DE4135624C2

DE4135624C2 - Verfahren zur Lagesteuerung eines Sensorbauteils sowie auf Kraftausgleich beruhendes Sensorinstrument mit elektrostatischer Ladungssteuerung

Info

Publication number: DE4135624C2
Application number: DE4135624A
Authority: DE
Inventors: Robert E Stewart; Keith O Warren
Original assignee: Litton Systems Inc
Current assignee: Northrop Grumman Guidance and Electronics Co Inc
Priority date: 1990-10-29
Filing date: 1991-10-29
Publication date: 2003-02-20
Anticipated expiration: 2011-10-30
Also published as: GB2249396B; FR2669109B1; FR2669109A1; CA2052740C; JPH04265862A; GB2249396A; JP3084581B2; CA2052740A1; GB9121069D0; US5142921A; DE4135624A1; ITRM910818A0; IT1251453B; ITRM910818A1

Description

Die Erfindung betrifft auf Kraftausgleich beruhende Instrumente oder Instru mente, die nach dem Verfahren des Kräftevergleichs arbeiten, mit einem Regelkreis und insbesondere ein auf Kraftausgleich beruhendes Instrument, bei dem die Lage einer Sensormasse kapazitiv abgetastet wird und die Masse elektrostatisch in Richtung einer Ruhelage gezwungen wird.

Bei einem auf Kraftausgleich beruhenden Sensorinstrument oder einem Meßin strument, das nach dem Kräftevergleichs-Verfahren arbeitet, beispielsweise einem Be schleunigungsmesser, ist es allgemein erwünscht, daß das Instrumentenausgangssignal proportional zu der zu ertastenden Eingangsbedingung ist. Von daher ist bei vielen Ty pen von elektrostatischen und elektromagnetischen, auf Kraftausgleich beruhenden Sen sorinstrumenten eine spezielle Technik nötig, um eine lineare Beziehung zwischen dem Instrumentenausgang und dem zu messenden Eingang zu erhalten. Bei elektrostatischen und elektromagnetischen Instrumenten sind die von der kraftausübenden Einrichtung aufgebrachten Kräfte nicht linear bezüglich der Rückkopplungsspannung oder dem Strom, der der kraftausübenden Einrichtung zugeführt wird. Weiterhin ist es für einen optimalen Betrieb des Instrumentes selbst bevorzugt, daß die von dem Rückkopplungs steuerungs-Netzwerk aufgebrachte Rückkopplungskraft eine Linearbeziehung zu der zu messenden Eingangsgröße hat. Von daher wurden spezielle Techniken entwickelt, um eine derartige Linearität zu erhalten.

So wird beispielsweise bei dem Beschleunigungsmesser gemäß der US 4,679,434 eine elektrostatische Kraft in einem geschlossenen Regelsystem verwendet, um eine pendelnd aufgehängte Trägheitsmasse auszurichten und von ihr einen Ausgang zu erhalten. Das elektrostatische Kraftaufbringungssystem verwendet eine kapazitive Abtast- oder Abgreifelektrode auf jeder Seite eines pendelnden Teils, welches aus einem Silizi umsubstrat herausgeätzt worden ist. Die Elektroden üben für gewöhnlich gleiche und einander entgegengesetzte Kräfte auf das Pendelteil auf, an welchem eine Steuerspan nung anliegt. Bei einer anderen Steueranordnung für einen Beschleunigungsmesser die ses Typs werden eine konstante Spannung und eine Rückkopplungs-Spannung einander entgegengesetzt an Abtastelektroden an gegenüberliegenden Seiten der empfindlichen Masse angelegt. Die Anordnung ist hierbei derart, daß die von diesem Steuersystem auf die pendelnde Masse aufgebrachte, sich ergebende Kraft die Differenz zwischen den beiden Kräften ist, welche effektiv proportional zu der Rückkopplungsspannung ist, da die Spannung eine Konstante ist.

Dieses System weist eine Anzahl von Problemen auf, unter anderem der große ne gative Federeffekt, der den benötigten konstanten elektrischen Feldern innewohnt. Selbst bei Abwesenheit jeglicher zu messender Eingangsbeschleunigung sind diese Spannungsfelder nötig und da sich diese Spannungsfelder ändern können, hat das In strument eine schlechte Nullstabilität und eine geringe Wiederholungsmeßgenauigkeit. Weiterhin stellen bei derartigen Systemen viele Faktoren, beispielsweise Änderungen in der Spaltbreite, Alterserscheinungen an Bauteilen, Temperaturschwankungen und der gleichen Fehlerquellen dar, welche zu einem fehlerhaften Ausgang und verschlechteter Nullstabilität führen können. Insbesondere der Fehler aufgrund einer falschen Spannung ist groß. Kleine Schwankungen oder Änderungen im elektrischen Feld werden durch den hohen negativen Federeffekt verschlimmert, der der Spannungssteuerung sowohl bei paralleler als auch bei nicht paralleler Bewegung innewohnt.

Des weiteren ist aus der Druckschrift DE 32 12 889 A1 ein Kraftausgleichs- Pendelbeschleunigungsmesser mit einem Pendel in Form einer Scheibe, deren Drehachse die Scheibe schneidet, und mit einer Befestigung, die aus einem Fadenpaar besteht, das die Scheibe an Punkten am Scheibenumfang hängend haltert, bekannt. Dabei ist der Schwerpunkt der Scheibe in bezug auf die Drehachse beabstandet. Ferner sind mindestens zwei elektrostatische Kraftausgleichsplatten, die von der Oberfläche der Scheibe beabstandet sind und die Scheibe mit einer elektrostatischen Ausgleichskraft beaufschlagen, vorgesehen.

Die Druckschrift DE 30 14 038 C2 offenbart einen Pendelbeschleunigungsmesser, bei dem die angestrebte Linearität durch die Verwendung digitaler Schaltungen erreicht wird, wobei zur Zentrierung des Pendels Ladungsimpulse einer vorbestimmten Größe verwendet werden und die Anzahl der Impulse gezählt wird. Die Entkopplung von Meßvorgang und Zentrierung des Pendels wird durch einen Betrieb im Zeitmultiplex erreicht, indem abwechselnd gemessen und zentriert wird.

Schließlich zeigt die Druckschrift EP 385 917 A1 einen Beschleunigungsmesser mit einem Beschleunigungssensor, der zwei Kondensatoren mit jeweils gegenüberlie genden Flächen besitzt, die dazwischen einen Abtastbereich definieren. Eine platten förmige, elektrisch aufladbare Masse ist federnd in dem Meßbereich parallel zu den Flächen montiert, so daß ein Auslenken durch Beschleunigungskräfte festgestellt wer den kann. Zwischen den Kondensatorplatten wird ein elektrisches Potential angelegt, um ein entsprechendes elektrostatisches Feld aufzubauen und eine elektrische Potential änderung durch die Prüfmasse in Abhängigkeit von deren Auslenkung zu erfassen. Die Prüfmasse wird durch die der Potentialänderung proportionalen Impulse wieder in die Ruheposition gebracht.

