及由均衡器13输出的判定值J_n，按照LMS算法将CIR推导值g_0，n、g_1，n、...、g_L，n更新，从而对与上述第1位置不同的第2位置P2、即如图2所示的不同于与脉冲串B2中的训练序列的最终符号相当的时刻M1不同的时刻M2的CIR推导值g_0，M2、g_1，M2、...、g_L，M2进行推导，并输出到相位偏差检测电路15。按照LMS算法的CIR推导值g_0，n、g_1，n、...、g_L，n的更新，按下式进行。

g_i，n＝g_i，n-1+α{r’_n-∑g_j，n-1J_n-j}J_n-i ^* ...(11)

式中，i＝0、...、L，n＝M1+1、...、M2。此外，总和∑按j＝0、...、L求取。此外，对于n≤M1的J_n，应以训练序列I_n代替判定值J_n。

相位偏差检测电路15，在从第2CIR推导电路14接收到第2位置P2的CIR推导值后，按以下步骤检测相位偏差。

就是说，首先，在由第1CIR推导电路12输出的脉冲串B2上的第1位置的CIR推导值g_0，M1、g_1，M1、...、g_L，M1中，选择绝对值最大的值作为抽头系数g_MAX，M1。

另外，在由第2CIR推导电路14输出的脉冲串B2上的与第1位置不同的第2位置的CIR推导值g_0，M2、g_1，M2、...、g_L，M2中，选择与上述抽头系数g_MAX，M1对应的、即i与g_MAX，M1相同的g_i，M2，作为抽头系数g_MAX，M2并按下式计算复数平面上的相位偏差Φ_m。

Φ_m＝g_MAX，M2·g_MAX，M1 ^* ...(12)

然后，按下式将复数平面上的相位偏差Φ_m转换为极坐标上的相位偏差Φ_m。

Φ_m＝Im[Φ_m]/Re[Φ_m] ...(13)

接着，平均化电路16，将由相位偏差检测电路15输出的相位偏差Φ_m除以(M2-M1)，计算每1个符号的相位偏差ΔΦ_m。

ΔΦ_m＝Φ_m/(M2-M1) ...(14)

进一步，平均化电路16，利用可以用下式第1项表示的FIR滤波器对按如上所述方式求得的每1个符号的相位偏差ΔΦ_m进行平均化，并将式(15)的结果作为频率偏移推导值Δω_m输出到频率偏移校正电路11。

Δω_m＝∑ΔΦ_m-j/Q+Δω_m-1 ...(15)

式中，总和∑按j＝1、...、Q求取。而Q是当以FIR滤波器对ΔΦ_m-j进行平均化时ΔΦ_m-j的采样数。这是由于ΔΦ_m-j因衰落或噪声等而会偏离实际值，为减小与实际值的偏差，应对在不同时刻推导出的ΔΦ_m-j进行平均化。因此，Q的值越大，则Δω_m的波动越小，因而能获得稳定的值，但是，实际上，在频率偏移量随时间变化的情况下，存在着与该变化对应的延迟，因而Q的值影响着Δω_m的波动程度及对变化的跟踪特性，所以，不能取太大的值作为Q值。

然后，在频率偏移校正电路11中，根据来自平均化电路16的频率偏移推导值Δω_m，按照上述的式(9)对接收信号r_n进行校正。

如上所述，按照本发明的实施形态1，可以不采用端部位等训练序列以外的已知数据而推导频率偏移并在补偿频率偏移的畸变的同时进行数据的判定，所以，不需要端部位等训练序列以外的已知数据，即可提高传输效率，同时不需要为以足够的精度推导频率偏移而加大相位偏差平均化的时间常数以抑制波动，因而即使在频率偏移随时间变化的情况下，也可以很容易地跟踪其变化，并能以高精度推导随时间变化的频率偏移。

另外，在本实施形态1中，根据基于已知训练序列和接收信号中的训练序列推导出的第1位置P1的CIR推导值及按照LMS算法将该第1位置的CIR推导值更新后的与上述第1位置P1不同的第2位置P2的CIR推导值检测相位偏差，所以，可以通过减小LMS算法的步长求得使接收信号所含噪声成分得到充分抑制的第1位置和第2位置两个位置上的CIR推导值，并能根据噪声成分少的频率偏移推导值进行频率偏移校正。

