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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit einer
Differenzstufe mit zwei Eingangstransistorpaaren zwischen einer Speiseklemme und
einer Bezugsklemme, wobei die miteinander verbundenen Emitter-Elektroden eines als
Hauptpaar bezeichneten Eingangstransistorpaares von einer Emitterstromquelle betrieben
werden, die ebenfalls mit der Bezugsklemme verbunden ist, und wobei die miteinander
verbundenen Emitter-Elektroden des anderen als Hilfspaar bezeichneten
Eingangstransistorpaares auf entsprechende Weise betrieben werden, wobei die Basis-Elektroden der
Transistoren des Hauptpaares mit den entsprechenden Basis-Elektroden der Transistoren
des Hilfspaares verbunden sind und die Eingangsklemmen für die Eingangsspannungen
bilden, deren Differenz eine Differenzeingangsspannung definiert, wobei ein Teil der
Kollektorströme der Transistoren des Hilfspaares für eine geeignete Summierung mit
den Kollektor-Elektroden der Transistoren des Hauptpaares verwendet werden, wobei
diese Summierung zu Ausgangsströmen der Differenzstufe führt, damit die Linearität
der genannten Ausgangsströme im Vergleich zu der Differenzeingangsspannung
zunimmt.
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Eine derartige Differenzstufe zum Gebrauch bei einem Verstärker ist aus
dem Dokument JP-A-57 53114 bekannt. Entsprechend diesem Dokument wird durch
Stromspiegelschaltungen der von den Kollektor-Elektroden der Transistoren eines
Hilfseingangspaares zu den Kollektor-Elektroden der entgegengesetzten Transistoren des
Hauptpaares von Eingangstransistoren zurückgeführt. Auf diese Weise wird eine
Subtraktion der Kollektorströme von den Transistoren des Hilfseingangspaares von dem
Kollektorstrom der entgegengesetzten Transistoren des hauptpaares von
Eingangstransistoren am Ausgang durchgeführt. Im Vergleich zu einer Differenzstufe mit nur
zwei Transistoren führt die genannte Schaltungsanordnung dazu, daß Ströme an den
Kollektor-Elektroden des Eingangspaares von anderen Strömen subtrahiert werden, die
in entgegengesetztem Sinne als Funktion der Änderung der Differenzeingangsspannung
variieren.
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Diese Schaltungsanordnung hat eine Anzahl spezieller Merkmale:
insbesondere läßt sie die Transkonduktanz der Differenzstufe steigen und sie läßt
ebenfalls den linearen bereich des Ausgangsstromes als Funktion der
Differenzeingangsspannung steigen.
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Neuliche Entwicklungen, insbesondere auf dem Gebiet der Analog-Digital-
Wandler erfordern, daß der lineare Bereich der Schaltungsanordnung möglichst
erweitert wird. Die Merkmale der bekannten Differenzstufe entsprechen einigermaßen
diesen Anforderungen.
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Aber für den obengenannten Gebrauch ist es notwendig, daß das Diffe
renzausgangssignal des Verstärkers einen genau definierten maximalen (Strom oder
Spannung) Wert aufweist und auch, daß die Transistoren der Differenzstufe nicht in
dem gesättigten Zustand betrieben werden können, wenn die Differenzeingangsspannung
den linearen bereich des Ausgangssignal überschreitet. Der Differenzverstärker würde
aber seine Bandpaßmerkmale verlieren, wenn wenigstens ein Transistor zu einem
bestimmten Zeitpunkt in den gesättigten Zustand gelangen würde. Die bekannte
Differenzstufe hat diese Eigenschaften nicht.
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Ein weiterer Nachteil dieser Schaltungsanordnung rührt her aus der
Tatsache, daß sie Stromspiegel mit PNP-Transistoren verwendet. Es ist durchaus
bekannt, daß wenn eine einfache und deswegen preisgünstige Technologie angewandt
wird, die PNP-Transistoren im Vergleich zu NPN-Transistoren langsam sind. Deswegen
wird die bekannte Schaltungsanordnung ein sehr beschränktes Paßband haben wenn sie
in Geräten für den Heimgebrauch verwendet werden muß, für die eine fortschrittliche
Technologie, die den Gebrauch von schnellen PNP-Transistoren gestattet, nicht in
betracht kommt, weil dies zu teuer ist.
