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DE69421692T2 - Verstärkerausgangsstufe der Klasse "AB" - Google Patents

Verstärkerausgangsstufe der Klasse "AB"

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Publication number
DE69421692T2
DE69421692T2 DE69421692T DE69421692T DE69421692T2 DE 69421692 T2 DE69421692 T2 DE 69421692T2 DE 69421692 T DE69421692 T DE 69421692T DE 69421692 T DE69421692 T DE 69421692T DE 69421692 T2 DE69421692 T2 DE 69421692T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
terminal
vcc
transistors
field effect
drain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE69421692T
Other languages
English (en)
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DE69421692D1 (de
Inventor
Edoardo Botti
Giorgio Chiozzi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
Original Assignee
STMicroelectronics SRL
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SRL filed Critical STMicroelectronics SRL
Publication of DE69421692D1 publication Critical patent/DE69421692D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE69421692T2 publication Critical patent/DE69421692T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F1/00Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3217Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H03F3/3044Junction FET SEPP output stages
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45Differential amplifiers
    • H03F3/45071Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/4521Complementary long tailed pairs having parallel inputs and being supplied in parallel

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  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf lineare Verstärker und insbesondere auf eine Klasse-AB-Ausgangsverstärkerstufe, die Leistungsendkomponenten mit komplementären Feldeffekttransistoren (MOSFET) verwendet.
  • Bei der Planung der Klasse-AB-Ausgangsstufen, wie sie z. B. bei Operationsleistungsverstärkern verwendet werden, wird versucht, die folgenden Charakteristika zu erreichen:
  • - eine hohe Linearität, d. h. eine niedrige harmonische Verzerrung;
  • - eine niedrige Verzerrung infolge des Umschaltens zwischen einer Leistungsendkomponente und der anderen;
  • - ein hohes Verhältnis zwischen einem maximalen Ausgangsstrom und einem Ruhestrom;
  • - eine beträchtliche Unabhängigkeit des Ruhestroms von der Temperatur und von Schwankungen der Fertigungsparameter, falls die Stufe in einer integrierten Schaltung hergestellt wird; und
  • - eine Einfachheit der Schaltungsanordnung.
  • Es sind verschiedene Klasse-AB-Ausgangsverstärkerstufen mit komplementären MOSFET-Transistoren bekannt, die ermöglichen, daß eine oder einige der obigen Charakteristika erreicht werden können, wobei jedoch keine derselben in der Lage ist, alle Charakteristika zu erfüllen, wie es erwünscht wäre.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Ausgangsverstärkerstufe des oben angegebenen Typs zu schaffen, der alle diese Charakteristika aufweist.
  • Diese Aufgabe wird erfüllt, indem die Ausgangsverstärkerstufe hergestellt wird, wie sie in dem ersten Anspruch der der vorliegenden Beschreibung folgenden Ansprüche allgemein definiert und gekennzeichnet ist.
  • Die Erfindung und die sich daraus ergebenden Vorteile werden aus der folgenden Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele derselben bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen offensichtlicher werden, wobei die Beschreibung lediglich beispielhaft und nicht einschränkend sein soll. Es zeigen:
  • Fig. 1 ein Grundschaltungsdiagramm, teilweise in Blockform, einer Klasse-AB-Ausgangsstufe gemäß der Erfindung;
  • Fig. 2 ein Grundschaltungsdiagramm, das eine Variante des Diagramms von Fig. 1 zeigt; und
  • Fig. 3, 4 und 5 Schaltungsdiagramme von drei Ausführungsbeispielen der Ausgangsstufe in Klasse AB gemäß der Erfindung.
  • In Fig. 1 sind zwei MOSFET-Leistungstransistoren, d. h. Feldeffekttransistoren vom MOS-Typ, mit Qpf und Qnf bezeichnet. Dieselben sind komplementär zueinander, d. h. genauer gesagt, der erste Transistor ist ein p-Kanal-Transistor, und der zweite Transistor ist ein n-Kanal-Transistor, wobei dieselben als Endkomponenten einer Klasse-AB-Ausgangsverstärkerstufe gegentaktmäßig verschaltet sind. Die Drain-Elektroden der zwei Transistoren sind miteinander verbunden und bilden den Ausgangsanschluß der Stufe, der mit OUT bezeichnet ist, und die Source-Elektroden sind mit einem ersten, positiven Anschluß, der mit +Vcc bezeichnet ist, bzw. mit einem zweiten, negativen Anschluß einer Versorgungsspannung, der mit -Vcc bezeichnet ist, verbunden. Der Ausgangsanschluß OUT ist mittels einer Last Zo mit einem Referenzanschluß verbunden, der durch das Massesymbol dargestellt ist, und der sich re lativ zu den Potentialen der Anschlüsse +Vcc und -Vcc auf einem Zwischenpotential befindet.
  • Die jeweiligen Ausgangsanschlüsse von zwei Transkonduktanzverstärkern vom Differenz-Typ, die mit Tp und Tn bezeichnet sind, sind mit den Gate-Elektroden der Transistoren Qpf und Qnf verbunden, wobei die jeweiligen invertierenden Eingangsanschlüsse miteinander verbunden sind, um den Eingangsanschluß der Stufe, der mit IN bezeichnet ist, zu bilden, und wobei die jeweiligen nicht-invertierenden Eingangsanschlüsse jeweils mittels jeweiliger Rückkopplungssysteme, die mit Fp bzw. Fn bezeichnet sind, mit dem Ausgangsanschluß OUT verbunden sind.
  • Zwei Spannungsgeneratoren, die mit Vref(Qpf) und Vref(Qnf) bezeichnet sind, sind jeweils mittels eines jeweiligen Widerstands Rp und Rn zwischen die Gate-Elektroden der Transistoren Qbf bzw. Qnf und die Versorgungsanschlüsse +Vcc bzw. -Vcc geschaltet.
