DE69128596T2

DE69128596T2 - Transkonduktanzstufe mit breitem dynamischen Bereich

Info

Publication number: DE69128596T2
Application number: DE69128596T
Authority: DE
Inventors: James R Butler; Douglas S Smith
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1990-10-15
Filing date: 1991-10-02
Publication date: 1998-04-16
Anticipated expiration: 2011-10-03
Also published as: EP0481631B1; US5101126A; DE69128596D1; EP0481631A2; EP0481631A3; JPH04227107A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft Transkonduktanzstufen, die dazu ausgelegt sind, in Antwort auf eine Eingangsspannungsdifferenz eine Ausgangsstromdifferenz zu erzeugen.

Beschreibung des Standes der Technik

Transkonduktanzstufen werden gewöhnlich dazu eingesetzt, ein Eingangssignal in Form einer Differenzspannung in ein Ausgangssignal in Form eines Differenzstromes mit Verstärkung zur Anwendung in einer stromabseitigen Stufe einer Gesamtschaltung zu konvertieren. Transkonduktanzstufen sind auf Schaltungen wie Operationsverstärker, Digital-/Analogwandler, Analog-/Digitalwandler, Leistungsverstärker, Puffer, Komparatoren und Meßverstärker anwendbar.
Zwei gewöhnliche Formen von Transkonduktanzstufen verwenden entweder Bipolartransistoren oder Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs). Die Auswahl des einen oder des anderen Typs bedingt einen Kompromiß zwischen den besonderen Vorteilen dieser Typen.
In Fig. 1 ist eine herkömmliche Transkonduktanzstufe gezeigt, die bipolare Eingangstransistoren einsetzt. Ein Einqangssignal in Form einer Differenzspannung wird an ein Paar von Eingangsterminals IN1 und IN2 angelegt, die jeweils mit den Basen von bipolaren Eingangstransistoren Q1 und Q2 verbunden sind. Die Transistoren sind als pnp-Bauteile dargestellt. Die Schaltung könnte jedoch auf umgekehrte Polaritäten mit npn- Transistoren umgestellt werden.
Eine Stomguelle I1 ist durch einen positiven Spannungsbus V+ vorgespannt, um der gemeinsamen Emitterverbindung von Q1 und Q2 Strom zuzuführen. Die Kollektoren von Q1 und Q2 sind über jeweilige Widerstände R1 und R2 mit einem negativen Spannungsbus V- verbunden. Ein Ausgang in Form eines Differenzstromes wird von den Kollektoren von Q1 und Q2 abgenommen und an die nächste Stufe innerhalb der Gesamtschaltung abgegeben, wie es durch den Operationsverstärker 2 dargestellt ist. Die Eingangs- Transkonduktanzstufe kann dazu ausgelegt sein, auch eine Spannungsverstärkung bereitzustellen, wenn dies von der zweiten Stufe gefordert wird, eine Spannungsverstärkung ist jedoch nicht in allen Fällen erforderlich. Die Transkonduktanzstufe treibt generell eine gewisse Form einer kapazitiven Last, wie einer Phasenkompensationsschaltung.
Der Ausgang in Form des Differenzstromes (die Differenz zwischen den zwei Strömen, die an die zweite Stufe 2 angelegt werden) ist das Produkt der Eingangsspannungsdifferenz und der Transkonduktanz gm der Transkonduktanzstufe. Die Bipolarstufe von Fig. 1 ist durch einen hohen Wert von gm gekennzeichnet, was zu einer guten Hochfrequenzantwort mit einer einhergehenden groben Bandbreite und einem geringen Pegel an Hintergrundrauschen einhergeht. Bipolare Eingangsstufen gehen jedoch bei einem relativ niedrigen Eingangsspannungspegel von etwa 100 mV in die Sättigung, was zu einem begrenzten Ausgangsstrom und zu einer Verschlechterung eines Anstiegsbereiches ("slew range") für große Signaleingänge führt.
Eine typische JFET-Eingangs-Transkonduktanzstufe ist in Fig. 2 dargestellt. Diese Schaltung ist im wesentlichen ähnlich aufgebaut wie jene der Fig. 1, mit Ausnahme der Tatsache, daß die Bipolartransistoren Q1 und Q2 durch JFETs J1 und J2 ersetzt worden sind, an deren Gates die Eingangsspannungssignale angelegt sind. Die JFET-Schaltung geht bis zu Eingangsspannungen von etwa 1 V nicht in die Sättigung und zeigt daher eine höhere Anstiegsgeschwindigkeit ("slew rate") für große Signaleingänge als die Bipolarschaltung. Andererseits hat die JFET-Stufe einen kleineren Wert von gm als die Bipolarstufe, was zu einer entsprechenden Verringerung in der Bandbreite und zu einem Anstieg des Hintergrundrauschpegels führt.