其结果是，在本发明的实施形态1中，由于能以高精度检测相位偏差，所以，可以减小平均化的时间常数，因而能以高精度推导随时间变化的频率偏移。

另外，在本发明的实施形态1中，由于不是涉及作为判定装置的均衡器13本身的发明，所以对均衡器13的动作未进行详细的说明，但作为均衡器动作的一例，通过下列文献中给出的最大似然序列推导(Maxmum-Likelihood sequence estimation：MLSE)进行了详细的说明，即G.D.Forney，Jr著的“在有符号间干扰的情况下数字序列的最大似然序列推导”(IEEE Trans.信息论，卷IT-18，363-378页，1972年5月)。

作为均衡器13，除MLSE以外还可以采用判定反馈型均衡器等非线性均衡器或线性均衡器。

第2推导电路14进行的CIR推导值的更新，除LMS算法以外，还可以采用RLS(递归最小二乘)算法或LMS算法及RLS算法的改进算法等。

另外，在本实施形态1中，在平均化电路16中计算每1个符号的相位偏差ΔΦ_m，但也可以变更为象现有技术那样在相位偏差检测电路15中计算每1个符号的相位偏差ΔΦ_m。此外，也可以变更为在平均化电路16中对相位偏差Φ_m进行平均化并将其结果除以(M2-M1)，从而计算频率偏移推导值Δω_m。

在本实施形态1中，还可以设置如图3所示的判定电路13a，用以取代作为判定装置的均衡器13，该判定电路13a由下列文献等给出的输出软判定值的软判定均衡器13a1及对软判定值进行硬判定的硬判定电路13a2组合而成，即W.Koch等著的“受时变符号间干扰扰动的编码数据的最优和次最优检测”(IEEE GLOBECOM’90，圣迭戈，1679-1685页，1990年12月)。

这里，由于本发明不是涉及软判定均衡器本身的发明，所以未加详述，但与上述实施形态1的均衡器13从接收信号判定所发送的是1和-1中的哪一个、即进行所谓的硬判定不同，软判定均衡器13a1，还根据可靠性、对判定值加权计算软判定值，所以是将其判定结果以例如1.2、或0.3、-0.5等多个值进行输出。然后，硬判定电路13a2，根据来自软判定均衡器13a1的判定输出进行硬判定、即如果是上述情况则判定接收信号是1或-1中的哪一个并输出判定值。

另外，在本实施形态1中，第2CIR推导电路14，根据图2所示脉冲串B1中n＝M1+1～M2的判定值J_n，将第1CIR推导电路12推导出的在时刻M1的第1位置的CIR推导值更新，并对与第1位置不同的位置即第2位置、即时刻M2的CIR推导值进行推导，从而根据该两个CIR推导值计算接收信号的相位偏差，但在本发明中，也可以用在以下示出的图4～图9中给出的方法推导第1和第2位置的CIR推导值并计算相位偏差。

具体地说，如图4所示，第1CIR推导电路12推导CIR推导值的第1位置，仍为训练序列B21的最终符号的时刻M1的位置不变，但第2CIR推导电路14，将由第1CIR推导电路12推导出的时刻M1的第1位置P1的CIR推导值g_0，M1、g_1，M1、...、g_L，M1作为初始值，并根据n＝M3+1～M0的判定值J_n更新CIR推导值，并将时刻M0、即脉冲串B2的数据序列B22的最终符号的位置作为第2位置P2，对该第2位置P2的CIR推导值进行推导，从而也可以根据上述第1CIR推导值及上述第2CIR推导值计算相位偏差。

另外，如图5所示，在结构为由训练序列B31、数据序列B32、B33构成的脉冲串B3的情况下，也可以通过与实施形态1同样的处理根据训练序列B31的最终符号时刻的CIR推导值求出数据序列B33中任意的第1位置P1的CIR推导值，同时根据训练序列B31的起始符号时刻的CIR推导值使序列在时间上反转，从而通过与实施形态1同样的处理计算数据序列B32中任意的第2位置P2的CIR推导值。

在上述脉冲串B3的情况下，当然也可以只利用训练序列B31和数据序列B33并通过与图2所示上述实施形态1同样的处理根据与训练序列B31的最终符号相当的时刻即第1位置的CIR推导值及数据序列B33中任意的第2位置的CIR推导值计算相位偏差。