  • Die Transkonduktanzverstärker Tp und Tn und die Rückkopplungssysteme Fp und Fn sind derart dimensioniert, daß der Ausgangsstrom der Transkonduktanzverstärker im Ruhezustand, d. h., wenn die jeweiligen Eingangssignale die gleiche Spannung aufweisen, im wesentlichen Null ist. Die Spannungsgeneratoren Vref(Qpf) und Vref(Qnf) sind derart dimensioniert, daß bei den gleichen Ruhezuständen die Spannungen zwischen den Gate- und Source-Elektroden der Transistoren Qbf bzw. Qnf derart beschaffen sind, daß dieselben bewirken, daß ein Strom mit einem vorbestimmten Wert fließt, der für beide Transistoren im wesentlichen gleich ist und der der Ruhestrom der Stufe ist. Bei diesen Zuständen wird kein Strom zu der Last Zo zugeführt, und kein Strom durchfließt die Widerstände Rp und Rn.
  • Jede Änderung dieser Zustände, beispielsweise aufgrund des Anlegens eines Signals zwischen dem Eingangsanschluß IN und Masse, bewirkt eine Unsymmetrie in beiden Verstärkern Tp und Tn, wobei folglich bewirkt wird, daß Ströme Itoutp und Itoutn mit entgegengesetzten Vorzeichen in den Ausgangsanschlüssen beider Verstärker und durch die damit verbundenen Widerstände Rp bzw. Rn fließen. Die Spannungsabfälle an den Widerständen Rp und Rn wiederum verursachen Schwankungen mit einem entgegengesetzten Vorzeichen in den Spannungen Vgs zwischen der Gate- und Source-Elektrode der Endtransistoren Qbf bzw. Qnf. Folglich treten entsprechende Schwankungen der Leitungseigenschaften der zwei Transistoren und folglich Schwankungen mit entgegengesetzten Vorzeichen der jeweiligen Drain-Ströme Idp und Idn auf, wobei ein Ausgangsstrom Iout die Last Zo durchfließt, der gleich der Differenz zwischen den Drain-Strömen der zwei Transistoren ist.
  • Wenn die Schaltung dimensioniert wird, sollte daran gedacht werden, falls Vgsmax(Qpf) und Vgsmax(Qnf) die Spannungen zwischen der Source- und Drain-Elektrode der zwei Transistoren sind, die die maximalen erreichbaren Drain-Ströme ermöglichen, Itmax(Tp) und Itmax(Tn) die maximalen Ausgangsströme der zwei Transkonduktanzverstärker sind, Rp und Rn die Widerstandswerte der Widerstände, die mit den gleichen Bezugszeichen gezeigt sind, darstellen, und Vref(Qpf) und Vref(Qnf) die Spannungen der Spannungsgeneratoren, die durch das gleiche Bezugszeichen angegeben sind, darstellen, daß die folgenden Bedingungen beachtet werden sollten:
  • Itmax(Tp) · Rp + Vref(Qpf) ≥ Vgsmax(Qpf), und
  • Itmax(Tn) · Rn + vref(Qnf) ≥ Vgsmax(Qnf).
  • Außerdem sollten die Verstärker Tp und Tn Transkonduktanzwerte Gmp, Gmn aufweisen, derart, daß das System für ein gegebenes Rückkopplungssystem und für gegebene Charakteristika der Endtransistoren Qpf und Qnf und der Last Zo stabil ist.
  • Vorzugsweise wird die Stufe symmetrisch hergestellt, d. h., daß deren Bauteile und Komponenten, die mit p markiert sind, gleich und komplementär zu den Bauteilen und Komponenten sind, die mit n markiert sind.
  • Es sollte beachtet werden, daß die Rückkopplungssysteme Fp und Fn, die verwendet werden, um die Verstärkung der Stufe zu bestimmen, und um die Schaltung stabiler und linearer zu machen, in einigen Anwendungsfällen weggelassen werden könnten, und daß an deren Stelle geeignete Referenzspannungsgeneratoren zum Anlegen an die invertierenden Eingänge der Verstärker Tp und Tn verwendet werden könnten. Außerdem könnte anstelle der zwei unterschiedlichen Rückkopplungssysteme ein einziges System vorgesehen werden, das von den zwei Transkonduktanzverstärker gemeinsam verwendet wird.
  • Ein Beispiel eines einzigen gemeinsamen Rückkopplungssystems ist in Fig. 2 gezeigt, bei dem als einzige Änderung bezüglich Fig. 1 die nicht-invertierenden Anschlüsse der Verstärker Tp und Tn miteinander und mit dem Zwischenknoten eines Spannungsteiler verschaltet sind, der durch zwei Widerstände, die mit Rf1 und Rf2 bezeichnet sind, gebildet ist, die zwischen den Ausgangsanschluß OUT und Masse geschaltet sind. Das Verhältnis zwischen den Widerstandswerten der zwei Widerstände bestimmt die Verstärkung der Stufe.