Demgegenüber ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die oben erwähnten Probleme zumindest zu vermindern oder ganz zu vermeiden.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 bzw. 18 bzw. 24, sowie durch ein Sensorinstrument gemäß Anspruch 9 bzw. 22 bzw. 26 bzw. 27.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den jeweiligen Un teransprüchen.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Lage des Sensorbau teiles eines auf Kraftausgleich beruhenden Sensorinstrumentes bzw. eines Sensorin strumentes, welches nach dem Verfahren des Kräftevergleichs arbeitet, dadurch gere gelt, daß ein Abtastsignal erzeugt wird, welches die Verschiebung des Sensorbauteiles aus einer Nulllage abtastet und in dem dem Sensorbauteil wiederholt eine Kraft kon stanter Größe zugeführt wird, unabhängig von der Verschiebung des Sensorbauteils und zwar abwechselnd für erste und zweite Zeitintervalle in jeweils entgegengesetzte Rich tungen. Die Länge der ersten und zweiten Zeitintervalle wird als Reaktion auf das Ab tastsignal variiert, um eine Differenz aus den ersten und zweiten Zeitintervallen zu er zeugen, was dazu führt, daß eine resultierende Kraft an dem Sensorbauteil sich gleich oder entgegengesetzt der zugeführten Trägheitskraft ergibt. Somit ist die Differenz zwi schen den Zeitintervallen eine lineare Meßwertgröße der Beschleunigung in einer Be schleunigungsmesser-Prüfmasse.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung sind erste und zweite elektro statische Platten an einander gegenüberliegenden Seiten eines beweglichen Sensorbau teiles angeordnet und wirken mit dem Sensorbauteil zusammen, um einen ersten bzw. zweiten Kondensator zu bilden, welche sich entgegengesetzt ändern, wenn sich das Sen sorbauteil als Reaktion auf einen zu messenden Eingangswert bewegt. Dem ersten und zweiten Kondensator werden für aufeinanderfolgende Zeitintervalle gleiche Ladungen zugeführt, um erste und zweite Spannungen an den jeweiligen Kondensatoren zu erzeu gen, welche das Sensorbauteil in Richtung der Nulllage zwingen. Die Differenz zwi schen den Spannungen an den Kondensatoren in aufeinanderfolgenden Zeitintervallen zeigt die Verschiebung des Sensorbauteiles an und kann verwendet werden, die Längen der entsprechenden Zeitintervalle so zu regeln, daß das Sensorbauteil in Richtung der Nulllage bewegt wird. Das System erzeugt somit in Folge ein Abtastsignal durch Abta sten der Spannungen, die den kraftausübenden Ladungen der Kondensatoren zugehörig sind.

Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezug nahme auf die Zeichnung.

Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines Sensorinstrumentes gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung verschiedener Abläufe im Sy stem gemäß Fig. 1;

Fig. 3 eine Abwandlung des Schaltkreises aus Fig. 1;

Fig. 4 eine weitere Abwandlung des Schaltkreises aus Fig. 1; und

Fig. 5 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Arbeitsweise des Schalt kreises aus Fig. 4.

Fig. 1 zeigt schematisch einen Beschleunigungsmesser 10, der beispielsweise ge mäß der US 4,679,434 aufgebaut sein kann. Der Beschleunigungsmesser umfaßt eine pendelnd aufgehängte Masse 12 und ein Paar von elektrostatischen Platten 14 und 16 nahe an, aber im geringen Abstand von und auf gegenüberliegenden Seiten der Masse 12. Die elektrostatischen Platten 14 und 16 bilden Abtast- bzw. kraftausübende Platten. Wie im Detail in der bereits erwähnten US 4,679,434 beschrieben, umfaßt das Instru ment eine zentrale Trägheitsmasse, welche aus einem Halbleitersubstrat, beispielsweise Silizium, herausgeätzt ist. Die Trägheitsmasse wird an dem Substrat mittels scharnier artigen Vorrichtungen gehalten, welche durch anisotropes Ätzen aus einem einkristalli nen Silizium herausgebildet werden, so daß die Masse mit dem Substrat auslegerartig verbunden ist, um um eine Ausgangsachse des Instrumentes als Reaktion auf eine Be schleunigung entlang einer Eingangsachse ausgelenkt zu werden. Die Trägheitsmasse ist mit elektrisch leitfähigen Oberflächen auf einander gegenüberliegenden Seiten ausgerü stet, welche unmittelbar benachbart, jedoch im Abstand zu und entlang der Ein gangsachse von den elektrisch leitfähigen Oberflächen der Platten 14 und 16 sind. Bei einem dreiachsigen Trägheits-Meßgerät sind drei oder mehr Beschleunigungsmesser des Typs gemäß der US 4,679,434 oder ähnliche Instrumente vorgesehen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt die auf Kraftausgleich beruhende Re gelung durch ein Verfahren, welches die Ladung der Kondensatorplatten regelt und be wirkt, daß die Platten gleichzeitig sowohl als Abtastelemente als auch als kraftaus übende Elemente wirken. Diese Anordnung vermeidet somit sowohl die Notwendigkeit einer separaten Abtast-Erregerquelle als auch den negativen elektrostatischen Federef fekt, der bei bekannten Spannungssteuersystemen für parallele Plattenbewegung auftritt, und verringert erheblich den Effekt für nicht parallele Plattenbewegung. Weiterhin ver wendet das Verfahren einen pulsbreitenmodulierten Rück-Ausgleich, welcher die Mög lichkeit eines digitalen Ausgangs bereitstellt und die Linearität verbessert.

Allgemein gesagt, wird das Instrument dadurch betrieben, indem wiederholt eine konstante Kraft angelegt wird, welche abwechselnd auf gegenüberliegende Seiten der Sensormasse wirkt. Genauer gesagt, eine konstante Kraft wird zunächst auf eine Seite für einen Teil eines Zyklus angelegt und dann wird eine Kraft der gleichen Größe auf die andere Seite für den Rest des Zyklus angelegt und besagter Zyklus wird kontinuier lich wiederholt. Bei parallelen Platten ist die Kraft unabhängig von der Verschiebung der Sensormasse. Die konstante Kraft wird auf die eine oder andere Seite für sich än dernde Intervalle angelegt. Die relativen Längen der aufeinanderfolgenden Intervalle werden durch die Größe der von der Sensormasse festgestellten Beschleunigung be stimmt. Die relativen Längen der aufeinanderfolgenden Intervalle oder Teilzyklen der Kraftanlegung auf abwechselnd gegenüberliegende Seiten der pendelnden Masse wer den dadurch gesteuert, indem das Taktverhältnis einer periodischen Welle, beispiels weise einer Rechteckwelle, variiert wird. Wenn somit das Taktverhältnis bei 50% liegt, werden gleiche und entgegenliegende Kräfte auf das Pendel für gleiche Zeitintervalle aufgebracht und der Durchschnittswert der sich ergebenden Kraft an der Sensormasse ist Null. Die Differenz in der Länge zwischen den zwei Zeitintervallen eines einzelnen Zy klus ist ein linearer Meßwert der Beschleunigung. Die Periode dieser Differenz kann verwendet werden, um Taktimpulse anzusteuern, welche dann leicht als Geschwindig keitsinkremente interpretiert werden können, so daß ein digitaler Ausgang bereitstellbar ist.

Gemäß Fig. 1 wirken die Platten 14 und 16 mit der pendelnd aufgehängten Masse 12 so zusammen, daß Kondensatoren C1 und C2 gebildet werden. Diese beiden Kon densatoren sind mit zwei parallelen Rückkopplungspfaden eines Operationsverstärkers 18 verbunden, der als Ladungsintegrator arbeitet. Ein erster Rückkopplungspfad läuft von dem Verstärker durch einen ersten Schalter S1, durch den Kondensator C1 und zu dem invertierenden Eingang 20 des Verstärkers 18. Ein zweiter Rückkopplungspfad beinhaltet einen Schalter S2 und den Kondensator C2 und ist ebenfalls mit dem Eingang 20 des Verstärkers verbunden. Diese Schalter können beispielsweise Feldeffekt-Transi storen oder andere Schaltelemente auf Halbleiterbasis sein.