另外，如图6所示，在与图5所示同样的由训练序列B31和数据序列B32、B33构成的脉冲串B3的情况下，也可以在训练序列B31及数据序列B33中通过与图3同样的处理将数据序列B33的最终符号位置作为第1位置P1而计算该位置的CIR推导值，同时在训练序列B31和数据序列B32中也使序列在时间上反转，从而通过与图3同样的处理将数据序列B32的起始符号位置作为第2位置P2而计算CIR推导值。

在上述脉冲串B3的情况下，当然也可以只利用训练序列B31和数据序列B33并通过与图2所示上述实施形态1的方法或图4所示的方法相同的处理计算相位偏差。

另外，如图7所示，在由训练序列B21和数据序列B22构成的脉冲串B2的情况下，也可以通过与上述实施形态1同样的处理，根据第1位置P1的CIR推导值计算例如位置P21～P24等多个第2位置的CIR推导值，由相互邻接位置的各个CIR推导值分别求出相位偏差，并将这些相位偏差的平均值作为相位偏差的结果输出到平均化电路16。在这种情况下，即使是在由训练序列B21和数据序列B22构成的脉冲串B2的场合，也可以求得多个相位偏差，并将该多个相位偏差平均后作为相位偏差输出到平均化电路16，所以能求得更为正确的接收信号的相位偏差。

另外，如图8所示，在由训练序列B31和数据序列B32、B33构成的脉冲串B3的情况下，也可以将训练序列B31的开头和末端分别作为第1位置P1、P1’，并根据其CIR推导值在数据序列B33中求出例如多个位置P21～P24的CIR推导值，同时在数据序列B32中求出例如多个位置P21’～P24’的CIR推导值，由相互邻接位置的各个CIR推导值求出多个相位偏差，并将该多个相位偏差平均后作为相位偏差输出到平均化电路16。在这种情况下，即使是在由训练序列B31和数据序列B32、B33构成的脉冲串B3的场合，也可以求得多个相位偏差，并将该多个相位偏差平均后作为相位偏差输出到平均化电路16，所以能求得更为正确的接收信号的相位偏差。

另外，在如图9所示的数据序列连续的脉冲串B4的情况下，也可以通过与图2所示上述实施形态1同样的处理求出已知训练序列B41的位置P1的CIR推导值，并根据该位置P1的CIR推导值求出多个位置P2～P5等的CIR推导值，由相互邻接位置的各个CIR推导值求出多个相位偏差，并将该多个相位偏差平均后作为相位偏差输出到平均化电路16。在这种情况下，即使是在如图10所示的数据序列连续的脉冲串B4的场合，也可以与上述实施形态1的情况一样，求得多个相位偏差，并将该多个相位偏差平均后作为相位偏差输出到平均化电路16，所以能求得更为正确的接收信号的相位偏差。

另外，相位偏差检测电路15，也可以按照如下所示的步骤检测相位偏差。

具体地说，首先，对由第1CIR推导电路12输出的CIR推导值g_0，M1、g_1，M1、...、g_L，M1与由第2CIR推导电路14输出的CIR推导值g_0，M2、g_1，M2、...、g_L，M2的组合，按下式求出复数平面的上的相位偏差Φ_i，m。

Φ_i，m＝g_i，M2·g_i，M1 ^* ...(16)

式中，i＝0、...、L。

然后，选择Φ_i，m的绝对值即ABS[Φ_i，m]超过规定阈值的相位偏差，并将其和作为复数平面的上的相位偏差Φ_SUM，m。

Φ_SUM，m＝∑Φ_i，m ...(17)

这里，式(17)的总和∑，如上所述，按ABS[Φ_i，m]超过阈值的相位偏差Φ_i，m求取。然后，按下式将复数平面的上的相位偏差Φ_SUM，m转换为极坐标上的相位偏差Φ_m。

Φ_m＝I_m[Φ_SUM，m]/Re[Φ_SUM，m] ...(18)

实施形态1的相位偏差检测电路15，还可以按照如下所示的步骤检测相位偏差。

Φ_i，m＝g_i，M2·g_i，M1 ^* ...(19)

式中，i＝0、...、L。

其次，选择Φ_i，m的绝对值即ABS[Φ_i，m]超过规定阈值的相位偏差Φ_i，m，并按下式所示，将其绝对值ABS[Φ_i，m]的加权和作为复数平面上的相位偏差Φ_COM，m。因此，由于按照相位偏差Φ_i，m的绝对值即ABS[Φ_i，m]进行了加权，所以能求得更为正确的相位偏差。