  • Bei dem in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel, bei dem die gleichen Bezugszeichen, wie sie in Fig. 2 verwendet werden, identische und äquivalente Elemente bezeichnen, ist der erste Transkonduktanzverstärker Tp, d. h. derjenige, der den p-Kanal-Endtransistor Qpf steuert, eine Differenzschaltung, die durch ein Paar von n-Kanal-MOSFET-Transistoren mit einer gemeinsamen Source-Anordnung, die mit Qnd1 und Qnd2 bezeichnet sind, und durch einen ersten Konstantstromgenerator Ip gebildet ist, der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und die Versorgungsanschlüsse -Vcc geschaltet ist. Die Drain-Elektrode des Transistors Qnd2 ist mit dem Versorgungsanschluß +Vcc verbunden, und die des Transistors Qnd1 ist der Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers und ist folglich mit der Gate-Elektrode des Endtransistors Qpf verbunden. Auf eine völlig symmetrische Weise ist der zweite Transkonduktanzverstärker Tn, d. h. derjenige, der den n-Kanal-Endtransistor Qnf steuert, durch ein Paar von p-Kanal-MOSFET-Transistoren mit einer gemeinsamen Source-Anordnung, die mit Qpd1 und Qpd2 bezeichnet sind, und durch einen zweiten Konstantstromgenerator IN gebildet, der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und den Speiseanschluß +Vcc geschaltet ist. Die Drain-Elektrode des Transistors Qpd2 ist mit dem Versorgungsanschluß -Vcc verbunden, und die des Transistors Qpd1 ist der Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers und ist folglich mit der Gate-Elektrode des Endtransistors Qnf verbunden.
  • Die Gate-Elektroden der Transistoren Qnd2 und Qpd2 sind die nicht-invertierenden Anschlüsse der zwei Transkonduktanzverstärker und sind folglich beide mit dem Rückkopplungssystem Rf1, Rf2 verbunden, wobei die Gate-Elektroden der Transistoren Qnd1 und Qpd1 die invertierenden Anschlüsse der gleichen Verstärker sind und mit dem Eingangsanschluß IN der Stufe verbunden sind.
  • Bei diesem Beispiel bestehen die Referenzspannungsgeneratoren zum Bestimmen des Ruhestroms der Stufe jeweils aus dem Widerstand Rp und aus der Serienschaltung der Transistoren Qnd1 und des Konstantstromgenerators Ip, hinsichtlich der Polarisation des Endtransistors Qpf, und aus dem Widerstand Rn und aus der Serienschaltung des Transistors Qpd1 und des Konstantstromgenerators In, hinsichtlich der Polarisation des Endtransistors Qnf. Die Transkonduktanzverstärker und die Referenzspannungsgeneratoren weisen gemeinsame Komponenten auf, derart, daß es nicht möglich ist, dieselben getrennt, wie beispielsweise in Fig. 2, zu zeigen.
  • Die Ströme Ip und In der zwei Konstantstromgeneratoren, die mit den gleichen Bezugszeichen der jeweiligen Generatoren bezeichnet sind, sollten den folgenden Bedingungen genügen:
  • Ip = N · Vref(Qpf)/Rp, und
  • In = N · Vref(Qnf)/Rn;
  • wobei N eine Zahl ist, die von dem Größenverhältnis zwischen den Transistoren der zwei unterschiedlichen Paare abhängt, und wobei Vref(Qpf) und Vref(Qnf) die Spannungen sind, die zwischen die Gate- und Source-Elektrode der Endtransistoren Qpf und Qnf angelegt werden sollen, um den Ruhestrom zu erhalten. Das Größenverhältnis zwischen den Transistoren und damit die Zahl N wird bestimmt, indem die maximale Gate- Source-Spannung Vgsmax der Endtransistoren berücksichtigt wird, d. h., die Spannung, die dem maximalen Drain-Strom entspricht. Wenn der obere Abschnitt der Schaltung betrachtet wird, falls Vgsmax(Qpf) ≤ 2 · Vref(Qpf) ist, können die Transistoren Qnd1 und Qnd2 gleich groß sein: tatsächlich wird unter diesen Bedingungen im Ruhezustand der Strom Ip in gleiche Teile zwischen Qnd1 und Qnd2 aufgeteilt, sodaß Vref(Qpf) = ¹/&sub2;Ip · Rp ist, wohingegen der Spannungsabfall an Rp Vgsmax = Ip · Rp ist, wenn der Differenzverstärker vollständig unsymmetrisch ist.
  • Falls andererseits Vgsmax(Qpf) ≥ 2Vref(Qpf) ist, sollte die Fläche des Qnd1 entsprechend kleiner als die des Qnd2 sein. Falls beispielsweise Vref(Qpf)/Rp = 11 · Vgsmax(Qpf)/Rp ist, sollte die Fläche des Transistors Qnd1 ein Zehntel der Fläche des Transistors Qnd2 sein, wobei Ip = 11 · Vref(Qpf)/Rp. Entsprechende Überlegungen können auf den unteren Abschnitt der Schaltung angewendet werden.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 4 sind die Referenzspannungsgeneratoren Vref(Qpf) und Vref(Qnf) durch zwei MOSFET-Transistoren gebildet, wobei ein Transistor, der mit Qpref bezeichnet ist, ein p-Kanal-Transistor ist, und der andere Transistor, der mit Qnref bezeichnet ist, ein n-Kanal-Transistor ist, wobei die jeweiligen Gate- und Drain- Elektroden an den zwei Anschlüssen eines Konstantstromgenerators, der mit Iref bezeichnet ist, miteinander verbunden sind, und wobei die jeweiligen Source-Elektroden jeweils mit dem positiven Anschluß +Vcc und mit dem negativen Anschluß -Vcc der Spannungsversorgung verbunden sind. Die Transkonduktanzverstärker Tp und Tr sind Differenzverstärker, die jeweils ein Paar von MOSFET-Transistoren mit einer gemeinsamen Source-Anordnung aufweisen. Der Verstärker Tp weist zwei n-Kanal-Transistoren Q1 und Q2, deren Source-Elektroden mittels eines Konstantstromgenerators Ip' mit dem Anschluß -Vcc verbunden sind, und zwei p-Kanal-Transistoren Q3 und Q4 auf, die als Lastelemente zwischen die Drain-Elektroden des Q1 und Q2 und den Anschluß +Vcc geschaltet sind, wobei dadurch eine Stromspiegelschaltung gebildet ist. Die Drain-Elektrode des Q1 ist als der Ausgangsanschluß des Verstärkers Tp mit der Gate-Elektrode des Transistors Qpf und mit einem Anschluß des Widerstands Rp verbunden. Der Verstärker Tn ist auf eine völlig entsprechende, jedoch komplementäre Weise bezüglich des Verstärkers Tp gebildet und weist p-Kanal- Transistoren Q5, Q6 mit einer gemeinsamen Source-Anordnung, einen Konstantstromgenerator In' und Stromspiegeln-Kanal- Lasttransistoren Q7 und Q8 auf.