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Es ist deswegen eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Linearität
und vorzugsweise auch die Transkonduktanz eines Differenzverstärkers der eingangs
beschriebenen Art zu schaffen, wobei dieser Verstärker die genannten Nachteile nicht
aufweist und mittels nur NPN-Transistoren verwirklicht werden kann. Ein derartiger
Verstärker läßt sich dann mit Hilfe einer preisgünstigen Technologie verwirklichen und
kann dennoch ein ausgezeichnetes Paßband für hohe Frequenzen aufweisen.
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Dazu weist ein erfindungsgemäßer Verstärker das Kennzeichen auf, daß
die Differenzstufe ein Paar kaskodengeschalteter Transistoren aufweist, deren Kollektor-
Emitter-Strecken als Last in den Kollektor-Elektroden der Transistoren des Hauptpaares
vorgesehen sind, und deren Basis-Elektroden miteinander und mit einer festen
Zwischenbezugsspannung verbunden sind, und wobei die Summierung mit Hilfe von zwei
Widerstandsbrücken zwischen einer Speisespannung und jedem der betreffenden
Kollektor-Elektroden der Transistoren des hauptpaares von Eingangstransistoren durchgeführt
wird, wobei die Kollektor-Elektroden der Transistoren des Hilfspaares mit den
betreffenden Knotenpunkten der betreffenden Widerstandsbrücken verbunden sind.
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Bei dem erfindungsgemäßen Verstärker halt die kaskodengeschaltete
Verstärkerstufe die Kollektorspannung der Transistoren des Haupteingangspaares im
wesentlichen auf einem festen Wert, wobei Schwankungen der Emitter-Basis-Spannung
der kaskodengeschalteten Transistoren vernachlässigt werden.
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Dagegen sind die Kollektor-Elektroden der Transistoren des Hilfspaares von
Eingangstransistoren auf einer Spannung, die mit dem Differenzeingangsspannungssignal derart
schwankt, daß ein Strom, der in Funktion der Differenzeingangsspannung schwankt, zu
der Kollektor-Elektroden der Transistoren des haupteingangspaares addiert bzw. davon
subtrahiert wird. Die obengenannte algebraische Summenfunktion wird auf diese Weise
durch die Kombination von Widerstandsbrücken und durch das Vorhandensein des
kaskodengeschalteten Transistorpaares ohne Hilfe von PNP-Transistoren durchgeführt.
Auf diese Weise läßt sich der erfindungsgemaße Verstärker in einer einfachen und
preisgünstigen Technologie verwirklichen, während dennoch die Vorteile von einem
erweiterten Paßband erhalten werden.
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Wie untenstehend noch eingehend beschrieben wird, weist der
erfindungsgemäße Verstärker die Eigenschaft auf, daß er dem Ausgangsstrom bzw. der Ausgangs
spannung einen maximalen Hub vorschreibt, wenn in den Kollektor-Elektroden der
kaskodengeschalteten Transistoren Widerstandslasten vorgesehen sind, ohne daß irgend
einer der Transistoren des Verstärkers in den gesättigten Zustand gesteuert wird.
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Bei einer Ausführungsform, die wegen deren Einfachheit vorteilhaft ist,
ist die genannte Speisespannung dieselbe Spannung wie die an der Speiseklemme. Aber
diese Anordnung ist nicht wesentlich und es kann eine andere Speisespannung gewählt
werden, beispielsweise zur genauen Definierung des Ausgang der Differenzstufe.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden die Emitter-Elektroden
der Transistoren des Hilfseingangspaares von einer Emitterstromquelle betrieben, die
sich von der zum Betreiben der Emitter-Elektroden des Hauptpaares von
Eingangstransistoren unterscheidet. Bei dieser Ausführungsform ist es einfacher die Wirkung
festzustellen und insbesondere den Ruhepunkt des Verstärkers durch eine geeignete
Wahl der betreffenden Werte von Strömen der zwei Emitterstromquellen.