Φ_COM，m＝∑ABS[Φ_i，m]·Φ_i，m ...(20)

这里，式(20)的总和∑，如上所述，按ABS[Φ_i，m]超过阈值的相位偏差求取。然后，按下式将复数平面的上的相位偏差Φ_COM，m转换为极坐标上的相位偏差Φ_m。

Φ_m＝I_m[Φ_COM，m]/Re[Φ_COM，m] ...(21)

另外，通过将相位偏差检测电路15进行的上述式(13)、(18)、(21)置换成下式，可以更正确地进行计算。

Φ_m＝arctan(Im[Φ_m]/Re[Φ_m]) ...(22)

进一步，相位偏差检测电路15，当然也可以利用使相位偏差Φ_m如图10所示的利用使量化相位偏差q_m相应于相位偏差Φ_m的每个规定量的变化而逐级变化的函数，对相位偏差Φ_m进行量化，并将其结果作为量化相位偏差q_m，取代相位偏差Φ_m输出到平均化电路16。

另外，平均化电路16的平均化，除FIR滤波器以外，也可以采用IIR滤波器、随机游动滤波器、或N-before-M滤波器进行。

进一步，平均化电路16也可以不输出频率偏移的推导值而输出用于校正频率偏差的控制数据，并根据该控制数据在频率偏移校正电路11中进行频率偏移的校正。

另外，在第1CIR推导电路12中，除LMS算法以外，还可以采用RLS算法、或LMS算法及RLS算法的改进算法等，另外，还可以根据训练序列与接收信号中的训练序列的相关性计算CIR推导值。但是，当利用相关性进行计算时，根据训练序列计算的CIR推导值，将在训练序列的中央。

而且，该实施形态1的结构也可以由硬件、软件及DSP等固件实现。

上述的设计变更，不仅对本实施形态1而且对下述的实施形态2～4也同样适用。

(2)实施形态2

以下，说明本发明实施形态2的带频率偏移校正功能的接收机。

图11示出本实施形态2的带频率偏移校正功能的接收机的结构。在该图中，与图1所示实施形态1的构成要素标有相同标号的部分，是与实施形态1相同或相当的部分。

就是说，本实施形态2的特征在于，代替根据来自第1CIR推导电路12的第1位置的CIR推导值和来自频率偏移校正电路11的经频率偏移校正后的接收信号r’_n推导判定值J_n的实施形态1的均衡器13，设置了根据频率偏移校正后的接收信号r’_n、来自第1CIR推导电路12的第1位置的CIR推导值及从第2推导电路14b输出的第1位置CIR推导值的更新值推导判定值J_n的均衡器13b。因此，在推导第2位置的CIR推导值时，第2CIR推导电路14b，如上述式(11)所示，以时刻n为基点依次对第1位置的CIR推导值进行更新，并在结构上将其更新值输出到逐次均衡器13b。

其次，如说明该均衡器13b的动作，则由于只是在最初的第1次不从第2CIR推导电路14b发送CIR推导值的更新值，所以，该均衡器13b根据从第1CIR推导电路12输出的CIR推导值g_i，M1对由频率偏移校正电路11校正后的接收信号r’_n进行均衡处理，并对接收信号中的数据序列进行判定。

然后，从接着的第2次的时刻起，从第2CIR推导电路14b逐次发送CIR推导值g_i，n(n＝M1+1、...、M2)的更新值，所以，均衡器13b根据由第2CIR推导电路14b逐次更新并逐次发送的CIR推导值g_i，n(n＝M1+1、...、M2)对由频率偏移校正电路11校正后的接收信号r’n进行判定。

因此，按照本实施形态2的带频率偏移校正功能的接收机，可取得与上述实施形态1同样的效果，同时，在由均衡器13b对接收信号的数据序列进行判定时，还可以根据从第2CIR推导电路14b逐次输出的第1位置的CIR推导值的逐次更新值进行第2次以后的接收信号判定，所以，即使是在CIR推导值随时间变化的情况下，也可以跟踪其变化，并能进行差错率低的数据判定。