Der Artikel "Highly Linear Transconductor Cell Realised by Double MOS Transistor Differential Pair" von Z. Czarnul et al (Electronics Letters, Bd. 26, No. 21, 11. Oktober 1990; Stevenage, Herts., GB; Seiten 1819-1821) offenbart einen Transkonduktanz-Verstärker mit zwei Zweigen, wobei jeder Zweig aus einem Paar von MOSFET-Transistorpfaden besteht, deren Transkonduktanzen als abstimmbar bezeichnet werden.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 302 605 offenbart einen Kaskadenverstärker mit Nichtlinearitätskorrektur und verbessertem Übergangsverhalten. Es ist eine Schaltung offenbart, die zwei Transkonduktanzpfade in jedem von zwei Zweigen aufweist, wobei ein Pfad eine höhere Transkonduktanz für einen Bereich von Eingangssignalen und der andere Pfad eine höhere Transkonduktanz für einen anderen Bereich von Eingangssignalen besitzt. Es wird ausgeführt, daß ein linearer Betrieb über einen großen Dynamikbereich möglich ist. In jedem Zweig werden Bipolartransistoren verwendet.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung stellt einen neuen Typ von Transkonduktanzsstufe bereit, der einen größeren Wert von gm über einen größeren Spannungsbereich erreicht, und zwar sowohl gegenüber den herkömmlichen Bipolar- als auch den herkömmlichen JFET-Schaltungen der Figuren 1 und 2. Hiermit geht eine Verbesserung hinsichtlich der Bandbreite und des Hintergrundrauschens einher, und die Transkonduktanzstufe zeigt dennoch eine Anstiegsgeschwindigkeit, die mit jener der bekannten JFET-Schaltung für große Signaleingänge vergleichbar ist.
Erfindungsgemäß wird eine Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich geschaffen, die für einen Eingangssignalbereich von Spannungsdifferenzen betriebsbereit ist, mit:
- einem Paar von Transkonduktanz-Schaltungszweigen, die eine Differenzschaltung zum Empfangen einer Differenzspannung bilden, und
- jeweiligen Ausgangsstellen, die jedem Zweig zugeordnet sind,
wobei jeder Zweig eine ähnliche Vielzahl von Transkonduktanz-Schaltungspfaden zu den Ausgangsstellen aufweist, wobei jeder Transkonduktanz-Schaltungspfad innerhalb eines jeweiligen Unterbereiches des Eingangssignalbereiches eine größere Transkonduktanz als die anderen Transkonduktanz-Schaltungspfade seines Zweiges aufweist, wobei jeder Transkonduktanz-Schaltungspfad innerhalb seines jeweiligen Eingangssignal-Unterbereiches beim Einrichten einer Gesamt-Transkonduktanz für die Transkonduktanzstufe die anderen Transkonduktanz-Schaltungs pfade seines Zweiges dominiert, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transkonduktanz-Schaltungspfad eine Feldeffekttransistor-Schaltung (FET-Schaltung) aufweist und ein weiterer Transkonduktanz- Schaltungspfad jedes Zweiges eine Bipolartransistor-Schaltung aufweist, wobei die FET-Schaltungen für größere Eingangssignale von Spannungsdifferenzen innerhalb des Eingangssignalbereiches dominieren, und wobei die Bipolartransistor-Schaltung für kleinere Eingangssignale von Spannungsdifferenzen innerhalb des Eingangssignalbereiches dominiert, wobei der Bipolartransistor von jedem Zweig an seiner Basis angeschlossen ist, um eine jeweilige Eingangsdifferenzspannung zu empfangen, und wobei der FET von jedem Zweig an seinem Gate mit der Basis oder der Kollektor-Emitter-Schaltung des Bipolartransistors desselben Zweiges verbunden ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform liegen zwei Pfade vor, wobei ein Pfad als ein Bipolartransistor implementiert ist, der einen dominanten Wert von gm für kleine Eingangssignalpegel bereitstellt, und wobei der andere Pfad durch einen Schaltkreis mit einem höheren Wert von gm als der Bipolartransistor bei größeren Eingangssignalen implementiert ist, wie ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor oder ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor. Es sind verschiedene alternative Schaltungsverbindungen möglich, so daß das Element mit dem geeigneten Wert von gm für einen bestimmten Eingangssignalpegel bei jenem Eingangspegel dominiert. Die gezeigten Schaltungen weisen zwei Transkonduktanz-Pfade auf, das Prinzip kann jedoch für mehrfache Pfade verwendet werden, beispielsweise einschließlich von Pfaden mit einer seriellen Schaltung aus einem Bipolartransistor und einem Widerstand.
Diese und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich Fachleuten aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung, in der:

BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 und 2 schematische Schaltbilder von bekannten, oben erörterten Transkonduktanzstufen sind;
Fig. 3 und 4 schematische Schaltbilder von zwei Ausführungsformen der Erfindung unter Verwendung von Bipolartransistoren für den dominanten Kleinsignalpfad und Feldeffekttransistoren für den dominanten Großsignalpfad sind;
Fig. 5 ein schematisches Schaltbild einer Schaltung ist, bei der ein Feldeffekttransistor als dominanter Großsignalpfad durch eine serielle Schaltung aus Bipolartransistor und Widerstand ersetzt ist;
Fig. 6 ein schematisches Schaltbild einer unterschiedlichen Ausführungsform ist, in der der Gebrauch von Dioden vermieden ist und in der Eingangspufferstufen enthalten sind;
Fig. 7 ein schematisches Schaltbild einer der Schaltung von Fig. 6 ähnlichen Schaltung ist, jedoch ohne Eingangspufferschaltungen und mit weniger Stromquellen; und
Fig. 8 ein schematisches Schaltbild einer der Schaltung von Fig. 7 ähnlichen Schaltung ist, in der ein Feldeffekttransistor als dominanter Großsignalpfad durch eine serielle Schaltung aus Bipolartransistor und Widerstand ersetzt ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Eine erste Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 3 gezeigt. Bei dieser Schaltung werden die Eingangssignale in Form von Differenzspannungen an die Basen eines Paars von pnp-Bipolartransistoren Q3 und Q4 angelegt. Stromquellen I3 und I4 führen den Kollektor-Emitter-Schaltungen von Q3 bzw. Q4 Strom zu. I3 und I4 sind zwischen dem positiven Spannungsbus V+ und den Emittern der pnp-Transistoren Q3, Q4 angeschlossen, wohingegen die Kollektoren der Transistoren jeweils über Widerstände oder andere geeignete Impedanzen R3, R4 mit dem negativen Spannungsbus V- verbunden sind. Ausgangsterminals T1, T2 für einen Ausgang in Form eines Differenzstromes sind mit R3 bzw. R4 auf der anderen Seite als der negative Spannungsbus verbunden.
Zusätzliche Schaltungspfade zwischen dem positiven Spannungsbus und den Widerständen R3, R4 sind durch Feldeffekttransistoren (FETs) J3, J4 bereitgestellt, die entweder als Sperrschicht-FETS (JFETs) oder als Metalloxid-Halbleiter-FETs (MOSFETs) implementiert sein können. Die Source-Drain-Schaltungen von J3 und J4 werden aus einer Stromquelle I5 mit Strom versorgt, die an dem positiven Bus V+ angeschlossen ist. Die gegenüberliegenden Seiten der Source-Drain-Schaltungen von J3, J4 sind jeweils mit den gemeinsamen Verbindungen für R3/Q3 bzw. R4/Q4 verbunden. Schließlich ist ein Paar von Impedanzen in der Form von dioden-verbundenen Bipolartransistoren D1, D2 angeschlossen, um den Strom von einer weiteren Stromquelle E6 auf die Emitterschaltungen von Q3 bzw. Q4 aufzuteilen; I6 ist ebenfalls an den positiven Spannungsbus V+ angeschlossen. Die Gates von J3 und J4 sind gemeinsam mit Dl und D2 mit den Emittern von Q3 bzw. Q4 verbunden.