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Ausführungsbeispiele der Erfmdung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 das Schaltbild eines Differenzverstärkers zur Erläuterung des
vergleichs zwischen dem erfindungsgemäßen Verstärker und bekannten Verstärkern,
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Fig. 2 das Schaltbild einer Ausführungsform nach der Erfindung, und
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Fig. 3 Kurven, die als Vergleich die Differenzausgangsspannung
bekannter Anordnungen und der erfindungsgemaßen Anordnung darstellen.
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Fig. 1 zeigt eine Verstärker mit einer Differenzstufe mit einem einzigen
Paar Eingangstransistoren T&sub1;, T&sub2;, zwischen einer Speiseklemme Vcc und einer
Bezugsklemme, in dem vorliegenden fall, Erde. Die Emitter-Elektroden der
Eingangstransistoren T&sub1; und T&sub2; sind miteinander verbunden und werden von einer
Emitterstromquelle S&sub1; zwischen diesen Emitter-Elektroden und Erde betrieben. Die Basis-
Elektrode des Transistors T&sub1; erhält eine Spannung V&sub1; und die Basis-Elektrode des
Transistors T&sub2; erhält eine Spannung V&sub2;. Die Spannung (V&sub1; - V&sub2;) = Vin wird die
Differenzeingangsspannung genannt. In dem Kollektor jedes der Transistoren T&sub1; und T&sub2; ist
eine Last vorgesehen. Wie dargestellt, wird diese durch eine Kaskodenstufe mit zwei
Transistoren T&sub5; und T&sub6; gebildet, deren Kollektor-Emitter-Strecken als Kollektorlasten
der Transistoren des Paares von Bingangstransistoren T&sub1; und T&sub2; vorgesehen sind und
deren Basis-Elektroden miteinander und mit einer festen Zwischenbezugsspannung
VREF verbunden sind. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren des
kaskodengeschalteten Paares T&sub5;, T&sub6; sind über gleiche Widerstände R&sub1; und R&sub2; mit der Speiseklemme
Vcc verbunden. Fig. 1 zeigt ebenfalls zwei Hilfsstromquelien IA und IB, deren
Ausgänge die Knotenpunkte zwischen den Emitter-Elektroden der Transistoren des
Kaskodenpaares T&sub5;, T&sub6; und den Kollektor-Elektroden der Transistoren T&sub1;, T&sub2; des
Differenzeingangspaares speisen. Bei einer aus dem Dokument EP-A-0.275.079 bekannten
Anordnung, in der die Transistoren von dem MESFET-Typ sind, liefern die
Hilfsstromquellen IA und IB feste Ströme I&sub0;, so daß gilt:
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IA + IB = 2I&sub0;.
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Der von der Emitterstromquelle S&sub1; gelieferte Strom wird als gleich 2IS +
2I&sub0; definiert. Der Wert des Stromes IS ist derart, daß ein Hub der Ausgangsspannungen
V&sub5; und V&sub6; über die Widerstände R&sub1; und R&sub2; innerhalb eines bestimmten Bereichs von
Werten bleibt bei einer Änderung der Differenzeingangsspannung Vin.
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Im Falle eines herkömmlichen Differenzverstärkers (ohne
Hilfsstromquellen, IA und IB = 0), dessen Emitterstromquelle einen Wert 2IS hat, hat die effektive
Transkonduktanz gm1 einen Wert:
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gm1 = IS/VT,
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wobei VT dem Wert kT/q entspricht, der dem Wert von 26 mV nahezu entspricht.
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Wenn die Hilfsstromquellen IA und IB je einen Strom I&sub0; liefern zeigt eine
einfache Berechnung, daß die Transkonduktanz gm2 nun wie folgt wird:
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gm1 = (IS + I&sub0;)/VT > gm1.