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 sind die Referenzspannungsgeneratoren Vref(Qpf) und Vref(Qnf) zu denjenigen, die bezüglich Fig. 4 beschrieben wurden, identisch, wobei die Transkonduktanzverstärker Tp und Tn getrennt angeordnet und miteinander verbunden sind. Insbesondere sind die zwei Transkonduktanzverstärker aus einer Schaltungsstruktur eines Differenz-Typs geformt, bei dem die Komponenten nicht als ausschließlich zu einem oder einem anderen Verstärker gehörend betrachtet werden können, wobei jedoch das Betriebsdiagramm weiterhin das von Fig. 2 ist. Die Differenzstruktur weist eine erste Schaltungsverzweigung mit zwei MOSFET-Transistoren Q1 und Q3 auf, wobei der erste Transistor ein n-Kanal-Transistor und der zweite Transistor ein p-Kanal-Transistor ist, die durch ihre Gate-Elektroden mit den jeweiligen Drain-Elektroden verbunden sind, wobei die Source-Elektroden miteinander verbunden sind, um einen invertierenden Eingangsanschluß IN- der Differenzschaltung zu bilden, und wobei die Drain-Elektroden mittels jeweiliger Konstantstromgeneratoren G1 und G2 mit dem positiven Anschluß +Vcc bzw. mit dem negativen Anschluß -Vcc der Versorgung verbunden sind. Die Differenzstruktur weist ferner eine zweite Schaltungs verzweigung mit zwei MOSFET-Transistoren Q2 und Q4 auf, wobei der erste Transistor ein n-Kanal-Transistor und der zweite Transistor ein p-Kanal-Transistor ist, wobei deren Source-Elektroden miteinander verbunden sind, um einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß IN+ der Differenzschaltung zu bilden, wobei deren Gate-Elektroden mit den Gate-Elektroden der Transistoren Q1 bzw. Q3 verbunden sind, und wobei deren Drain-Elektroden jeweils über einen p-Kanal-MOSFET-Transistor Q5, dessen Gate-Elektrode mit der Drain-Elektrode verbunden ist, jeweils mit dem positiven Versorgungsanschluß +Vcc und über den n-Kanal-MOSFET-Transistor Q8, der wie der Transistor Q5 verschaltet ist, mit dem negativen Versorgungsanschluß -Vcc verbunden sind. Zwei p- Kanal-Transistoren Q6 und Q7 und zwei n-Kanal-Transistoren Q9 und Q10 sind mit den Transistoren Q5 bzw. Q8 in einer Stromspiegelkonfiguration verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors Q6 ist mit der Gate-Elektrode des n-Kanal-Endtransistors Qnf verbunden, wobei die Drain-Elektrode des Transistors Q7 mit der Gate-Elektrode des p-Kanal-Endtransistors Qpf verbunden ist. Dementsprechend sind die Drain- Elektroden der Transistoren Q9 und Q10 mit den Gate-Elektroden des Qbf bzw. Qnf verbunden. Die Eingangsanschlüsse der Differenzstruktur sind, wenn nötig, mit einer geeigneten Polarisationseinrichtung, nicht gezeigt, verbunden. Es sollte beachtet werden, daß bei diesem Ausführungsbeispiel das Eingangssignal zwischen den zwei Eingangsanschlüssen IN- und IN+ angelegt ist, und daß kein Rückkopplungssystem zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Stufe vorgesehen ist.
  • Im folgenden wird nun die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 5 betrachtet. Im Ruhezustand, d. h., wenn kein Signal zwischen den Eingangsanschlüssen IN- und IN+ anliegt, fließt ein Strom, der durch die zwei Stromgeneratoren G1 und G2 bestimmt ist, durch die Transistoren Q1 und Q3. Der gleiche Strom, der durch Q1 und Q3 fließt, fließt auch durch die Transistoren Q2 und Q4, falls diese und die jeweiligen Transistoren Q1 und Q3 gleich dimensioniert sind. Dieser gleiche Strom fließt sowohl durch den Transistor Q5 und wird in den Transistoren Q6 und Q7 gespiegelt, als auch durch den Transistor Q8 und wird in den Transistoren Q9 und Q10 gespiegelt. Da der Strom, der in Q6 durchfließt, mit dem Strom, der in Q10 fließt, übereinstimmt, fließt kein Strom durch den Widerstand Rn, wobei die Spannung an der Gate-Elektrode Qnf die Referenzspannung ist, die durch den Referenzspannungsgenerator Vref(Qnf) bestimmt ist, der durch den Transistor Qnref und durch den Konstantstromgenerator Iref gebildet ist. Da der Strom, der in Q9 fließt, mit dem Strom, der in Q7 fließt, übereinstimmt, fließt dementsprechend kein Strom durch den Widerstand Rp, wobei die Spannung an der Gate-Elektrode von Qpf die Referenzspannung ist, die durch den Referenzspannungsgenerator Vref(Qpf) festgelegt ist, der durch den Transistor Qpref und durch den Konstantstromgenerator Iref gebildet ist. Folglich durchfließt der gleiche Strom, d. h. der Ruhestrom, die Endtransistoren Qpf und Qnf, wobei kein Strom die Last Zo durchfließt.