Bei der beschriebenen Schaltung kann die Eingangsspannungsdifferenz bis zu einem Volt variieren, bevor eine Sättigung eintritt. Bei kleinen Signaleingängen in der Größenordnung von 0,1 V oder weniger dominiert der Wert von gm der Bipolar transistoren Q3, Q4 über den Wert von gm der FETS J3, J4 beim Einrichten einer Transkonduktanz für die Gesamtstufe.
Die Transkonduktanz gm der Bipolartransistoren Q3, Q4 folgt der Beziehung:
gm= I&sub6;/2Vt,
wobei Vt = kT/q, ein Wert, der bei Raumtemperatur etwa gleich 25 mV ist, und Is ist der Stufenstrom. Die Transkonduktanz gm der FETS J3, J4 folgt andererseits der Beziehung:
gm = (2βIs),
wobei β für einen JFET als I/V² definiert ist (β wird für einen JFET gewöhnlich als "Transkonduktanz" bezeichnet, obwohl die Transkonduktanz normalerweise in der Form I/V vorliegt).
Der Wert von β für J3 und J4 variiert mit der verwendeten Verarbeitungstechnik und der Größe der FETS. J3 und J4 sind derart skaliert und die Stufenströme sind so ausgewählt, daß J3 und J4 im wesentlichen keinen Effekt auf die Eingangsstufe bei kleinen Eingangssignalen in der Größenordnung von 0,1 V oder weniger haben.
Bei einem Beispiel wurden I3, I4 und I6 gleichermaßen auf 50 Mikroampere eingestellt, wohingegen I5 auf 300 Mikroampere eingestellt wurde. Der Wert von gm für die Bipolartransistoren Q3, Q4 war etwa zweimal so groß wie der Wert von gm für die FETs J3, J4 für kleine Eingangssignale.
Da sich die Werte von gm für die Bipolar-Pfade und die FET-Pfade addieren, betrug der Wert von gm für die gesamte Transkonduktanzstufe etwa den dreifachen Wert von gm für J3 und J4, und betrug etwa 3/2 des Wertes von gm für Q3 und Q4. Da die Bandbreite mit gm variiert, war die Bandbreite für die Gesamtstufe demgemäß etwa dreimal so groß wie die Bandbreite von J3, J4 allein und betrug etwa 3/2 der Bandbreite von Q3, Q4 allein. Zusgtzlich war das Hintergrundrauschen der Schaltung verglichen mit dem Fall reduziert, bei dem J3, J4 alleine wirken, da das Rauschen invers mit gm variiert.
Bei Eingangsspannungsdifferenzen größer etwa 100 mV wird der von der Diode D1 oder der Diode D2 geleitete Strom zu dem Bipolartransistor Q3 oder Q4 mit der höheren Eingangsspannung abgeschnitten bzw. begrenzt. Die Bipolartransistoren Q3 und Q4 leiten dann im wesentlichen konstante Ströme, und zwar trotz Änderungen der Eingangsspannungssignale, solange die Eingangsspannungsdifferenz über etwa 100 mV bleibt.
Die FETs J3, J4 gehen nicht in die Sättigung, bis die Eingangsspannungsdifferenz etwa 1V erreicht (der exakte Sättigungspegel hängt etwas von der Verarbeitung ab, die zur Herstellung der Bauteile verwendet wird). Bei niedrigen Signaleingängen bzw. Kleinsignaleingängen unter etwa 100 mV variieren die Ströme durch Q3 und Q4 in Übereinstimmung mit ihren jeweiligen Basisspannungen; die Stromquelle I6 trägt mehr zu dem Strom zu dem Bipolartransistor mit der höheren Vorspannung bei. Bei Spannungen von etwa 100 mV für Q3 und Q4 führt ein beliebiger weiterer Anstieg in der