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Es ist evident, daß in diesem Fall eine Zunahme des Stromes von der
Emitterstromquelle S&sub1; zu einer Zunahme der Transkonduktanz des Differenzverstärkers führt und zu
einer korrelierten Zunahme der Spannungsverstärkung am Ausgang (V&sub5;-V&sub6;) gegenüber
der Differenzeingangsspannung Vin.
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Es läßt sich eine zusätzliche Zunahme der Transkonduktanz erzielen,
wenn die von den Hilfsstromquellen IA und IB gelieferten Ströme nicht fest liegen,
sondern in entgegengesetzten Richtungen in Funktion der Differenzeingangsspannung
sich ändern. Es wird vorausgesetzt, daß:
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IA = I&sub0;(1 - f(Vin))
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IB = I&sub0;(1 + f(Vin))
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wobei f(Vin) eine zunehmende monotone Funktion der Differenzeingangsspannung Vin
ist. Die effektive Transkonduktanz gm3 wird dann:
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gm3 = ((IS + I&sub0;)/VT) + I&sub0; f'(o),
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wobei f'(o) die Abgeleitete des Originals der Kurve f(Vin) ist. Zum Steigern der
Transkonduktanz gm3 ist es bestimmt notwendig, daß die Funktion f'(o) positiv ist und
in dem von dem Dokument JP-A-57 53114 bekannten Verstärker wird dies dadurch
erzielt, daß die Hilfsstromquellen IA und IB aus Fig. 1 die Kollektorströme eines
zusätzlichen Paares von Eingangstransistoren gekoppelt mit dem Hauptpaar von
Eingangstransistoren T&sub1; und T&sub2; sind. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren des
zusätzlichen Paares von Eingangstransistoren sind mit den Kollektor-Elektroden des
Hauptpaares von Eingangstransistoren kreuzgekoppelt, wodurch eine geeignete
Stromsummierung erzielt wird, was zu dem ansteigenden monotonen Funktion f führt, deren
Abgeleitete das geeignete Vorzeichen hat.
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Wie bereits oben erwähnt, benutzt der bekannte Verstärker, der nicht von
Kaskodentyp ist, Stromspiegel mit PNP-Transistoren. Wenn eine herkömmliche IC-
Technologie angewandt werden muß, werden solche PNP-Transistoren langsam und ein
derartiger Verstärker wird ein sehr beschränktes Paßband haben.
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Die Erfindung schlägt nun vor, dieselbe Funktion durch Änderung der
Ströme der Hilfsstromquellen IA und IB zu verwirklichen zum Erhalten einer Zunahme
der Transkonduktanz und einer verbesserten Linearität des Ausgangssignals in einem
spezifischen Bereich ohne Hilfe von Transistoren vom PNP-Typ. Weiterhin wird
vorgeschlagen zu gewährleisten, daß keiner der Transistoren des Verstärkers in den
gesättigten Zustand geraten kann, wenn die Differenzeingangsspannung den normalen
Arbeitsbereich überschreitet.
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Fig. 2 zeigt den Schaltungsplan eines Beispiels eines erfindungsgemäßen
Verstärkers. In dieser Figur sind ein Hauptpaar von Eingang stran sistoren T&sub1;, T&sub2;, ein
Paar kaskodengeschalteter Transistoren T&sub5;, T&sub6;, und die Belastungswiderstände R&sub1;, R&sub2;
dieselben wie in Fig. 1. Der dargestellte Verstärker enthält weiterhin ein anderes Paar
von Eingangstransistoren, die als Hilfspaar bezeichnet werden und die Transistoren T&sub3;
und T&sub4; enthalten, deren Emitter-Elektroden miteinander verbunden sind und von einer
Emitterstromquelle S&sub2; angetrieben werden. Die Basis-Elektroden der entsprechenden
Transistoren der beiden paare von Eingangstransistoren sind miteinander gekoppelt,
wobei die miteinander gekoppelten Basis-Elektroden der Transistoren T&sub1; und T&sub2; die
Eingangsspannung V&sub1; erhält und wobei die miteinander gekoppelten Basis-Elektroden
der Transistoren T&sub2; und T&sub4; die Eingangsspannung V&sub2; erhalten. Die Spannungsdifferenz
V&sub1; - V&sub2; bildet wieder die Differenzeingangsspannung Vin.