  • Eine Unsymmetrie der Differenzschaltung infolge des Anlegens eines Signals zwischen den zwei Eingangsanschlüssen IN- und IN+ wird nun im folgenden beispielsweise für den Fall betrachtet, bei dem das Potential an dem Eingangsanschluß IN+ größer als das an dem Eingangsanschluß IN- ist. Diese Unsymmetrie bewirkt eine Erhöhung des Stroms in Q4 und eine Verringerung des Stroms in Q2 und folglich eine Erhöhung der Ströme in Q8, Q9 und Q10 und eine Verringerung der Ströme in Q5, Q6 und Q7. Infolge der unterschiedlichen Ströme in Q6 und Q10 und der unterschiedlichen Ströme in Q9 und Q7 werden jeweils unterschiedliche Ströme die Widerstände Rn und Rp durchfließen, derart, daß sich die Spannung zwischen den Gate- und Source-Elektroden des Transistors Qpf, d. h. Vgs (Qpf), relativ zu der Referenzspannung Vref(Qpf) erhöht, und daß sich die Spannung des Qnf relativ zu der Referenzspannung Vref(Qnf) verringert. Folglich unterscheiden sich auch die Ströme, die die zwei Endtransistoren durchfließen, derart, daß ein Strom, der die Differenz zwischen den Strömen der zwei Endtransistoren darstellt, die Last Zo durchfließt.
  • Aus einer praktischen Analyse der oben beschriebenen unterschiedlichen Ausführungsbeispiele hat sich ergeben, daß die Ausgangsverstärkerstufe gemäß der Erfindung eine hohe Linearität und eine niedrige Verzerrung aufweist, wenn zwischen einem Endtransistor und dem anderen umgeschaltet wird, da es keine Diskontinuität bei der Ansteuerung der Endtransistoren gibt, und da die Schaltungen, die den Ruhestrom festlegen, und die Schaltungen, die den erforderlichen Strom zu der Last zuführen, im wesentlichen unabhängig voneinander arbeiten. Dies ermöglicht ferner, daß ein hohes Verhältnis zwischen dem maximalen Ausgangsstrom und dem Ruhestrom erhalten wird, da der Ruhestrom mit einer hohen Genauigkeit auf sehr niedrige Werte eingestellt werden kann, und da die Dynamik der Endkomponenten überhaupt nicht durch die Steuerschaltung begrenzt ist. Die Abhängigkeit von der Temperatur und von den Schwankungen der Prozeßparameter kann ferner durch die Möglichkeit einer Kompensation, die auf die vollständige Symmetrie der Steuerschaltungen der zwei komplementären Endkomponenten zurückzuführen ist, wesentlich begrenzt werden. Schließlich ist die Einfachheit der Schaltung offensichtlich, wobei sich folglich die Stufe gemäß der Erfindung für eine Herstellung in integrierten Schaltungen, die sehr eingeschränkte Flächen aufweisen, eignet.
  • Obwohl lediglich einige Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und beschrieben worden sind, wird es offensichtlich, daß zahlreiche Änderungen und Modifikationen innerhalb des Schutzbereichs des gleichen erfindungsgemäßen Konzeptes möglich sind. Beispielsweise könnten die Transkonduktanzverstärker anstelle der MOSFET-Transistoren mit Bipolar-Transistoren hergestellt werden, wobei die Widerstände Rp und Rn resistive Einrichtungen mit im wesentlichen der Struktur von MOSFET-Transistoren, bei denen die Drain- und Gate-Elektroden kurzgeschlossen sind, sein könnten; außerdem könnten zwei Leistungskomponenten, die jeweils mehr als einen Transistor aufweisen, anstelle der MOSFET-Leistungstransistoren Qpf und Qnf vorgesehen werden.

Claims (10)

1. Eine Klasse-AB-Ausgangsverstärkerstufe mit einer ersten und einer zweiten Feldeffekttransistor-Leistungskomponente (Qpf Qnf), die komplementär zueinander sind, von denen jede eine erste und eine zweite Leistungselektrode und eine Steuerungselektrode aufweist, und die gegentaktmäßig relativ zueinander durch die jeweiligen ersten Leistungselektroden mit einem ersten (+Vcc) bzw. mit einem zweiten (-Vcc) Anschluß einer Spannungsversorgung verbunden sind, wobei die zweiten Leistungselektroden miteinander und mit einem Ausgangsanschluß der Stufe (OUT) verbunden sind,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
- einen ersten (Tp) und einen zweiten (Tn) Transkonduktanzverstärker, von denen jeder einen Ausgangsanschluß, der mit der Steuerungselektrode der ersten (Qpf) bzw. der zweiten (Qnf) Leistungskomponente verbunden ist, und einen Eingangsanschluß aufweist, der mit dem Eingangsanschluß des anderen Transkonduktanzverstärkers verbunden ist, um einen Eingangsanschluß (IN) der Stufe zu bilden, und die dimensioniert sind, um einen Ausgangsstrom aufzuweisen, der während Ruhezuständen im wesentlichen Null ist;
- einen ersten (Vref(Qpf)) und einen zweiten (Vref(Qnf)) Spannungsgenerator mit einem Anschluß, der mit dem ersten (+Vcc) bzw. dem zweiten (-Vcc) Anschluß der Spannungsversorgung (Fig. 1, 2, 4 und 5) oder mit dem zweiten (-Vcc) bzw. dem ersten (+Vcc) Anschluß der Spannungsversorgung (Fig. 3) verbunden ist, wobei die Spannungen dieser Generatoren gewählt sind, um Ströme festzulegen, die durch die erste und zweite Leistungskomponente während Ruhezuständen der Stufe im wesentlichen gleich sind; und
- eine erste (Rp) und eine zweite (Rn) resistive Einrichtung, wobei ein Anschluß derselben mit der Steuerungselektrode der ersten (Qpf) bzw. der zweiten (Qnf) Leistungskomponente verbunden ist, während der andere Anschluß derselben mit dem anderen Anschluß des Spannungsgenerators verbunden ist (Fig. 1, 2, 4 und 5) bzw. mit dem anderen Anschluß der Vorsorgungsspannung verbunden ist (Fig. 3).