Basisspannungsdifferenz nicht zu einer zusätzlichen Änderung ihrer Ströme. Demgemäß ist der Wert von gm für die Bipolartransistoren über etwa 100 mV Null, und der Wert von gm für die Gesamtstufe wird von J3 und J4 für den Großsignalbereich von etwa 100 mV bis 1 V regiert. Die beschriebene Schaltung behält daher das verbesserte Verhalten von FETs für höhere Eingangsdifferenzsignale und übertrifft tatsächlich das Verhalten der Bipolartransistoren für Kleinsignaleingänge.
I3 und I4 liefern einen Ladestrom für die Kapazität, die J3 und J4 zugeordnet ist, und gewährleisten ebenfalls, daß Q3 und Q4 niemals abschalten. Dieses letztere Merkmal vermeidet Phasenverzögerungen, die normalerweise mit dem Einschalten von Q1 und Q2 einhergehen würden.
Die Skalierung von Q3 und Q4 ist ein Kompromiß zwischen Stromverstärkung β und Hintergrundrauschen. Um β zu verbessern, sollten die Bauteile Q3 und Q4 eine minimale Geometrie aufweisen. Um andererseits Hintergrundrauschen zu reduzieren, sollten Q3 und Q4 so skaliert sein, daß deren Basisfläche erhöht ist und damit die zugehörigen Basiswiderstände minimiert sind.
Die Größe des Stromes von I5 bestimmt den maximalen Großsignal-Differenzstrom, der wiederum die Anstiegsgeschwindigkeit bestimmt. I5 ist normalerweise wesentlich größer als I3, I4 oder I6. Die Skalierung von J3 und J4 wird hauptsächlich durch die Größe von I5 bestimmt. J3 und J4 müssen groß genug sein, um den Strom von I5 aufnehmen zu können, sind vorzugsweise jedoch nicht wesentlich größer. Wenn sie größer als notwendig sind, um den Strom I5 zu handhaben, werden sie einen größeren Wert von gm haben und damit einen größeren Effekt auf die Gesamttranskonduktanzstufe gm im Kleinsignalbereich haben, wo es gewünscht ist, daß die Bipolartransistoren Q3, Q4 dominieren. Ein Kleinhalten der Skalierung von J3 und J4 hilft auch, Platz auf dem Schaltungschip einzusparen.
Eine alternative Ausführungsform ist in Fig. 4 dargestellt. Die Schaltungselemente sind auf dieselbe Weise angeschlossen wie in Fig. 3, mit der Ausnahme der Tatsache, daß die Gates von J3 und J4 jeweils mit den Basen von Q3 und Q4 verbunden sind anstelle von deren Emittern. Diese Ausführungsform liefert ein äquivalentes Verhalten wie die Ausführungsform von Fig. 3, erfordert jedoch größere Treiberströme, da die Eingangskapazitäten von J3 und J4 nicht gepuffert sind.
Sowohl in Fig. 3 als auch in Fig. 4 würden FETs mit p- Kanal in Verbindung mit pnp-Bipolartransistoren verwendet werden. Es könnten herkömmliche BiMOS- und BiFET-Verarbeitungsvorgänge verwendet werden, um die Bipolar- und die FET-Bauteile zusammen auf demselben Chip herzustellen.