Entlade- oder Rücksetzschalter S3 und S4 sind über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet, um diese kurzzeitig zu entladen, kurz bevor sie wieder geladen werden. Ein Präzisions-Spannungsimpulsgenerator 22 beinhaltet eine Referenzspannungsquelle, welche einen Spannungsimpuls 21 mit präzise gesteuerter Spannung und Impulslänge über einen Widerstand 23 an den Eingang des Schalters 18 liefert, wenn einer der Schalter S1 oder S2 geschlossen ist. Die Schalter S1 und S2 werden abwechselnd auf grund von Signalen geschlossen, welche von einer Zustandssteuerung 24 kommen, wel che Zeitablaufsignale für das System und auch den Impulsgenerator 22 liefert, wobei die Steuerung 24 wiederum von einem 10-MHz-Kristall 25 gesteuert wird. Zeitsignale für eine Plattenanwahl werden über eine Leitung 26 direkt dem Schalter S2 und über einen Inverter 28 dem Schalter S1 zugeführt, um sicherzustellen, daß nur einer der Konden satoren zu einem bestimmten Zeitpunkt aufgeladen wird.

Die Entladeschalter S3 und S4 werden gleichzeitig für eine kurze Zeitdauer betä tigt, wie in Fig. 2 durch den Impuls 30 dargestellt, und zwar beginnend zu einem Zeitpunkt t₁, welcher die Anstiegszeit eines Rechtecksignals 32 ist, mit dem das Taktver hältnis gesteuert wird. Der Impuls 30 endet zu einem Zeitpunkt t₂. Die Zeitsteuerung des gesamten Schaltkreises erlaubt eine kurze Periode von beispielsweise 2,6 Mikrosekun den im Intervall zwischen t₂ und t₃, in dem sich dann Übergangsspannungen abbauen können, und zu einer Zeit t₃ wird der Spannungsladeimpuls 21 von -2,5 V mit einer Dauer von 3,2 Mikrosekunden dem Eingang des Verstärkers 18 zugeführt. Der Ladeim puls wird über den geschlossenen Schalter S1 dem Kondensator C1 zugeführt. Hierbei ist der Schalter S2 offen. Der Schalter S1 bleibt bis zur nächsten Rücksetzzeit geschlos sen. Die Spannung an der Platte 14, welche in Fig. 2 bei 36 dargestellt ist, beginnt zum Zeitpunkt t₃ anzusteigen. Zu einem Zeitpunkt t₄, das heißt bei einer Beendigung des La deimpulses 21, verbleibt die Spannung an der Platte 14 konstant, bis eine nachfolgende Entladung durchgeführt wird (unter der Annahme, daß die Masse 12 keine Verschie bung erfährt).

Ein Differenz-Abtast- und Halteschaltkreis 35 tastet und speichert Spannungen an den Platten 14 bzw. 16 in einer ersten Abtaststufe abwechselnd ab und überträgt jedes Paar von Abtastwerten an eine Differenzierstufe des Schaltkreises. Die zweite Stufe des Abtasters führt eine Differenzierfunktion durch, da jeder der Speicherkondensatoren abwechselnd auf Masse bezogen wird, während er durch die vorher abgetastete Platten spannung geladen wird. Auf diese Weise wird eine sehr hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht und der Kondensator in der zweiten Abtaststufe wird mit einer Spannung gela den, entsprechend der Differenz zwischen den beiden Plattenspannungen. Die Spannung an diesem Kondensator zeigt die Abweichung des Pendels von der Mittenlinie zwischen den beiden Platten 14 und 16 an. Die dritte Abtaststufe überträgt diese Differenzspan nung von der zweiten Stufe an einen anderen Kondensator, der ebenfalls auf Masse be zogen ist, so daß ein unsymmetrisches Ausgangssignal im Ergebnis vorliegt. Dieses Signal wird gepuffert, verstärkt und einer Integratorstufe mit einem Servo-Kompensati onsschaltkreis (überbrückte T-Schaltung) zugeführt.

Details des Abtast- und Halteschaltkreises 35 sind in Fig. 1 innerhalb der Strich punktlinie dargestellt. Die Spannung am Kondensator C1 liegt an einem Eingang des Verstärkers 18 an. In dem Schaltkreis 35 wird der Verstärkerausgang durch Schließen eines Schalters S5 abgetastet, wobei der Schalter S5 zwischen dem Ausgang des Ver stärkers 18 und einer oberen Platte einer Speicher- oder Abtasteinrichtung, nämlich ei nes Kondensators 40 liegt. Ein Schließen des Abtastschalters S5 unter Steuerung eines Zeitsignals auf einer Leitung 42 von der Zustandssteuerung 24 erfolgt gemäß Fig. 2 zu einer Zeit t₅, was auch die Zeit der Ausgabe eines Abtastimpulses 44 für die Abtastplatte 14 ist.

Am Ende des ersten Teilzyklus der steuernden Rechteckwelle 32 (Zeit t₆) werden die Schalter S3 und S4 momentan geschlossen, um wiederum beide Kondensatoren zu entladen, und kurz danach wird zwischen den Zeiten t₇ und t₈ der Schalter S2 geschlos sen und der Impulsgenerator 22 liefert den Präzisionsspannungsimpuls 21 an den Kon densator C2. Zu Beginn des Ladeimpulses 21 in diesem Teilzyklus beginnt der Konden sator C2 mit seiner Aufladung, wie mit dem Wellenzug 48 in Fig. 2 dargestellt, bis zu einem Spannungspegel, der durch den Ladungsimpuls vom Ausgang des Verstärkers 18 und dem Plattenabstand des Kondensators bestimmt ist. Die Kondensatorspannung ver bleibt auf diesem Wert (es sei wieder angenommen, daß keine Verschiebung der Masse 12 erfolgt ist), bis zum Ende dieses zweiten Teilzyklus des Taktzyklus der Rechteck welle, was zum Zeitpunkt t₁₀ erfolgt.

Kurz nach der Zeit t₈, wenn die untere Platte 16 voll geladen worden ist, wird ein zweiter Abtastschalter S6 vorübergehend geschlossen, um die Spannung auf der unteren Platte 16 des Kondensators C2 in einem zweiten Abtast- und Speicherkondensator 50 zu speichern. Der Schalter S6 wird unter Steuerung eines Zeitgebersignals auf einer Lei tung 52 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen. Dieses Abtasten der Spannung auf der Platte 16 beginnt zu einer Zeit t₉ kurz nach Beendigung des Ladeimpulses für den Kondensator C2. Das Abtasten der Spannung auf der Platte 14 wird bewirkt durch Ab tasten des Ausgangs des Verstärkers 18, während der Kondensator C1 geladen und wäh rend der Kondensator C2 entladen wird. Auf ähnliche Weise wird die Spannung auf der Platte 16 durch Abtasten des Ausgangs vom Verstärker 18 erhalten (Impuls 45 in Fig. 2) im zweiten Teil des Zyklus, nachdem beide Kondensatoren C1 und C2 entladen worden sind (t₆) und nachdem der Kondensator C2 geladen worden ist (t₈).

Während des Entladens des Kondensators C1 werden die Schalter S7 und S8 in der zweiten Abtaststufe gleichzeitig geschlossen, wie in Fig. 2 durch den Impuls 56 dar gestellt, um die gespeicherten Spannungen von der Platte 14 (Kondensator C1) und der Platte 16 (Kondensator C2) auf einen Kondensator 60 zu übertragen, der die Differenz speicherstufe der Schaltung 35 bildet. Die Schalter S7 und S8 werden durch einen Zeit geberimpuls auf einer Leitung 72 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen.

Demzufolge speichert der Differenzstufenkondensator 60 ein Signal proportional zur Differenz zwischen der Spannung des Kondensators C1, wenn dieser geladen wurde, und der Spannung des Kondensators C2, wenn dieser geladen wurde.