2. Eine Stufe gemäß Anspruch 1, bei der jeder Transkonduktanzverstärker (Tp, Tn) einen invertierenden Eingangsanschluß, der der obige Eingangsanschluß ist, der mit dem Eingangsanschluß (IN) der Stufe verbunden ist, und einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß aufweist, und bei der der nicht-invertierende Eingangsanschluß jedes Transkonduktanzverstärkers (Tp, Tn) mit einem jeweiligen Referenzspannungsgenerator verbunden ist.
3. Eine Stufe gemäß Anspruch 2, bei der die Referenzspannungsgeneratoren aus jeweiligen Rückkopplungssystemen (Fp, Fn) bestehen, die mit dem Ausgangsanschluß (OUT) der Stufe verbunden sind.
4. Eine Stufe gemäß Anspruch 2, bei der die Referenzspannungsgeneratoren aus einem gemeinsamen Rückkopplungssystem (Rf1, Rf2) bestehen, das mit dem Ausgangsanschluß (OUT) der Stufe verbunden ist.
5. Eine Stufe gemäß Anspruch 4, bei der ein Referenzanschluß vorgesehen ist, der dem Eingang und dem Ausgang der Stufe gemeinsam ist, und bei der:
- die erste und die zweite Leistungskomponente aus einem ersten (Qpf) und einem zweiten (Qnf) Feldeffektleistungstransistor vom p-Kanal-Typ bzw. n-Kanal-Typ bestehen, wobei die erste und die zweite Leistungselektrode die Source- bzw. Drain-Elektrode sind, und die Steuerungselektrode die Gate-Elektrode ist;
- der erste Transkonduktanzverstärker (Tp) ein erstes Paar von n-Kanal-Feldeffekttransistoren (Qnd1, Qnd2) in einer gemeinsamen Source-Anordnung und einen ersten Stromgenerator (IP) aufweist, der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und den zweiten Versorgungsspannungsanschluß (-Vcc) geschaltet ist, wobei der Drain-Anschluß von einem (Qnd2) der Transistoren des ersten Paares mit dem ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) verbunden ist, und wobei der Drain-Anschluß des anderen Transistors (Qnd1) des ersten Paars der Ausgangsanschluß des Transkonduktanzverstärkers (Tp) ist;
- der zweite Transkonduktanzverstärker (Tn) ein zweites Paar von p-Kanal-Feldeffekttransistoren (Qpd1, Qpd2) in der gemeinsamen Source-Anordnung und einen zweiten Stromgenerator (In) aufweist, der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und den ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) geschaltet ist, wobei der Drain-Anschluß von einem (Qpd2) der Transistoren des zweiten Paars mit dem zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) verbunden ist, und wobei der Drain-Anschluß des anderen (Qpd1) der Transistoren des zweiten Paares der Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers (Tn) ist, wobei die Gate-Elektroden der Transistoren des ersten und des zweiten Paares paarweise miteinander verbunden sind, um den obigen invertierenden Anschluß, der der Eingangsanschluß (IN) der Stufe ist, und den nicht-invertierenden Anschluß zu bilden;
- die erste resistive Einrichtung ein erster Widerstand (Rp) ist, der direkt zwischen die Gate-Elektrode des ersten Leistungstransistors (Qpf) und den ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) geschaltet ist, und wobei der erste Stromgenerator (Ip) zusammen mit dem ersten Widerstand (Rp) den ersten Referenzspannungsgenerator (Vref(Qpf)) bildet;
- die zweite resistive Einrichtung ein zweiter Widerstand (Rn) ist, der direkt zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Leistungstransistors (Qnf) und den zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) geschaltet ist, und wobei der zweite Stromgenerator (In) zusammen mit dem zweiten Widerstand (Rn) den zweiten Referenzspannungsgenerator (Vref(Qnf)) bildet; und
- das Rückkopplungssystem einen Spannungsteiler (Rf1, Rf2) aufweist, der zwischen den Ausgangsanschluß (OUT) der Stufe und den gemeinsamen Referenzanschluß geschaltet ist, und bei dem der Zwischenknoten mit den gemeinsamen Gate-Elektroden der Transistoren (Qnd2, Qpd2) der zwei Transkonduktanzverstärker verbunden ist, die den nicht-invertierenden Anschluß bilden.
6. Eine Stufe gemäß Anspruch 4, bei der:
- die erste resistive Einrichtung ein erster Widerstand (Rp) ist, der mit dem ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) über einen ersten p-Kanal-Feldeffektreferenztransistor (Qpref), der eine gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode aufweist, verbunden ist, und die zweite resistive Einrichtung ein zweiter Widerstand (Rn) ist, der mit dem zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) über einen zweiten n-Kanal-Feldeffektreferenztransistor (Qnref), der eine gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode aufweist, verbunden ist, wobei ein Referenzstromgenerator (Iref) zwischen die gemeinsame Gate- und Drain-Elektrode des ersten Referenztransistors und die gemeinsame Gate- und Drain-Elektrode des zweiten Referenztransistors geschaltet ist, um den ersten und den zweiten Spannungsgenera tor (Vref(Qpf), Vref(Qnf)) zusammen mit dem ersten und zweiten Referenztransistor (Qpref, Qnref) zu bilden.