Die in Fig. 5 gezeigte Schaltung ist aufgenommen, um das Verständnis der anderen Ausführungsformen der Erfindung zu unterstützen. Bei diesem Design sind die FETS J3, J4 jeweils durch Bipolartransistoren Q5, Q6 mit den Kollektor-Emitter- Schaltungen Q5 und Q6 ersetzt. Die widerstands-degenerierten Bipolartransistoren Q5, Q6 arbeiten als Stromquellen auf eine Weise ähnlich einem JFET, mit einem reduzierten Wert von gm. Größere Widerstände R5, R6 vermindern den Wert von gm der Q5/R5- und der Q6/R6-Schaltung für denselben Strompegel. Diese Widerstände können ausgewählt werden, um einen gewünschten Kompromiß zwischen dem Wert von gm und dem Spannungsbereich zu erhalten. Die Basen von Q5 und Q6 könnten auch mit den Basen von Q3 und Q4 verbunden sein anstelle mit deren Emittern, und zwar auf eine analoge Weise wie die Schaltung von Fig. 4.
Eine bevorzugte Ausführungsform, die die Dioden D1, D2 eliminiert und eine Eingangspufferstufe hinzufügt, ist in Fig. 6 gezeigt, wobei äquivalente Elemente erneut durch dieselben Bezugsziffern bezeichnet sind wie in Fig. 5. Bei dieser Schaltung sind die Kollektor-Emitter-Schaltungen von Q3 und Q4 direkt mit der Stromquelle I6 verbunden, ohne jegliche Zwischendioden oder andere Impedanzen. Die Gates von J3 und J4 sind jeweils mit den Basen von Q3 und Q4 verbunden. Es sind Eingangspufferschaltungen vorgesehen, um die Eingangsimpedanz zu erhöhen. Die Eingangspufferschaltung für Q3 besteht aus einem Bipolartransistor Q7, dessen Kollektor-Emitter-Schaltung zwischen der Basis von Q3 und dem negativen Spannungsbus V- angeschlossen ist, dessen Basis eine Eingangsspannung empfängt und dessen Emitter die Basis von Q3 treibt. Die Stromquelle I3 ist zwischen V+ und der Kollektor-Emitter-Schaltung von Q7 angeschlossen, um den Transistor eingeschaltet zu halten. Eine ähnliche Pufferschaltung bestehend aus einem Bipolartransistor Q8 und der Stromquelle I4 ist für Q4 vorgesehen.
Die Schaltung von Fig. 6 zeigt zusätzlich zu ihrer wesentlich größeren Eingangsimpedanz aufgrund der Emitter-Folger- Funktion von Q7 und Q8 auch einen größeren Wert von gm für Kleinsignale, verglichen mit den Schaltungen der Figuren 3-5. Dies liegt daran, daß die Eingangssignale bei den Figuren 3-5 auf die Eingangstransistoren Q3, Q4 und ihre jeweiligen Dioden D1, D2 aufgeteilt werden, so daß nur ein Teil der Eingangsspannungsdifferenz über Q3 und Q4 auftritt. Bei der Schaltung von Fig. 6 tritt die Eingangssignaldifferenz dagegen über Q3 und Q4 auf, was eine entsprechend größere Änderung in der Ausgangsstromdifferenz für eine gegebene Veränderung eines Kleinsignaleingangs von Differenzspannungen erzeugt.
Bei einer bestimmten Implementierung der Schaltung von Fig. 6 lieferten I3, I4 und I6 jeweils 40 Microampere, wohingegen I5 200 Microampere lieferte. J3 und J4 waren mit einem Breiten/Längen-Verältnis von 36 skaliert, wobei die absolute Abmessung der Länge etwa 16 Micrometer betrug. Die Größen von Q3 und Q4 sind sehr abhängig von dem Verarbeitungsprozeß, waren jedoch so skaliert, daß die Emitter etwa den dreifachen Wert der minimal möglichen Größe mit dem bestimmten, verwendeten Verarbeitungsprozeß ausmachten. Diese Skalierung wurde als Kompromiß zwischen einer großen Größe zur Verringerung von Hintergrundrauschen und einer kleinen Größe zur Verbesserung der Frequenzantwort ausgewählt. Q7 und Q8 waren Bauteile mit minimaler Geometrie. Die Widerstände R3 und R4 betrugen jeweils 2,5 Kiloohm.