Aus der bisherigen Beschreibung ergibt sich, daß ein Präzisionsimpuls an dem Integrationsverstärkereingang 20 bewirkt, daß ein bekannter Strom für eine präzise und bekannte Zeitdauer in den Integrator fließt. Dieser Impuls baut abwechselnd eine La dung auf jeder Platte der Kondensatoren C1, C2 auf, was bewirkt, daß an jeder Platte eine Spannung anliegt, welche durch die Höhe der eingebrachten Ladung und der Kapa zität zwischen der Sensormasse und der jeweiligen Platte bestimmt ist. Die in jede Platte eingebrachte Ladung ist von Zyklus zu Zyklus konstant und von daher ist die Spannung des jeweiligen Kondensators nur eine Funktion der Kapazität der jeweiligen Platte des Beschleunigungsmessers, welche sich wiederum in Abhängigkeit vom Verschiebungs grad der Sensormasse 12 ändert. Somit ist die Spannung an jedem Kondensator C1 oder C2 eine Funktion einer Verschiebung der Sensormasse 12 des Beschleunigungsmessers und sie wird verwendet, um die Lage der Sensormasse bzw. des Sensorbauteiles an zugeben. Die Ladung wird jedoch nur einer Platte zu einem Zeitpunkt zugeführt, und somit werden die Plattenspannungen abgetastet, dann differenziert, um das Abtastsignal als Differenz zwischen den abgetasteten Spannungen zu erhalten.

Wie beschrieben, werden die gespeicherten Abtastwerte dem Differenzabtastkon densator 60 zugeführt, der demzufolge ein Signal speichert, welches die Verschiebung des Sensorbauteils anzeigt. Das Differenzsignal wird zu Zeiten gemäß dem Impuls 70 in Fig. 2 einem dritten Kondensator 74 in der dritten Abtaststufe zugeführt, in dem die Schalter S9 und S10 gleichzeitig über ein Zeitgebersignal auf einer Leitung 76 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen werden. Das Differenzsignal vom Kondensator 74 wird einem Integrationsverstärker 78 zugeführt, an dessen Ausgang dann ein Analogsi gnal erscheint, das einer Kraft entspricht, die benötigt wird, um die pendelnde Masse in einer Nulllage zu halten. Der Verstärker 78 ist mit einem Servo-Kompensationsnetz werk 80 zwischen seinem Ausgang und Eingang ausgerüstet. Der Ausgang des Verstär kers 78 wird einem Pulsbreiten-Modulationsschaltkreis zugeführt, der durch die strich punktierte Linie 82 in Fig. 1 veranschaulicht ist. Dieser Modulationsschaltkreis 82 lie fert das variable Rechteckwellensignal 32 zur Steuerung des Taktzyklus. Der Taktzy klus der Rechteckwelle 32 wird in Abhängigkeit von dem Abtastsignal des Verstärkers 78 variiert.

Der Pulsbreitenmodulationsschaltkreis 82 weist einen Dreieckswellengenerator 84 auf, der ein Dreieckssignal 86 unter Steuerung eines 10 kHz-Taktsignals auf einer Lei tung 88 von der Zustandssteuerung 24 erzeugt. Die Dreieckswelle 86 wird mit dem La geabtastsignal vom Ausgang des Verstärkers 78 in einem Komparator verglichen, der durch einen Operationsverstärker 94 gebildet wird, der das Dreieckswellensignal 86 und das Abtastsignal an seinem invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingang empfängt. Der Komparatorsausgang wird verwendet, ein Flip-Flop 96 zu triggern, welches durch ein 2,5 MHz-Taktsignal auf einer Leitung 98 von der Zustandssteuerung 24 getaktet wird. Der Ausgang des Flip-Flops stellt auf einer Leitung 100 das pulsbreitenmodulierte Signal 32 (Fig. 2) bereit, und wird durch einen Anti-lock-up-Schaltkreis 102 der Zu standssteuerung 24 zugeführt. Der Anti-lock-up-Schaltkreis 102 besteht aus einem Paar von nicht dargestellten Flip-Flops, welche untereinander entsprechend verschaltet sind, um Hochfrequenz-Komparatoroszillationen zu verhindern oder um beim Anlaufen des Schaltkreises zu verhindern, daß die Zustandssteuerung 24 erneut angetriggert wird, bevor sie nicht wenigstens einen Minimumzyklus vervollständigt hat.

Fig. 3 zeigt Teile eines Schaltkreises zur Bereitstellung einer Spannung zur elek trostatischen Aufladung der Platten 14, 16 der Spannungs-Abtastung wie in der Anord nung gemäß Fig. 1, jedoch unter Verwendung von passiven Schaltern, beispielsweise einer Diodensteuerung. Gemäß Fig. 3 sind die Sensormasse 12 und die Platten 14 und 16, welche zusammen die Kondensatoren C1 und C2 bilden die gleichen wie in Fig. 1. In diesem Falle empfängt die Konstantstromquelle (Verstärker 18) an dem invertieren den Anschluß 20 Präzisionsspannungspulse, welche abwechselnd positiv und negativ, jedoch mit gleicher Amplitude sind. Anstelle einer Verwendung einer Serie von Schal tern zur Steuerung der Ladestromimpulse vom Verstärker 18 an die entsprechenden Platten 14 und 16 werden Dioden 110 und 112 verwendet, welche in den Rückkopp lungspfaden vom Ausgang des Verstärkers 18 über die Kondensatoren C1 und C2 zu rück zum Eingangsanschluß 20 des Verstärkers 18 geschaltet sind. Diese Anordnung vermeidet Probleme, wie beispielsweise Streukapazitäten, die durch das Vorhandensein der Schalter S1 und S2 in Serie mit den Kondensatoren C1 und C2 entstehen können. Streuladungen, die durch aktive Serienschalter eingebracht werden können, wenn diese eingeschaltet werden, werden ebenfalls durch Verwendung der passiven Steuerdioden vermieden.

Um dem Verstärker 18 eine Präzisionsspannungsimpulsfolge zuführen zu können, ist ein Operationsverstärker 114 vorgesehen, der zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und der an seinem nichtinvertierenden Ein gang eine Präzisionskonstantspannung erhält, welche von einer Spannungsreferenz 116 über einen Präzisionswiderstand 118 erzeugt wird. Der nichtinvertierende Eingang 120 des Verstärkers 114 wird für gewöhnlich über einen MOSFET-Transistor 122 auf Mas sepotential gehalten, wobei der Transistor 122 an seinem Gate durch ein Signal auf einer Leitung 124 angesteuert wird, wobei das Signal von der in Fig. 3 nicht dargestellten Zustandssteuerung kommt, welche die gesamten Zeitablaufsignale für die einzelnen Elemente liefert, wie bereits unter Bezug auf Fig. 1 erläutert. Der Transistor 122 er zeugt, wenn er geschaltet wird, Ladeimpuls an dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 114 und dadurch einen in positive Richtung gehenden Spannungsimpuls am Ausgang des Verstärkers 114, der über Widerstände 126 und 128 dem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 130 zugeführt wird. Ein MOSFET-Transistor 132 ist mit seiner Drain mit dem nichtinvertierenden Eingang 134 des Verstärkers 130 verbunden und das Gate wird über ein Signal auf einer Leitung 136 von der Zustandssteuerung 24 gesteuert. Wenn der Transistor 132 durchgeschaltet wird, wird der nichtinvertierende Eingang 134 des Verstärkers 130 auf Massepotential gezo gen und der Verstärker wirkt als Inverter, so daß ein in negativer Richtung gehender Puls an seinem Ausgang erzeugt wird. Wenn der Transistor 132 abgeschaltet ist, wirkt der Verstärker 130 als Folger und erzeugt einen in positive Richtung gehenden Aus gangsimpuls. Diese Impulse von entgegengesetzter Polarität werden für die entspre chenden abwechselnden Ladezeiten der Kondensatoren C1 und C2 abhängig von dem Signal auf der Leitung 136 von der Zustandssteuerung verwendet. Wenn am Ausgang des Verstärkers 18 ein negativer Präzisionsimpuls entsteht, wird der Kondensator C1 über die Diode 110 geladen und wenn eine positive Ladung am Verstärkerausgang be reitsteht, wird der Kondensator C2 über die Diode 112 geladen. Transistoren 140 und 142 entgegengesetzter Polarität (PNP und NPN) sind über die Kondensatoren C1 bzw. C2 geschaltet und empfangen Entladezeitsignale über RC-Netzwerke 144 und 146 auf Leitungen 148 und 150 von der Zustandssteuerung. Somit werden die Kondensatoren des Beschleunigungsmessers entladen, wie bereits unter Bezug auf Fig. 1 beschrieben. In diesem Fall werden jedoch Transistoren entgegengesetzter Polarität benötigt, um auch entgegengesetzte Polaritätsladungen an den jeweiligen Kondensatoren zu erzeu gen.