另外，在本实施形态2中，说明了用通常的均衡器13b作为判定装置的情况，但当然也可以将图3所示的进行软判定的软判定均衡器13a1与对软判定值进行硬判定的硬判定电路13a2组合，并由软判定均衡器13a1根据从第2CIR推导电路14b逐次更新后输出的CIR推导值g_i，n计算软判定值，与上述实施形态1一样，可以对各构成要素进行设计变更。

(3)实施形态3

以下，说明本发明实施形态3的带频率偏移校正功能的接收机。

在图12中，示出本实施形态3的带频率偏移校正功能的接收机的结构。在该图中，与图1所示实施形态1的构成要素标有相同标号的部分，是与实施形态1相同或相当的部分。

在该图中，本实施形态3的特征在于，不是由频率偏移校正电路11对接收信号的频率偏移进行校正，而是设有局部振荡器校正电路19，根据从平均化电路16输出的频率偏移推导值对接收机的局部振荡器18的频率进行校正。因此，按照本实施形态3，可以取得与实施形态1同样的效果。

(4)实施形态4

以下，说明本发明实施形态4的带频率偏移校正功能的接收机。

图13是表示本发明实施形态4的带频率偏移校正功能的接收机一例的框图。

在该图中，211～21P(P为任意的自然数)是分别输入接收信号r_n，1～r_n，p并根据频率偏移推导值Δω_m校正接收信号r_n，1～r_n，p的P个频率偏移校正电路，22是根据由P个频率偏移校正电路21分别校正后的P个接收信号r’_n，1～r’_n，p中的训练序列对脉冲串中的第1位置的CIR进行推导的第1CIR推导电路，23是根据由频率偏移校正电路211～21P校正后的接收信号r’_N，1～r’_n，p及第1CIR推导电路22推导出的第1位置的CIR推导值对接收信号中的数据序列进行均衡处理、例如在发送出1或-1的双值信号的情况下判定接收信号r_n是1和-1中的哪一个的均衡器，24是根据由频率偏移校正电路211～21P校正后的接收信号r’_n，1～r’_n，p、第1CIR推导电路22推导出的第1位置的CIR推导值及均衡器23的判定结果对脉冲串中与上述第1位置不同的第2位置的CIR进行推导的第2推导电路，25是根据第1CIR推导电路22推导出的第1位置的CIR推导值及第2CIR推导电路24推导出的第2位置的CIR推导值计算相位偏差的相位偏差检测电路，26是对相位偏差检测电路25检测出的相位偏差进行平均化并计算相位偏差推导值的平均化电路。此外，由相位偏差检测电路25和平均化电路26构成频率偏移推导值计算电路27。

以下，对本实施形态4的带频率偏移校正功能的接收机的动作进行说明。而作为接收信号，假定接收的是在实施形态1中说明过的图2所示的脉冲串B2、即由训练序列B21和数据序列B22构成且训练序列B21在接收机中已知的脉冲串B2。

首先，在本实施形态2中，频率偏移校正电路211～21P，根据频率偏移推导值Δω_m按下式分别对P个接收信号r_n，p进行校正。

r’_s＝r_n，pexp(-jΔω_m-1n) ...(23)

式中，p＝1、...、P。

其次，第1CIR推导电路22，根据已知的训练序列I_n及校正后的P个接收信号r’_n，p中的训练序列，按照LMS算法计算CIR推导值g_0，n，p、g_1，n，p、...、g_L，n，p。LMS算法如下。

g_i，n，p＝g_i，n-1，p+α{r’_n，p-∑g_j，n-1，_pI_n-j}I_n-i ^* ...(24)式中，i＝0、...、L，p＝1、...、P，n＝L+1、...、M1。此外，总和∑按j＝0、...、L求取，α表示LMS算法的步长，CIR推导值的初始值g₀，_L，p、g_1，L，p、...、g_L，L，p设定为任意值。此外，M1是与训练序列的最终符号相当的时刻。

接着，均衡器23，根据由第1CIR推导电路22输出的校正后的P个接收信号r’_n，p的每一个的CIR推导值g_0，M1，p、g_1，M1，p、...、g_L，M1，p及校正后的P个接收信号r’_n，p，进行数据序列的判定，并将其判定结果作为判定值Jn输出。