Die Schaltung von Fig. 6 kann modifiziert werden, indem die Eingangspufferschaltungen eliminiert werden. Die sich ergebende Schaltung ist in Fig. 7 gezeigt, wobei die Eingangsspannungssignale direkt an die Basen von Q3, Q4 und die Gates von J3, J4 angelegt werden. Diese Schaltung zeigt eine niedrigere Eingangsimpedanz als die Schaltung von Fig. 6, sollte jedoch eine verbesserte Eingangs-Offsetspannung (VOS) besitzen, da Q1 und Q2 nicht länger vorliegen, um zum Wert von VOS beizutragen. Dies hat auch den Vorteil, daß weniger Elemente verwendet werden.
Fig. 8 zeigt eine Schaltung, in der die in den Figuren 6 und 7 verwendeten FETs durch widerstands-degenerierte Bipolartransistorschaltungen ersetzt worden sind. Diese Schaltung ist enthalten, um zum Verständnis der anderen Ausführungsformen der Erfindung beizutragen. J3 ist durch einen Bipolartransistor Q5 und einen seriell hiermit verbundenen Widerstand R5 ersetzt, wohingegen J4 durch einen Bipolartransistor Q6 mit einem seriell hiermit verbundenen Widerstand R6 ersetzt worden ist, und zwar auf analoge Weise zu der Schaltung von Fig. 5.
Es sind somit einige unterschiedliche Ausführungsformen einer Transkonduktanzstufe mit Verbesserungen sowohl hinsichtlich dem Wert von gm, der Bandbreite, der Rauschcharakteristika und des Eingangssignalbereiches gezeigt und beschrieben worden. Für Fachleute ergibt sich eine Vielzahl anderer Variationen und alternativer Ausführungsformen Obwohl beispielsweise für jeden Zweig der Schaltungen der Figuren 3 bis 8 zwei Transkonduktanzpfade gezeigt sind, könnten auch ein oder mehrere zusätzliche Transkonduktanzpfade ebenfalls für jeden Zweig vorgesehen werden, wobei jeder Pfad für seinen Zweig innerhalb eines jeweiligen Unterbereiches des Eingangssignalbereiches eine größere Transkonduktanz als die anderen Pfade aufweist. Jeder Pfad würde für seinen Zweig innerhalb seines jeweiligen Unterbereiches von Eingangssignalen beim Errichten der Gesamttranskonduktanz der Stufe über ihren gesamten Eingangssignalbereich über die anderen Transkonduktanzpfade dominieren. Ein bestimmtes Beispiel einer Schaltung mit drei Transkonduktanzpfaden in jedem Zweig wäre eine Kombination der Figuren 4 und 5. Bei dieser Schaltung würde der linke Zweig separate Transkonduktanzpfade aufweisen, die durch Q3, J3 und Q5/R5 definiert sind, wohingegen der rechte Zweig separate Transkonduktanzpfade aufweisen würde, die durch Q4, J4 und Q6/R6 definiert sind. Weiterhin könnten die in den Figuren 3-8 dargestellten pnp-Transistoren durch npn-Bipolartransistoren ersetzt werden, wobei an den Schaltungspolaritäten entsprechende Umkehrungen vorgenommen würden. Demgemäß soll die Erfindung lediglich durch die beigefügten Ansprüche beschränkt sein.