Standard-Abtast- und Halteschaltkreise 152 und 154 sind mit ihren Eingängen mit der Platte 14 des Kondensators C1 bzw. der Platte 16 des Kondensators C2 verbunden. Diese Abtast- und Halteschaltkreise werden von Abtast-Zeitgebersignalen auf Leitungen 156 und 158 angetriggert, wobei diese Signale von der nicht dargestellten Zustands steuerung kommen. Der Schaltkreis 152 tastet und speichert die negative Spannung auf der Platte 14, wohingegen die positive Spannung auf der Platte 14 von dem Schaltkreis 154 abgetastet und gespeichert wird. Die Ausgänge dieser beiden Schaltkreise 152 und 154 werden in einem Summenverstärker 160 aufsummiert, wobei der Summenverstärker 160 ein Widerstands-Summiernetzwerk 162 und 164 an seinem invertierenden Ein gangsanschluß aufweist. Eine Aufsummierung der beiden Spannungen entgegengesetz ter Polarität bewirkt eine Subtraktion dieser beiden Größen und führt zu dem Abtastsi gnal am Ausgangsanschluß 166 des Verstärkers 160, welches dem Servo-Kompensati onsverstärker 78 gemäß Fig. 1 und dem Pulsbreitenmodulator gemäß der Bauteilgruppe 82 in Fig. 1 zugeführt wird. Die Verwendung von Standardschaltkreisen für die Abtast- und Halteschaltkreise, welche die Plattenspannungen entgegengesetzter Polarität emp fangen und abtasten, erlaubt die Verwendung eines Summenverstärkers 160, dessen Eingang auf Masse bezogen ist, so daß die allgemein bekannten Spannungsfehler, die sonst bei einem Differenzverstärker, vermieden werden können.

Eine weitere Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 4 darge stellt. Bei der Anordnung gemäß Fig. 4 wird wie in der Anordnung gemäß Fig. 1 ein Ladeimpuls einer Polarität verwendet. Nur ein Rücksetz- oder Resetschalter wird ver wendet und die Steuerschalter für die Kondensatoren sind auf Masse bezogen.

In Fig. 4 sind die Kondensatoren des Beschleunigungsmessers wieder mit C1 und C2 bezeichnet und weisen die Platten 14 und 16 auf, die benachbart zu einer pendelnd aufgehängten Masse angeordnet sind, welche in Fig. 4 als eine Platte 12 dargestellt ist. Diese beiden separat dargestellten, jedoch elektrisch miteinander verbundenen Platten 12 stellen die Sensormasse dar, welche, wie bereits beschrieben, zwischen den beiden kapazitiven Platten 14 und 16 angeordnet ist. Wie in den anderen Ausführungsformen stellt der Integrationsverstärker 18 für eine konstante Zeitdauer einen Ladestrom kon stanter Größe bereit. In diesem Falle ist der Strom von einer einzigen Polarität zur Auf ladung beider Kondensatoren, welche wiederum - wie bereits beschrieben - in separaten, aber parallelen Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Verstärkers 18 geschaltet sind. Jeder der Rückkopplungspfade beinhaltet einen Wider stand, nämlich einen Widerstand 210 und einen Widerstand 212 in Serienschaltung zwi schen dem Verstärkerausgang und einem der Kondensatoren bzw. der zugehörigen Platte 14 bzw. 16. Steuertransistoren 216 und 218 des gleichen Polaritätstyps liegen mit ihren Emittern auf Massepotential und mit ihren Kollektoren an den Verbindungspunkten der Kondensatorenplatten 14 bzw. 16 und den zugehörigen Widerständen 210 bzw. 212. Wenn somit einer der Transistoren 216 oder 218 durchgeschaltet wird, liegt der zugehörige Kondensator des Beschleunigungsmessers mit der zugehörigen Platte auf Massepotential. Die Transistoren werden für die abwechselnden Ladezeiten der jeweili gen Kondensatoren durch geeignete Zeitsteuersignale von der nicht dargestellten Zu standssteuerung auf Leitungen 222 und 224 durch strombegrenzende RC-Netzwerke 226 und 228 eingeschaltet.

Ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis gemäß Fig. 4 ist in Fig. 5 dargestellt und dient zur näheren Erläuterung der Arbeitsweise dieses Schaltkreises.

Am invertierenden Eingangsanschluß 230 des Verstärkers 18 liegt ein im Wert präzise festgelegter Spannungsimpuls präziser Zeitdauer, wobei dieser Spannungspuls von einer Spannungsreferenzquelle 232 kommt, welche über einen Widerstand 234, einen Kondensator 236 und einen Verstärkereingangs-Widerstand 238 den Präzisions- Spannungsimpuls dem Verstärker 18 zuführt. Ein MOSFET-Transistor 240, dessen Gate durch ein Zeitsteuersignal auf einer Leitung 242 von der Zustandssteuerung gesteuert wird, wird vorübergehend eingeschaltet, um ein Spannungspotential an den Verbin dungsknoten zwischen dem Widerstand 234 und dem Kondensator 236 herunterzuzie hen, um während der Ladeimpulszeit einen in Negativrichtung gehenden Spannungsim puls zu erzeugen. Da am Ausgang des Integrationsverstärkers 18 ein in positiver Rich tung gehender Ladungsanstieg des Ladeimpulses gewünscht ist, ist es nötig, den Span nungsimpulseingang von Masse auf negatives Potential, beispielsweise auf -10 V zu ändern. Demzufolge ist eine Diode 244 vorgesehen, deren Kathode mit Masse verbun den ist und deren Anode am Schaltungsknoten zwischen dem Kondensator 236 und dem Widerstand 238 liegt. Somit wird ein in Negativrichtung gehender Impuls, der sich zwi schen -10 V und Masse bewegt und der am Knoten des Widerstands 234 mit dem Kon densator 236 liegt, dem Verstärkereingang zugeführt. Dieser Impuls wird durch den MOSFET 240 erzeugt, der vorübergehend durch ein Steuersignal auf einer Leitung 242 von der Zustandssteuerung durchgeschaltet wird, um den Knoten am Widerstand 235 und Kondensator 236 auf Massepotential zu ziehen. Da die Dauer des Pulses erheblich geringer ist als die Zeitkonstante des Widerstandes 234 und des Kondensators 236, wird dieser in Negativrichtung gehende Puls durch den Kondensator übertragen und pegel verschoben, so daß er aufgrund der Diode 244 zwischen Masse und -10 V liegt.

Die Diode 244 erlaubt dem durch den Kondensator 236 hindurchgelassenen Im puls einen leichten Anstieg über Massepotential. Von daher ist ein Transistorschalter, beispielsweise ein PFET 254, zwischen Masse und der Verbindung zwischen Konden sator 236 und Eingangswiderstand 238 geschaltet. Die Steuerelektrode des PFET 254 ist mit einer Leitung 256 verbunden, welche ein Zeitgebersignal von der Zustandssteuerung führt, um den Verbindungsknoten zwischen Kondensator 236 und Widerstand 238 auf Massepotential zu halten (PFET ist EIN), außer, wenn der gewünschte Spannungsim puls auftritt. Somit ist der PFET 254 normalerweise eingeschaltet, um den erwähnten Verbindungsknoten auf Massepotential zu halten, wird jedoch für eine sehr kurze Zeit dauer vor dem Auftreten des Impulses abgeschaltet, um es dem negativen Impuls zu ermöglichen, durchzugehen. Der PFET wird dann wieder eine sehr kurze Zeit nach der Beendigung des Spannungsimpulses eingeschaltet, um ein Massepotential am Verstär kereingang 230 bei Abwesenheit der Spannungsimpulse sicherzustellen.