然后，第2推导电路24，将由第1CIR推导电路22输出的CIR推导值g_0，M1，p、g_1，M1，p、...、g_L，M1，p作为初始值，并根据校正后的接收信号r’_n，p及由均衡器23输出的判定值Jn，按照LMS算法将CIR推导值g_0，n，p、g_1，n，p、...、g_L，n，p更新。更新按下式进行。

g_i，n，p＝g_i，n-1，p+α{r’_n，p-∑g_j，n-1，pJ_n-j}J_n-i ^* ...(25)

式中，i＝0、...、L，p＝1、...、P，n＝M1+1、...、M2，总和∑按j＝0、...、L求取。另外，对于n≤M1的J_n，应以训练序列I_n代替判定值J_n。

在这之后，相位偏差检测电路25，按以下步骤检测相位偏差。首先，在由第1CIR推导电路22输出的CIR推导值g_0，M1，p、g_1，M1，p、...、g_{L， M1，p}中，选择绝对值最大的值作为抽头系数。这里，设作为抽头系数选定的值为g_MAX，M1。与此同时，在由第2CIR推导电路24输出的CIR推导值g_0，M2，p、g_1，M2，p、...、g_L，M2，p中，选择与抽头系数g_MAX，M1对应的、即i和P相同的g_MAX，M2，并按下式计算复数平面上的相位偏差Φ_m。

Φ_m＝g_MAX，M2·g_MAX，M1 ^* ...(26)

这里，a^*表示复数a的共轭复数。

Φ_m＝Im[Φ_m]/Re[Φ_m] ...(27)接着，平均化电路26，将由相位偏差检测电路25输出的相位偏差Φ_m除以(M2-M1)，计算每1个符号的相位偏差ΔΦ_m。

ΔΦ_m＝Φ_m/(M2-M1) ...(28)

进一步，利用可以用下式第1项表示的FIR滤波器对每1个符号的相位偏差ΔΦ_m进行平均化，并将式(29)结果作为频率偏移推导值Δω_m输出到频率偏移校正电路211～21P。

Δω_m＝∑ΔΦ_m-j/Q+Δω_m-1 ...(29)

式中，总和∑按j＝0、...、Q求取。

接着，在P个频率偏移校正电路211～21P中，根据来自平均化电路16的频率偏移推导值Δω_m，按照上述的式(23)分别对输入的接收信号r_n，p进行校正。

如上所述，按照本发明的实施形态4，可以不采用端部位等训练序列以外的已知数据而推导频率偏移，并在补偿频率偏移的畸变的同时进行数据的判定，所以，与上述实施形态1的情况一样，不需要端部位等训练序列以外的已知数据，即可提高传输效率，同时，即使在频率偏移随时间变化的情况下，也可以很容易地跟踪其变化，因而能以高精度推导随时间变化的频率偏移，并能根据噪声成分少的频率偏移推导值进行频率偏移校正。

另外，在本实施形态4中，设有多个频率偏移校正电路211～21P，并利用均衡器23对多个接收信号r_n，p进行数据序列的判定，所以能够实现分集接收，并能降低判定数据的差错率。

产业上的应用可能性

如上所述，按照本发明的带频率偏移校正功能的接收机，可以根据接收信号中已知的训练序列求出彼此不同的第1和第2位置的CIR推导值，并根据二者的相位偏差计算出频率偏移推导值，所以能够进行接收信号的频率偏移校正而无需采用训练序列以外的端部位等已知数据，同时可以进行接收信号的数据判定。

其结果是，作为接收信号的脉冲串结构不需要端部位，因而使传输效率提高，同时，不是根据仅按发送序列中的端部位计算的接收信号推导值(复制值)等计算相位偏差，而是可以通过适当的算法(LMS算法等)充分地抑制噪声成分并根据所推导的信道脉冲响应计算相位偏差，所以，所检出的相位偏差不会因噪声而发生很大的波动，因而可以高精度地补偿随时间变化的频率偏移，并能进行低差错率的数据判定。

另外，由于可以使判定装置的第2次以后的接收信号判定根据从第2推导装置输出的第1位置CIR推导值的逐次更新值进行判定，所以，即使在信道脉冲响应推导值随时间变化的情况下，也可以跟踪其变化，并能进行差错率低的数据判定。