Claims

1. Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich, die für einen Eingangssignalbereich von Spannungsdifferenzen betriebsbereit ist, mit:

einem Paar von Transkonduktanz-Schaltungs zweigen (I3, R3; I4, R4), die eine Differenzschaltung zum Empfangen einer Differenzspannung bilden, und

jeweiligen Ausgangsstellen (T1, T2), die jedem Zweig zugeordnet sind,

wobei jeder Zweig eine ähnliche Vielzahl von Transkonduktanz-Schaltungspfaden (Q3, J3; Q4, J4) zu den Ausgangsstellen (T1, T2) aufweist, wobei jeder Transkonduktanz-Schaltungspfad innerhalb eines jeweiligen Unterbereiches des Eingangssignalbereiches eine größere Transkonduktanz als die anderen Transkonduktanz -Schaltungspfade seines Zweiges aufweist, wobei jeder Transkonduktanz-Schaltungspfad innerhalb seines jeweiligen Eingangssignal-Unterbereiches beim Einrichten einer Gesamt-Transkonduktanz für die Transkonduktanzstufe die anderen Transkonduktanz -Schaltungspfade seines Zweiges dominiert, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transkonduktanz- Schaltumgspfad eine Feldeffekttransistor-Schaltung (FET- Schaltung) (J3, J4) aufweist und ein weiterer Transkonduktanz-Schaltungspfad jedes Zweiges eine Bipolartransistor- Schaltung (Q3, Q4) aufweist, wobei die FET-Schaltungen (J3, J4) für größere Spannungsdifferenz-Eingangssignale innerhalb des Eingangssignalbereiches dominieren und wobei die Bipolartransistor-Schaltung (Q3, Q4) für kleinere Spannungsdifferenz-Eingangssignale innerhalb des Eingangssignalbereiches dominiert, wobei der Bipolartransistor von jedem Zweig an seiner Basis angeschlosssen ist, um eine jeweilige Eingangsdifferenzspannung zu empfangen, und wobei der FET von jedem Zweig an seinem Gate mit der Basis oder der Kollektor- Emitter-Schaltung des Bipolartransistors desselben Zweiges verbunden ist.

2. Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich nach Anspruch 1, wobei der eine Transkonduktanz-Schaltungspfad von jedem Zweig eine Sperrschicht-Feldeffekttransistor-Schaltung (JFET-Schaltung) (J3, J4) aufweist.

3. Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich nach Anspruch 1, wobei der eine Transkonduktanz-Schaltungspfad von jedem Zweig eine Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor- Schaltung (J3, J4) (MOSFET-Schaltung) aufweist.

4. Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, wobei jede Bipolartransistor-Schaltung einen Bipolartransistor (Q3, Q4) aufweist, der eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter hat, wobei die Basis des Bipolartransistors ein Eingangsspannungssignal (N1, N2) empfängt, wobei eine Impedanz (R3, R4) seriell mit dem Kollektor des Bipolartransistors verbunden ist, und wobei eine erste Stromquelle (I3, I4) mit dem Emitter des Bipolartransistors verbunden ist, wobei der Ausgang (T1, T2) von jedem Zweig von der Impedanz abgenommen wird, und weiterhin mit einer zusätzlichen Stromquelle (I6), die den Emittern der Bipolartransistoren (Q3, Q4) in jedem Schaltungspfad Strom zuführt, wobei die Bipolartransistoren (Q3, Q4) den Strom von der zusätzlichen Stromquelle (I5) gemäß den an ihre Basen angelegten Spannungsdifferenz- Eingangssignalen (IN1, IN2) aufteilen.

5. Transkonduktanzstufe mit großem Dynamikbereich nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder der Transkonduktanz-Schaltungspfade nicht gegengekoppelt ist.