Der negative Spannungsimpuls erzeugt einen in positiver Richtung gehenden Spannungsanstieg am Ausgang des Verstärkers 18. Die Steuertransistoren 216 und 218 der Kondensatoren des Beschleunigungsmessers legen die Platten 14 und 16 auf Masse potential, wenn sie eingeschaltet sind. Kurz bevor der Kondensator C1 geladen wird, wird der zugehörige Steuertransistor 216, der in leitfähigem Zustand war, abgeschaltet, um das auf Masse-Legen der Platte 14 zu beenden und es dem Ladestrom vom Verstär ker 18 zu ermöglichen, den Kondensator C1 aufzuladen. Dies bewirkt einen Spannungs anstieg am Kondensator C1 während der Ladungszeit bis auf den gewünschten Wert. Während der Kondensator C1 geladen wird, ist der Steuertransistor 218 des Kondensa tors C2 in leitfähigem Zustand, um die Platte 16 dieses Kondensators auf Massepoten tial zu ziehen, so daß der vom Ausgang des Verstärkers 18 kommende Strom teilweise über den Widerstand 212 und den Transistor 218 auf Masse abfließt, so daß kein Rück kopplungsstrom durch den Ladekondensator C1 bewirkt wird. Umgekehrt wird, kurz bevor der Kondensator C2 aufgeladen wird, der zugehörige Transistor 218 abgeschaltet und der Transistor 216 wird leitfähig geschaltet, um den Kondensator C1 auf Massepo tential zu bringen. Der Transistor 218 verbleibt abgeschaltet, bis die Ladeimpulsperiode beendet worden ist und der Abtastvorgang erfolgt. Auf ähnliche Weise verbleibt der Transistor 218 abgeschaltet, wenn der Kondensator C2 geladen wird, bis die Ladezeit abgeschlossen ist und der Abtastvorgang erfolgt ist. Die Transistoren 216 und 218 wer den wechselseitig ein- und ausgeschaltet; wenn es nötig oder wünschenswert ist, können jedoch auch beide für sehr kurze Zeitperioden vor dem Beginn eines jeden Ladungsim pulses und während des Rücksetzimpulses (Fig. 5) eingeschaltet sein. Ein Rücksetzen oder Entladen der beiden Kondensatoren C1 und C2 erfolgt gleichzeitig durch einen einzelnen Transistor 260, der über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet ist und von einem Rücksetzsignal auf einer Leitung 262 von der Zustandssteuerung betrieben wird, wobei das Signal über einen strombegrenzenden RC-Schaltkreis 264 geführt wird. Vor zugsweise wird der sehr kurze Rücksetzimpuls zu Beginn eines jeden Teilzyklus der pulsbreitenmodulierten Wellenform vom Schaltkreis 98 gemäß Fig. 1 erzeugt.

Um das Abtastsignal zu erzeugen, werden die Ladungen auf den beiden Konden satoren C1 und C2 durch Abtast- und Halteschaltkreise abgegriffen, die in den strich punktierten Bereichen 270 und 272 dargestellt sind. Diese beiden Schaltkreise sind identisch, so daß nachfolgend nur einer von ihnen erläutert wird. Ein Source-Folger in Form eines MOSFET 274 ist mit seinem Gate über einen Widerstand 276 mit der Platte 14 des Kondensators C1 verbunden. Die Drain 278 ist mit einer geeigneten positiven Potentialquelle verbunden und die Source 280 ist über einen Widerstand 282 mit der Drain-Elektrode eines steuernden MOSFET 284 verbunden, dessen Source auf Masse potential liegt. Das Gate des MOSFET 284 empfängt ein Zeitgebersignal auf einer Lei tung 286 von der Zustandssteuerung, um die Abtastzeit und das Abtastintervall zu steu ern. Die Source des MOSFET 274 ist auf einer Seite mit einem Speicherkondensator 290 verbunden, dessen andere Seite auf Massepotential liegt. Der Widerstand 276 bildet zusammen mit der Eingangskapazität des MOSFET 274 einen RC-Schaltkreis, der mögliche Spannungsspitzen begrenzt. Wenn der MOSFET 264 eingeschaltet wird, ist die Source des MOSFET 274 über den Widerstand 282 und den MOSFET 284 auf Massepotential, so daß die Schaltung eines Source-Folgers entsteht, der die Spannung vom Kondensator C1 auf den Speicherkondensator 290 überträgt. Hierbei steuert die Source des Transistors 274 das Gate aufgrund des Gate-zu-Source-Schwellenwertes des Transi stors 274. Wenn der MOSFET 284 abgeschaltet ist, fließt kein Strom und der Speicher kondensator 290 hält seinen Ladungszustand. Der Steuer-MOSFET 284 wird einzig und allein während der gewünschten Abtastzeit eingeschaltet. Das auf dem Kondensator 290 gespeicherte Signal wird durch einen weiteren MOSFET 291 geführt, der eine Quelle niedriger Impedanz für den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 294 dar stellt.

Der zweite Abtast- und Halteschaltkreis 272 ist identisch mit dem ersten. Er tastet und speichert die Spannung am Kondensator C2, führt die abgegriffene Spannung über einen MOSFET 296 und einen Widerstand 298 zu einem Speicherkondensator 299 und von da über einen MOSFET 297 und einen Widerstand 295 zum nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 294. Der Ausgang des Differenzverstärkers 294 wird über eine Leitung 300 einem Verstärker und einem nachfolgenden Schaltkreis zugeführt, bei spielsweise dem Verstärker 78 und dem zugehörigen Schaltkreis gemäß Fig. 1. Der Abtast- und Halteschaltkreis 296 wird durch einen Abtast-Zeitgeberimpuls auf einer Leitung 308 von der Zustandssteuerung gesteuert.

Ein wesentlicher Vorteil des Schaltkreises gemäß Fig. 4 ist, daß keine Schalttran sistoren in Serie mit dem Ausgang des Integrationsverstärkers und den Kondensatoren C1 und C2 vorhanden sind. Weiterhin wird nur ein Entladetransistor 260 benötigt, so daß sich die Probleme von unterschiedlichen Streukapazitäten und die Probleme hin sichtlich einer Anpassung der Transistoren untereinander nicht ergeben. Weiterhin wird ein verbesserter Schaltkreis verwendet zur Erzeugung des Spannungsimpulses für den Integrationsverstärker, und auch die Abtast- und Halteschaltkreise sind sowohl verein facht als auch verbessert.

Fig. 5 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltkreises aus Fig. 4. In Fig. 5 ist mit der Linie (a) das Zeitverhalten des Pulsbreitenmodulator- Ausganges dargestellt. Die nächste Linie (b) zeigt das zeitliche Auftreten und die Rela tivlänge des Rücksetzimpulses für den Entladetransistor 260. Die nächsten beiden Li nien (c) und (d) zeigen die Zeitpunkte des auf Masse-legens der Platten 14 und 16 beim Durchschalten der zugehörigen Steuertransistoren. Linie (e) zeigt die Steuerung des PFET 254 und die Ladezeit ist in der nächsten Linie (f) dargestellt. Die Abtastzeiten für die beiden Schalter, nämlich den MOSFET 284 und den zugehörigen MOSFET des Netzwerkes 272 sind in den Linien (g) und (h) dargestellt und die Spannungen an den Platten 14 und 16 sind in den Linien (i) und (j) dargestellt. Die Zeitdauern des Rück setzimpulses und die Ladungszeitperioden und Abtastimpulse können im wesentlichen die gleichen sein wie in Verbindung mit der ersten Ausführungsform gemäß Fig. 1 be reits erläutert.