另外，由于可以代替对接收信号的频率偏移进行校正，而对接收机的局部振荡器的频率进行直接控制，所以不需要频率偏移校正电路，因而能使电路的结构变得简洁。

另外，由于可以利用多个频率偏移校正电路分别接收多个接收信号，所以能够进行分集接收，并能进行差错率低的数据判定。

另外，由于可以根据软判定均衡器的软判定输出进行包含可靠性的判定，所以能提高判定的可靠性。

Claims

1.一种带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于，备有：频率偏移校正装置，用于输入接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值对上述接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号中所含有的已知训练序列，对上述校正后接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，对上述校正后的接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏移推导值，并向上述频率偏移校正电路输出。

2.一种带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于，备有：频率偏移校正装置，用于输入接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值对上述接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号中所含有的已知训练序列，对上述校正后接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，更新上述第1位置的信道脉冲响应推导值，从而对上述校正后的接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏移推导值，并向上述频率偏移校正电路输出；上述判定装置，第1次根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定，而第2次以后则根据由上述第2信道脉冲响应推导装置从上述第1位置的信道脉冲响应推导值更新的值对由上述频率偏移校正装置校正后的接收信号进行判定。

3.一种带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于，备有：第1信道脉冲响应推导装置，根据接收信号中所含有的已知训练序列，对上述接收信号中的第1位置的信道脉冲响应进行推导；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，进行接收信号判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据上述接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的判定值，对上述接收信号中与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应进行推导；频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述接收信号的频率偏移推导值；及局部振荡器校正装置，根据由上述频率偏移推导值计算装置求得的频率偏移推导值，对局部振荡器的频率进行校正。

4.一种带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于，备有：频率偏移校正装置，用于输入多个接收信号和频率偏移推导值，并根据上述频率偏移推导值分别对上述多个接收信号中因频率偏移而引起的相位旋转进行校正；第1信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的上述多个接收信号中所含有的已知训练序列，分别对上述校正后的多个接收信号推导第1位置的信道脉冲响应；判定装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值，对由上述频率偏差校正装置校正后的上述多个接收信号进行判定；第2信道脉冲响应推导装置，根据由上述频率偏移校正装置校正后的上述多个接收信号、由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述校正后的多个接收信号各自的第1位置的信道脉冲响应推导值、及由上述判定装置判定的上述多个接收信号的判定值，对上述校正后的多个接收信号推导与上述第1位置不同的第2位置的信道脉冲响应；及频率偏移推导值计算装置，根据由上述第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由上述第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，求出上述多个接收信号的频率偏移推导值，并向上述频率偏移校正电路输出。

5.根据权利要求1所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：频率偏移推导值计算装置，包括：相位偏差检测装置，根据由第1信道脉冲响应推导装置推导出的上述第1位置的信道脉冲响应推导值及由第2信道脉冲响应推导装置推导出的上述第2位置的信道脉冲响应推导值，检测上述第1位置与上述第2位置之间的相位偏差；及平均化装置，根据由上述相位偏差检测装置检测出的上述第1位置与上述第2位置之间的相位偏差，求出每1个符号的相位偏差，同时进行平均化，从而求出频率偏移推导值，并向频率偏移校正电路输出。

6.根据权利要求5所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：相位偏差检测装置，在由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值中选择绝对值最大的值，同时在由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值中选择与上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值相对应的值，并根据上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与对应于上述绝对值最大的第1位置的信道脉冲响应推导值的上述第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，检测接收信号的相位偏差。

7.根据权利要求5所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：相位偏差检测装置，分别求出由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，并根据在该乘积中绝对值在阈值以上的乘积之和，检测接收信号的相位偏差。

8.根据权利要求5所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：相位偏差检测装置，分别求出由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值的共轭复数与由第2信道脉冲响应推导装置推导出的第2位置的信道脉冲响应推导值之乘积，在该乘积中选择绝对值在阈值以上的乘积，对所选定的乘积累计其各自的绝对值，并根据该累计值检测接收信号的相位偏差。

9.根据权利要求5所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：相位偏差检测装置，进一步，对检测出的接收信号的相位偏差进行量化，并将该量化后的结果作为相位偏差输出。

10.根据权利要求5所述的带频率偏移校正功能的接收机，其特征在于：判定装置，包括：软判定均衡器，根据由频率偏移校正装置校正后的接收信号及由第1信道脉冲响应推导装置推导出的第1位置的信道脉冲响应推导值，对上述校正后的接收信号中的数据序列进行软判定；及硬判定装置，对由上述软判定装置判定的软判定值进行硬判定，并将其判定结果作为接收信号中的数据序列的判定值输出。