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Fig. 2 zeigt wie nach der Erfindung die Kollektor-Elektroden der
Transistoren des Hilfseingangspaares mit den Kollektor-Elektroden der Transistoren des
Haupteingangspaares gekoppelt sind, damit die gewünschte Funktion f(Vin) erhalten
wird. Dazu ist durch Reihenwiderstände R&sub3; und R&sub5; zwischen einer Speisespannung V'cc
und dem Kollektor des Eingangstransistors T&sub1; eine Widerstandsbrücke gebildet. Der
Knotenpunkt U dieser ersten Widerstandsbrücke ist mit dem Kollektor des Transistors
T&sub3; verbunden. In einer symmetrischen Anordnung weist eine zweite Widerstandsbrücke
Widerstände R&sub4; und R&sub6; auf, wobei ein Ende auch mit der Speisespannung V'cc
verbunden ist und wobei das andere Ende mit der Kollektor-Elektrode des Transistors
T&sub2; verbunden ist, während der Knotenpunkt V dieser zweiten Widerstandsbrücke mit
der Kollektor-Elektrode des Transistors T&sub4; verbunden ist. C&sub1; ist der Knotenpunkt
zwischen dem Emitter des Transistors T&sub5;, dem Kollektor des Transistors T&sub1; und dem
Widerstand R&sub5; und in einer symmetrischen Konfiguration ist C&sub2; der entsprechende
Knotenpunkt zwischen dem Emitter des Transistors T&sub6;, dem Kollektor des Transistors
T&sub2; und dem Widerstand R&sub6;.
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Zunächst wird der Fall betrachtet, bei dem die Differenzeingangsspannung
Vin Null ist. Die Spannung an den Knotenpunkten C&sub1; und C&sub2; wird im wesentlichen
durch die Emitter-Elektroden der kaskodengeschalteten Transistoren T&sub5; und T&sub6; auferlegt
und entspricht der Spannung VREF minus einer Vorwärtsübergangsspannung. Je nach
den selektierten Werten für den Strom 2I'A der Hilfs-Emitterstromquelle S&sub2; und für die
Widerstände R&sub3;, R&sub5; und R&sub4;, R&sub6; können die Spannungen an den Knotenpunkten U und
V größer sein oder kleiner sein als die Spannungen an den Knotenpunkten C&sub1; und C&sub2;.
Es wird vorausgesetzt, daß die Spannung an den Knotenpunkten U und V gröber ist als
die Spannung an den Knotenpunkten C&sub1; und C&sub2; und es fließen Ströme IX und IY in
Richtung von den Knotenpunkten U und V zu den Knotenpunkten C&sub1; und C&sub2;. Dies
entspricht den Strömen IA und IB, die in derselben Richtung fließen wie die Ströme der
Quellen IA und IB in Fig. 1. Auf ähnliche Weise kann die umgekehrte Situation
betrachtet werden, d.h. eine Spannung an den Knotenpunkten U und V kleiner als die
an den Knotenpunkten C&sub1; und C&sub2;, aber die Begründung dahinter bleibt dieselbe.
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Nun wird vorausgesetzt, daß die Eingangsspannung V&sub1; höher ist als die
Eingangsspannung V&sub2; (Vin positiv). Die Spannung an dem Knotenpunkt U nimmt ab
und die Spannung an dem Knotenpunkt V nimmt zu gegenüber dem
Gleichgewichtszustand.
Die Änderung des Stromes IX gegenüber dem Gleichgewichtszustand entspricht
einem Zurückziehen des Stromes von dem Kollektor des Transistors T&sub1; und dagegen
entspricht die Änderung von IY einer Injektion von Strom beim Kollektor des
Transistors T&sub2;. Dieses Ergebnis entspricht der gewünschten Funktion f(Vin) und ergibt eine
Zunahme der Transkonduktanz des Verstärkers und eine Zunahme der Linearität der
Ausgangsspannung (V&sub5; - V&sub6;) als Funktion von Vin in dem normalen Arbeitsbereich.