Es zeigt sich, daß keine feste Vorspannung (mit dem sich hieraus ergebenden ne gativen elektrostatischen Federeffekt) benötigt oder verwendet wird, da der Kräfteaus gleich durch Steuerung des Taktverhältnisses erzielt wird. Die pulsbreitenmodulierte Rechteckwelle a weist eine Differenz in ihren Teilperioden auf, welche ein linearer Meßwert der Beschleunigung ist, und kann verwendet werden, Taktimpulse durchzu steuern, um einen digitalen Ausgang zu erzeugen.

Ein weiterer wesentlicher Vorteil des beschriebenen erfindungsgemäßen Systems ist, daß die Kondensatorplatten, denen feste Ladungen für ausgewählte Zeitperioden zugeführt werden, eine duale Rolle spielen. Die angesammelte Ladung an den Konden satoren C1 und C2 bildet eine Summenkraft auf die pendelnd aufgehängte Masse, die unabhängig ist von der Spaltbreite oder der Lage des Sensorteils. Andererseits ist die erlangte Spannung ein Meßwert für den Kondensatorspalt und die Spannungsdifferenz zwischen den einander gegenüberliegenden Platten wird von daher als Abtastsignal für die Kraft-Rückstellregelung des Systems verwendet. Demzufolge besteht auch keine Notwendigkeit, eine separate Abtast-Erregung durchzuführen.

Claims

1. Verfahren zur Lagesteuerung eines Sensorbauteils (12) in einem auf Kraftausgleich beruhenden Instrument, bei dem das Sensorbauteil (12) als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgröße aus einer Nullage verschoben wird, mit den folgenden Schritten:
Erzeugen eines Abtastsignals, welches die Verschiebung des Sensorbauteils (12) aus der Nullage anzeigt;
wiederholtes Anlegen einer Kraft konstanter Größe an das Sensorbauteil (12) unab hängig von der Verschiebung des Sensorbauteils (12) abwechselnd für erste und zweite Zeitintervalle auf jeweils entgegengesetzte Seiten des Sensorbauteils (12) in jeweils einander entgegengesetzte Richtungen; und
Variieren der Länge der ersten und zweiten Zeitintervalle als Reaktion auf das Ab tastsignal, um eine Differenz aus den ersten und zweiten Zeitintervallen zu erzeu gen, aus der die Eingangsgröße gebildet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schritte des Erzeugens des Abtastsignals und des wiederholten Anlegens einer Kraft konstanter Größe aufweisen:
Anordnen erster und zweiter elektrisch leitfähiger Platten (14, 16) auf einander ge genüberliegenden Seiten des Sensorbauteils (12), um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) zu definieren und abwechselndes Anlegen einer konstanten Ladung an den ersten und zweiten Kondensator.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des abwechselnden Anlegens einer konstanten Ladung an den ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) die Schritte des abwechselnden Anlegens von Ladungen entgegengesetzter Polarität aber gleicher Größe an den ersten und zweiten Kondensator aufweist.

4. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des abwechselnden Anlegens einer konstanten Ladung an den ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) das Anlegen einer gemeinsamen konstanten Ladung an beide Kondensatoren und das abwech selnde auf Masse Legen der Kondensatoren (C1, C2) beinhaltet, so daß zu einem Zeitpunkt nur einer der Kondensatoren geladen wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Instrument erste und zweite elektrisch leitfä hige Platten (14, 16) aufweist, welche benachbart zu und auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils (12) angeordnet sind, um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) zu definieren, wobei der Schritt des wiederholten Anlegens einer Kraft konstanter Größe das wiederholte abwechselnde Anlegen einer konstanten Ladung an die Kondensatoren beinhaltet.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Schritt des Erzeugens des Abtastsignals das abwechselnde Abtasten der Spannung aus dem ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) beinhaltet.

7. Verfahren nach Anspruch 6, mit den Schritten:
zeitweises Speichern von Abtastwerten der einzelnen erfaßten Spannungen und Erzeugen des Abtastsignals in Abhängigkeit von der Differenz zwischen aufeinan derfolgenden gespeicherten Abtastwerten.

8. Verfahren nach Anspruch 7, mit den Schritten:
Integrieren der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwer ten,
Erzeugen eines pulsbreitenmodulierten Steuersignals mit einem Taktverhältnis, wel ches sich in Abhängigkeit von dem Integral des Abtastsignals ändert und Verwenden des pulsbreitenmodulierten Steuersignals zur Steuerung des ersten und zweiten Zeitintervalls.

9. Auf Kraftausgleich beruhendes Instrument mit:
einem Sensorbauteil (12), welches so angeordnet ist, daß es als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgröße verschiebbar ist;
ersten und zweiten elektrostatischen Platten (14, 16) auf einander gegenüberliegen den Seiten des Sensorbauteils (12), welche mit dem Sensorbauteil (12) derart zu sammenwirken, um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) mit je weiligen Abständen zwischen den Platten (14, 16) und dem Sensorbauteil (12) zu bilden, die sich ändern, wenn sich das Sensorbauteil (12) als Reaktion auf die Ein gangsgröße verschiebt;
Vorrichtungen zur Anlegung gleicher Ladungen an den ersten und zweiten Konden sator (C1, C2);
Vorrichtungen zum Aufrechterhalten der Ladungen an den Kondensatoren (C1, C2) für erste und zweite aufeinanderfolgende Zeitintervalle, um erste und zweite Span nungen an den Kondensatoren (C1, C2) zu erzeugen; und
Vorrichtungen zur Erzeugung eines Abtastsignals, welches die Differenz zwischen den ersten und zweiten Spannungen anzeigt.

10. Instrument nach Anspruch 9, mit Vorrichtungen, welche auf das Abtastsignal an sprechen, um die Länge der jeweiligen Zeitintervalle zu steuern.

11. Instrument nach Anspruch 9, mit Vorrichtungen zur relativen Veränderung der Län ge der ersten und zweiten Zeitintervalle.

12. Instrument nach Anspruch 9, wobei die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher La dungen Vorrichtungen zum Anlegen von Ladungen gleicher Größe und entgegenge setzter Polarität an den ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) aufweisen.

13. Instrument nach Anspruch 9, wobei die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher La dungen Vorrichtungen zum Anlegen von Ladungen gleicher Größe und Polarität aufweisen.

14. Instrument nach Anspruch 9, wobei die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher La dungen Vorrichtungen zum abwechselnden auf Masse Legen des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) während der ersten und zweiten Zeitintervalle aufweisen.

15. Instrument nach Anspruch 10, wobei die ersten und zweiten Zeitintervalle erste und zweite Teilzyklen umfassen, welche zusammen einen Taktzyklus bilden, der wie derholt wird, wobei Vorrichtungen zum Variieren der Relativlängen der Zeitinter valle vorgesehen sind, um das Taktverhältnis eines jeden Taktzyklus in Abhängig keit von dem Abtastsignal zu variieren.

16. Instrument nach Anspruch 10, wobei die Vorrichtungen zur Erzeugung eines Ab tastsignals Vorrichtungen zum Abtasten der Spannung an dem ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle aufweisen, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhalten, wobei Vorrichtungen zum Erzeu gen eines Differenzsignals, welches die Differenz zwischen den Spannungsmeß werten anzeigt, und Vorrichtungen zum Integrieren des Differenzsignals über mehre re aufeinanderfolgende Zeitintervalle vorgesehen sind.

17. Instrument nach Anspruch 10, wobei die Vorrichtungen zum Steuern der Länge der jeweiligen Zeitintervalle Pulsbreitenmodulationsvorrichtungen aufweisen, welche einen variablen Taktzyklusausgang haben, sowie Vorrichtungen zum Steuern der Pulsbreitenmodulationsvorrichtungen als Reaktion auf das Abtastsignal vorgsehen sind.