7. Eine Stufe gemäß Anspruch 6, bei der der erste und der zweite Transkonduktanzverstärker (Tp, Tn) einen ersten und einen zweiten Differenzverstärker aufweisen.
8. Eine Stufe gemäß Anspruch 7, bei der:
- der erste Differenzverstärker (Tp) ein erstes Paar von n-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q1, Q2) in der gemeinsamen Source-Konfiguration, einen Konstantstromgenerator (Ip), der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und den zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) geschaltet ist, und ein zweites Paar von p-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q3, Q4) aufweist, die als Lastelemente zwischen die Drain-Elektroden der Transistoren des ersten Paars (Q1, Q2) und den ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) geschaltet und miteinander in der Stromspiegelkonfiguration verschaltet sind; und
- der zweite Differenzverstärker (Tn) ein drittes Paar von p-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q5, Q6) in der gemeinsamen Source-Konfiguration, einen Konstantstromgenerator (In), der zwischen die gemeinsamen Source-Elektroden und den ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) geschaltet ist, und ein viertes Paar von n-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q7, Q8) aufweist, die als Lastelemente zwischen die Drain-Elektroden der Transistoren des dritten Paars (Q5, Q6) und den zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) geschaltet und miteinander in der Stromspiegelkonfiguration verschaltet sind.
9. Eine Stufe gemäß Anspruch 1, bei der die erste resistive Einrichtung ein erster Widerstand (Rp) ist, der mit dem ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) über einen ersten p-Kanal-Feldeffektreferenztransistor (Qpref), der eine gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode aufweist, verbunden ist, und die zweite resistive Einrichtung ein zweiter Widerstand (Rn) ist, der mit dem zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) über einen zweiten n-Kanal-Feldeffektreferenztransistor (Qnref), der eine gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode aufweist, verbunden ist, wobei ein Referenzstromgenerator (Iref) zwischen die gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode des ersten Referenztransistors und die gemeinsame Drain- und Gate-Elektrode des zweiten Referenztransistors geschaltet ist, um den ersten und zweiten Spannungsgenerator (Vref(Qpf), Vref(Qnf)) zusammen mit dem ersten und zweiten Referenztransistor (Qpref, Qnref) zu bilden.
10. Eine Stufe gemäß Anspruch 9, bei der der erste und der zweite Transkonduktanzverstärker (Tp, Tn) in einer Differenzstruktur gebildet sind, mit folgenden Merkmalen:
- einer ersten Schaltungsverzweigung, die zwischen den ersten (+Vcc) und den zweiten (-Vcc) Versorgungsanschluß eingefügt und in Serie relativ zueinander einen ersten Konstantstromgenerator (G1) mit einem Anschluß, der mit dem ersten (+Vcc) Versorgungsanschluß verbunden ist, einen ersten n-Kanal-Feldeffekttransistor (Q1), dessen Drain-Elektrode mit der Gate-Elektrode verbunden ist, einen zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistor (Q3), dessen Drain-Elektrode mit der Gate-Elektrode verbunden ist, und einen zweiten Konstantstromgenerator (G2) mit einem Anschluß, der mit dem zweiten Versorgunganschluß (-Vcc) verbunden ist, aufweist, wobei die Source-Elektroden des ersten (Q1) und zweiten (Q3) Transistors miteinander verbunden sind, um den invertierenden Eingangsanschluß der Differenzstruktur zu bilden, die den Eingangsanschluß (IN) der Stufe bildet;
- einer zweiten Schaltungsverzweigung, die einen dritten und einen vierten Feldeffekttransistor (Q2, Q4) aufweist, wobei der erstgenannte vom n-Kanal-Typ und der zweitgenannte vom p-Kanal-Typ ist, wobei deren Source-Elektroden miteinander verbunden sind, um einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß (IN+) der Differenzstruktur zu bilden, der einen weiteren Eingangsanschluß der Stufe bildet, wobei die jeweiligen Gate-Elektroden mit den Gate-Elektroden des ersten (Q1) bzw. des zweiten (Q3) Feldeffekttransistors der ersten Verzweigung verbunden sind, und wobei die jeweiligen Drain-Elektroden mit den gemeinsamen Drain- und Source- Elektroden eines fünften bzw. sechsten Feldeffekttransistors verbunden sind, die vom p-Kanal-Typ (Q5) bzw. vom n-Kanal-Typ (Q8) sind, deren jeweilige Source-Anschlüsse mit dem ersten (+Vcc) bzw. mit dem zweiten (-vcc) Versorgungsanschluß verbunden sind;
- einem ersten Paar von p-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q6, Q7), deren Gate-Elektroden mit der Gate-Elektrode des fünften Feldeffekttransistors (Q5) verbunden sind, deren Source-Elektroden mit dem ersten Versorgungsanschluß (+Vcc) verbunden sind, und bei denen eine der Drain-Elektroden mit der Steuerungselektrode der zweiten Leistungskomponente (Qnf) und die andere mit der Steuerungselektrode der ersten Leistungskomponente (Qpf) verbunden ist; und