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Der auf diese Weise verwirklichte Verstärker hat ebenfalls den Vorteil,
daß die kaskodengeschalteten Transistoren T&sub5; und T&sub6; als Unterbrecher arbeiten, wenn
die Differenzeingangsspannung Vin den berechneten Arbeitsbereich des Verstärkers
überschreitet.
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Es wird nun vorausgesetzt, daß die Differenzeingangsspannung Vin derart
ist, daß die Transistoren T&sub1; und T&sub3; gesperrt sind. Die Spannung an dem Knotenpunkt U
steigt bis an den Wert von V'cc und dasselbe macht die Spannung an dem Knotenpunkt
C&sub1;, da sie durch den Widerstand R&sub5; verbunden sind. Zum Gewährleisten, daß der
Transistor T&sub5; gesperrt wird, sollte die Spannung V'cc groß genug sein gegenüber der
Spannung VREF. Zum Schluß werden die Transistoren T&sub1;, T&sub3; und T&sub5; gesperrt und die
Ausgangsspannung V&sub5; entspricht der Spannung Vcc. In dem gegenüberliegenden Zweig
des verstärkers fließt der ganze Strom 2IS + 2I&sub0; durch den Emitter des Transistors T&sub2;
und der ganze Strom 2I'A fließt durch den Emitter des Transistors T&sub4;. Der Wert des
Widerstandes R&sub4; ist derart gewählt worden, daß die Spannung an dem Knotenpunkt V
höher ist als die, welche den Transistor T&sub4; klemmen würde. Ein Strom IY, dessen Wert
auf einfache Weise vorbestimmt werden kann, wird dem Kollektor des Transistors T&sub2;
zugeführt. Ein Strom gleich der Differenz zwischen dem genannten Strom und dem
Strom 2IS + 2I&sub0; fließt durch den kaskodengeschalteten Transistor T&sub6;. Der
Kollektorstrom des Transistors T&sub6; entspricht im wesentlichen dem Emitterstrorn (ausgenommen
den Wert des Basisstromes). Folglich wird die Ausgangsspannung V&sub6; durch den
Spannungsabfall an dem Belastungswiderstand R&sub2; gebildet, wobei diese Spannung V&sub6;
einfach bestimmt werden kann. Es stellt sich heraus, daß keiner der Transistoren des
Verstärkers in den gesättigten Zustand getrieben werden kann, sogar wenn die
Differenzeingangsspannung Vin den normalen Betriebsbereich überschreitet. Deswegen läßt
sich die maximale Differenzausgangsspannung V&sub5; - V&sub6; auf einfache Weise vorbestimmt
werden.
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Fig. 3 zeigt Kurven, welche die Differenzausgangsspannung ΔV&sub0; = (V&sub5; -
V&sub6;) als Funktion der Differenzeingangsspannung Vin für eine herkömmliche
Differenzstufe darstellt (Kurve I), für eine aus EP-A-0 275 079 bekannte Differenzstufe (Kurve
II) und zum Schluß für den erfindungsgemäßen Verstärker unter Anwendung einer
Funktion f(Vin) der Ströme IA und IB aus Fig. 1.
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Für eine herkömmliche Differenzstufe, bei der IA, IB = 0 ist, ist die
Kurve 1 eine hyperbolische Tangente mit einer Asymptote V0max = 2R&sub1;IS. Diese
Kurve zeigt die Nachteile einer derartigen Differenzstufe, d.h. den linearen Bereich der
Ausgangsspannung, der im Vergleich zu dem durch den Wert V0max dargestellten
Arbeitsbereich klein ist.
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Die Kurve II stellt die Differenzausgangsspannung ΔV&sub0; dar einer
bekannten Differenzstufe, bei der die Ströme dem Wert IA = IB = I&sub0; entsprechen.