18. Kraftausgleichsverfahren zum Erfassen einer unbekannten Eingangsgröße, mit den Schritten:
Bereitstellen eines Sensorbauteiles (12), welches als Reaktion auf die zu erfassende Eingangsgröße verschiebbar ist;
Bereitstellen erster und zweiter elektrisch leitfähiger Platten (14, 16) auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sensorbauteils (12), welche mit diesem zusammen wirken und einen ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) definieren;
Bereitstellen eines Integrationsverstärkers (18) mit einem Eingang (20) und einem Ausgang;
Anlegen einer Serie von Spannungsimpulsen an den Verstärkereingang (20);
Verbinden des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) mit ersten und zweiten Rückkopplungspfaden von dem Ausgang zum Eingang (20) des Integrationsverstär kers (18);
Bereitstellen eines Regel- bzw. Steuersignals mit einem sich wiederholenden Zyklus mit ersten und zweiten variierenden Teilzyklen, um das Steuersignal mit einem va riierenden Taktverhältnis zu erhalten;
Laden des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) abwechselnd mit einer kon stanten Ladung während der ersten und zweiten Teilzyklen;
Abtasten der Spannung über den ersten und zweiten Kondensator (C1, C2), um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhalten;
Integrieren der Differenz zwischen den ersten und zweiten Spannungsmeßwerten über mehrere aufeinanderfolgende Zeitintervalle des Steuersignals, um ein Abtastsi gnal zu erhalten; und
Verwenden des Abtastsignals, um das Taktverhältnis zu steuern.

19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei jeder der beiden Kondensatoren (C1, C2) entla den wird, bevor er wieder geladen wird.

20. Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Schritt des Ladens des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) das Bereitstellen erster und zweiter entgegengesetzt gepolter unidirektionaler Vorrichtungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden, sowie das Anlegen aufeinanderfolgender Impulse entgegengesetzter Polarität an den Integrationsverstärker-Eingang (20) aufweist.

21. Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Schritt des Ladens des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) die Schritte des jeweils abwechselnden auf Masse Legens der Kondensatoren (C1, C2) beinhaltet.

22. Auf Kraftausgleich beruhendes Instrument mit:
einem Sensorbauteil (12), welches als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgrö ße verschiebbar ist;
ersten und zweiten Platten (14, 16) auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils (12), um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) zwischen dem Sensorbauteil (12) und den Platten (14, 16) zu definieren;
einem Integrationsverstärker (18) mit einem Eingang (20) und einem Ausgang, wo bei der erste und zweite Kondensator (C1, C2) in ersten und zweiten Rückkopp lungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsimpulses an den Eingang (20) des Integrationsversträrkers (18) für eine festgelegte Zeitdauer;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (S1, S2) in den ersten und zweiten Rück kopplungspfaden zum Verbinden des Ausgangs des Integrationsverstärkers (18) zum Aufladen des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) in abwechselnder Rei henfolge, so daß die Kondensatoren (C1, C2) eine elektrostatische Kraft auf das Sensorbauteil (12) während ersten und zweiten aufeinanderfolgenden Zeitintervallen ausüben;
Vorrichtungen zum abwechselnden Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrich tungen (S1, S2) während ersten und zweiten Zeitintervallen;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen (40, 50);
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannung des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) an die ersten und zweiten Speichervorrichtungen (40, 50) während den er sten und zweiten Zeitintervallen;
einem Differenzschaltkreis (35) mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen (40, 50) verbunden ist, und mit einem Ausgang;
einem Integrationsverstärker (78) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Dif ferenzschaltkreises (35) verbunden ist, und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator (82) mit einem variablen Taktzyklusausgang und mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Integrationsverstärkers (78) verbunden ist;
Vorrichtungen (24), welche auf den variablen Taktzyklusausgang ansprechen, um die Relativlängen der ersten und zweiten Zeitintervalle zu steuern.

23. Instrument nach Anspruch 22, mit Vorrichtungen zum Entladen beider Kondensato ren (C1, C2) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle, bevor die Kondensatoren wieder geladen werden.

24. Verfahren zur Verwendung mit einem auf Kraftausgleich beruhenden Instrument, bei dem ein Sensorbauteil (12) aus einer Nullage als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgröße verschiebbar ist und bei dem Kondensatoren (C1, C2) auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sensorbauteiles (12) dazu verwendet werden, das Sensorbauteil (12) elektrostatisch in Position zu halten, indem der erste und zweite Kondensator (C1, C2) während erster und zweiter auf einanderfolgender Zeitintervalle abwechselnd mit einer konstanten Ladung aufgela den wird, um ein elektrisches Feld zu erzeugen, das eine Kraft auf das Sensorbauteil (12) ausübt, welche dazu führt, daß das Sensorbauteil (12) in die Nullage zurückkehrt und die zu den geladenen Kondensatoren (C1, C2) zugehörigen Spannungen abgegriffen werden, um ein Abtastsignal zu erhalten.

25. Verfahren nach Anspruch 24 mit dem Schritt des Verwendens des Abtastsignals, um die Relativlängen der ersten und zweiten aufeinanderfolgenden Zeitintervalle zu steuern bzw. zu regeln.

26. Auf Kraftausgleich beruhendes Sensorinstrument mit:
einem Sensorbauteil (12), welches als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgrö ße verschiebbar ist;
ersten und zweiten Platten (14, 16) auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils (12), um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) zwischen dem Sensorbauteil (12) und den Platten (14, 16) zu definieren;
einem Integrationsverstärker (18) mit einem Eingang (20) und einem Ausgang, wo bei der erste und zweite Kondensator (C1, C2) in ersten und zweiten Rückkopp lungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang (20) geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen einer Serie von Präzisionsspannungsimpulsen von ab wechselnd entgegengesetzter Polarität an den Eingang des Integrationsverstärkers 18);
ersten und zweiten unidirektionell leitfähigen Vorrichtungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden;
ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltkreisen (270, 272), die mit dem ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) verbunden sind;
einem Summenverstärker (294) zur Aufsummierung der Signale von den Abtast- und Halteschaltkreisen (270, 272);
Vorrichtungen (216, 218), welche auf den Summenschaltkreis ansprechen, um die Relativlängen der ersten und zweiten Zeitintervalle zu steuern; und
Vorrichtungen (260) zum Entladen des ersten und zweiten Kondensators jeweils am Ende von ersten und zweiten aufeinanderfolgenden Zeitintervallen.

27. Auf Kraftausgleich beruhendes Instrument mit:
einem Sensorbauteil (12), welches als Reaktion auf eine zu messende Eingangsgrö ße verschiebbar ist;
ersten und zweiten Platten (14, 16) auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils (12), um einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1, C2) zwischen dem Sensorbauteil (12) und den Platten (14, 16) zu definieren;
einem Integrationsverstärker (18) mit einem Eingang (20) und einem Ausgang, wo bei der erste und zweite Kondensator (C1, C2) in ersten und zweiten Rückkopp lungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang (20) geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsimpulses an den Eingang des Integrationsverstärkers (18);
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (S1, S2) zum auf Masse Legen des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) jeweils nach ersten und zweiten Zeitintervallen;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (S1, S2) abwechselnd für erste und zweite Zeitintervalle;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen (40, 50);
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannung des jeweiligen Kondensators (C1, C2) an die jeweiligen Speichervorrichtungen (40, 50);
einem Differenzschaltkreis (35) mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen (40, 50) verbunden ist, und mit einem Ausgang;
einem Integrationsverstärker (78) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Dif ferenzschaltkreises (35) verbunden ist, und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator (82) mit einem variablen Taktzyklusausgang und mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Integrationsverstärkers (78) verbunden ist; und
Vorrichtungen (24), welche auf den variablen Taktzyklusausgang ansprechen, um die Relativenlängen der ersten und zweiten Zeitintervalle zu steuern.