- einem zweiten Paar von n-Kanal-Feldeffekttransistoren (Q9, Q10), deren Gate-Elektroden mit der Gate-Elektrode des sechsten (Q8) Feldeffekttransistors verbunden sind, deren Source-Elektroden mit dem zweiten Versorgungsanschluß (-Vcc) verbunden sind, und bei denen eine der Drain-Elektroden mit der Steuerungselektrode der ersten Leistungskomponente (Qpf) und die andere mit der Steuerungselektrode der zweiten Leistungskomponente (Qnf) verbunden ist.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7016664B2 (en) 2001-07-05 2006-03-21 Zarlink Semiconductor Limited Mixer circuit arrangement and an image-reject mixer circuit arrangement

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5814953A (en) * 1995-12-18 1998-09-29 Thomson Consumer Electronics, Inc. Power amplifier predriver stage
JP3576702B2 (ja) * 1996-06-12 2004-10-13 富士通株式会社 可変ハイパスフィルタ
JP3435292B2 (ja) * 1996-08-29 2003-08-11 富士通株式会社 オペアンプ回路
US5949284A (en) * 1997-11-10 1999-09-07 Tektronix, Inc. CMOS buffer amplifier
GB2344237B (en) * 1998-11-28 2003-09-10 Graeme Roy Smith Digital control of class a,class ab,class b and class d amplifier output stages
US6127891A (en) * 1999-04-05 2000-10-03 National Semiconductor Corporation Low voltage class AB amplifier with gain boosting
US6064258A (en) * 1999-04-23 2000-05-16 Lucent Technologies Inc. Distributed gain line driver amplifier
US6489847B1 (en) * 2000-01-28 2002-12-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Low distoration driving amplifier for integrated filters
JP3440917B2 (ja) * 2000-03-31 2003-08-25 セイコーエプソン株式会社 差動増幅装置、半導体装置、電源回路及びそれを用いた電子機器
US6359512B1 (en) * 2001-01-18 2002-03-19 Texas Instruments Incorporated Slew rate boost circuitry and method
US6765438B1 (en) 2001-11-01 2004-07-20 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration, Inc. Transconductance power amplifier
JP2004222015A (ja) 2003-01-16 2004-08-05 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 増幅回路
US7119611B2 (en) * 2003-04-11 2006-10-10 Vitesse Semiconductor Corporation On-chip calibrated source termination for voltage mode driver and method of calibration thereof
US6933784B2 (en) * 2003-11-05 2005-08-23 Texas Instruments Incorporated Output stage for high gain and low distortion operational amplifier
US6975169B2 (en) * 2004-01-21 2005-12-13 International Business Machines Corporation Low-voltage differential amplifier
SE527677C2 (sv) 2004-02-18 2006-05-09 Peter Sandquist Förstärkare med låg utgångsimpedans och låg distortion
US7116163B2 (en) * 2004-08-02 2006-10-03 Broadcom Corporation Buffer circuit
KR100704926B1 (ko) * 2004-09-07 2007-04-10 인티그런트 테크놀로지즈(주) 멀티플 게이트드 트랜지스터를 이용하여 선형성을 개선한능동 회로
KR100614654B1 (ko) * 2005-01-04 2006-08-22 삼성전자주식회사 온도와 공정에 따른 출력 변화에 대해 효과적 전력보상을하는 무선 송신기
US7839994B1 (en) 2005-03-01 2010-11-23 Marvell International Ltd. Class A-B line driver for gigabit Ethernet
US7471151B2 (en) * 2007-05-14 2008-12-30 Trendchip Technologies Corp. Circuits for quiescent current control
US8222954B1 (en) 2009-01-29 2012-07-17 Xilinx, Inc. Method and apparatus for a process, voltage, and temperature variation tolerant semiconductor device
US8058924B1 (en) * 2009-01-29 2011-11-15 Xilinx, Inc. Method and apparatus for a process, voltage, and temperature variation tolerant semiconductor device
US8212617B2 (en) * 2010-01-05 2012-07-03 Analog Devices, Inc. Fast class AB output stage
US10177713B1 (en) 2016-03-07 2019-01-08 Ali Tasdighi Far Ultra low power high-performance amplifier
IT201700100359A1 (it) * 2017-09-07 2019-03-07 St Microelectronics Srl Circuito amplificatore, sistema e dispositivo corrispondenti

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5318943U (de) * 1976-07-28 1978-02-17
NL7700969A (nl) * 1977-01-31 1978-08-02 Philips Nv Versterkerschakeling.
JPS56157106A (en) * 1980-05-07 1981-12-04 Pioneer Electronic Corp Amplifier
JPH0758872B2 (ja) * 1986-03-31 1995-06-21 株式会社東芝 電力増幅回路
BE1000708A7 (nl) * 1987-06-30 1989-03-14 Bell Telephone Mfg Correctieschakeling voor versterker.
US4866398A (en) * 1988-04-12 1989-09-12 Zdzislaw Gulczynski Analog power amplifier
US5266887A (en) * 1988-05-24 1993-11-30 Dallas Semiconductor Corp. Bidirectional voltage to current converter
GB8813349D0 (en) * 1988-06-06 1988-07-13 Gen Electric Co Plc Amplifiers
US4970470A (en) * 1989-10-10 1990-11-13 Analog Devices, Incorporated DC-coupled transimpedance amplifier
US5039953A (en) * 1990-05-18 1991-08-13 Hewlett-Packard Company Class AB CMOS output amplifier
JP3038952B2 (ja) * 1991-03-15 2000-05-08 日本電気株式会社 増幅回路
US5166635A (en) * 1991-03-27 1992-11-24 Level One Communications, Inc. Digital data line driver
JPH0595231A (ja) * 1991-10-03 1993-04-16 Nec Corp 出力回路
US5399991A (en) * 1993-01-28 1995-03-21 National Semiconductor Corporation High speed low power op-amp circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7016664B2 (en) 2001-07-05 2006-03-21 Zarlink Semiconductor Limited Mixer circuit arrangement and an image-reject mixer circuit arrangement

Also Published As

Publication number Publication date
DE69421692D1 (de) 1999-12-23
JPH07321568A (ja) 1995-12-08
EP0684698B1 (de) 1999-11-17
US5621357A (en) 1997-04-15
JP2688477B2 (ja) 1997-12-10
EP0684698A1 (de) 1995-11-29

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