Diese Kurve zeigt, daß die Transkonduktanz höher ist und daß die Asymptote V&sub2;
entsprechend der hyperbolischen Tangentenfunktion in diesem Fall größer ist, wobei
diese Asymptote ohne Begrenzung der Differenzausgangsspannung bestimmt wird. In
Bezug auf denselben Wert von V0max zeigt die Kurve II, daß die Neigung steiler ist
(die Transkonduktanz ist höher) und daß die Linearität der Differenzausgangsspannung
innerhalb des Arbeitsbereichs verbessert ist.
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Die Kurve III bezieht sich aug den erfindungsgemäßen Verstärker. In
diesem fall haben die Ströme IA und IB (Fig. 1) einen Wert, der mit der
Eingangsspannung Vin variiert, wobei die Transkonduktanz sogar höher ist und der
asymptotische Wert V&sub3; von ΔV&sub0; ohne Begrenzung auf eine spezifische V0max ebenfalls größer
ist.
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Dadurch hat der erfindungsgemäße Verstärker eine höhere
Transkonduktanz (die zunimmt, wenn die Ströme der Emitterstromquellen zunehmen) und einen
linearen Ausgangsspannungsbereich, begrenzt durch die maximale Ausgangsspannung,
ohne daß irgendein PNP-Transistor verwendet wird. Folglich hat der erfindungsgemäße
Verstärker ein großes Paßband und kann mit Hilfe einer üblichen und preisgünstigen
Technologie hergestellt werden.
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Fig. 2 zeigt eine Speisespannung V'cc die von der der Speiseklemme Vcc
abweicht. Durch Verwendung eines geregelten Wertes für V'cc ist es möglich, einen
Ausgangssignalhub zu erhalten, der unabhängig ist von Änderungen von Vcc. Aber bei
einer vereinfachten Ausführungsform ist die Leitung V'cc mit der Leitung Vcc
verbunden. Die oben beschriebene bevorzugte Ausführungsform enthält zwei verschiedene
Emitterstromquellen S&sub1; und S&sub2;, die eine Steuerung der Wirkung der
Schaltungsanordnung ermöglichen. Aber es ist auch möglich, die Emitter-Elektroden der Transistoren
T&sub1;, T&sub2;, T&sub3; und T&sub4; miteinander zu verbinden und nur eine Emitterstromquelle zu
benutzen.
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Es werden nun zur Information einige Werte eines Ausführungsbeispiels
der in Fig. 2 dargestellten Anordnung gegeben.
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von der Quelle S&sub1; gelieferter Strom = 1 mA
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von der Quelle S&sub2; gelieferter Strom = 1 mA
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Vcc = 5 Volt
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V'cc = 4,5 Volt
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VREF = 3,9 Volt
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V&sub1;, V&sub2; = 1,8 Volt ± 100 mV
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R&sub1; = R&sub2; = 1 kOhm
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R&sub3; = R&sub4; = 1 kOhm
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R&sub5; = R&sub6; = 3,6 kOhm
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Für solche Werte, wobei Vin = 0 ist, fließen die Ströme Ix und Iy in der Richtung von
den Knotenpunkten U und V zu den Knotenpunkten V&sub1; und C&sub2;, wenn für eine
Differenzeingangsspannung Vin gröber als die Differenzausgangsspannung V0max = (V&sub5; -
V&sub6;) auf 0,9 V beschränkt ist mit einem linearen Arbeitsbereich von 0,5 Volt.
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Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben beschriebene
Ausführungsform. Die NPN-Transistoren können durch NMOST-Transistoren ersetzt
werden. Die anhand der Fig. 3 genannten hyperbolischen Tangentenfunktionen weichen
ab, aber die dann erhaltenen Kurven haben eine ähnliche Form, sind aber mehr
schrittweise. Weiterhin können verschiedene Stromquellen IA und IB parallel zu anderen
Hilfstransistorpaaren und Hilfswiderstandsbrücken vorgesehen werden, damit feinere
Linearitätskorrekturen erhalten werden.