DE3934139C2

DE3934139C2 - Elektronische Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor

Info

Publication number: DE3934139C2
Application number: DE3934139A
Authority: DE
Inventors: Marcos Guilherme Schwarz
Original assignee: Empresa Brasileira de Compressores SA
Current assignee: Whirlpool SA
Priority date: 1988-10-17
Filing date: 1989-10-12
Publication date: 1999-01-07
Anticipated expiration: 2009-10-13
Also published as: US4978895A; BR8805485A; DE3934139A1; FR2638035B1; GB8923392D0; GB2224896B; FR2638035A1; JPH02155489A; JP2818450B2; GB2224896A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor und insbesondere eine elektronische Schaltung, die dazu dient, die Rotorstellung mit Hilfe von Induktionsspannungen zu detektieren. Solche Steuerschaltungen sind beispielsweise aus der EP 0 267 283 A1 bekannt.

Bürstenlose Gleichstrommotoren werden vorzugsweise überall dort verwendet, wo Zuverlässigkeit und hoher Wirkungsgrad von Bedeutung sind, wie z. B. in Haushaltsgeräten, Pumpen und Ventilatoren.

Derartige Motoren bestehen im wesentlichen aus einem mit Wicklungen versehenen Stator, einem Rotor mit Permanentmagneten, einem Inverter bzw. Zerhacker, der den Stator- Wicklungen Strom zuführt, einem Stellungs-Sensor, der Informationen bezüglich des Zeitpunktes und des Zeitraumes liefert, wann und wie lange jede Wicklungseinheit mit Strom versorgt werden muß, und einer zentralen Steuerung, die die Informationen bezüglich des Stroms, der Geschwindigkeit und der Position des Rotors verarbeitet und Steuerbefehle an den Zerhacker schickt.

Bei einer Schaltungssteuerung für solche Motoren wird die Steuerung des Stroms während der Zeiträume, in denen jede Wicklungseinheit mit Energie versorgt wird, durch eine Pulsweitenmodulation der Spannung mit einer Frequenz erzielt, die höher ist als die der Grundwelle der Spannung, die in der Wicklung durch den sich bewegenden Rotor induziert wird.

Die Detektion der Rotorstellung mit Hilfe von induzierten Spannungen wird dadurch erreicht, daß die Hochfrequenzkomponenten, die von der Spannungsmodulation an die Wicklungen kommen, gedämpft werden und dann die sich ergebenden Signale miteinander oder jedes dieser Signale mit dem Mittelwert dieser Signale verglichen werden, wodurch Logiksignale erzeugt werden, die der Rotorstellung entsprechen.

Dieses Verfahren zur Detektion der Rotorstellung wird in den japanischen Kokai- Veröffentlichungen JP 52-80415 und JP 55-5035 (A) erwähnt, wobei passive Tiefpaßfilter erster und zweiter Ordnung vom RC-Typ verwendet werden, um die Hochfrequenzkomponenten zu dämpfen, die von der Spannungsmodulation an den Wicklungen stammen.

Derartige Filter dämpfen zwar in zufriedenstellender Weise die Hochfrequenzkomponenten, haben aber den Nachteil, daß sie eine Phasenverschiebung der gefilterten Signale bewirken, die sich mit der Frequenz und daher mit der Rotorgeschwindigkeit verändert.

Die Phasenverschiebung dieser gefilterten Signale bewirkt ihrerseits eine Phasenverschiebung der Logiksignale, die der Rotorstellung entsprechen, in Bezug auf die tatsächliche Rotorposition, so daß den Wicklungen ein Strom zugeführt wird, der in Bezug auf die in diesen Wicklungen induzierte Spannung phasenverschoben ist. Diese Phasenverschiebung zwischen den zugeführten Strömen und den induzierten Spannungen verschlechtert die Arbeitsweise bzw. den Wirkungsgrad des Motors, da sich der Motor nicht mehr im Zustand seiner maximalen Wirksamkeit befindet.

Eine weitere bekannte Steuerschaltung betrifft einen Motor, der von einem Zykluskonverter bzw. periodischen Umformer getrieben wird, der seinerseits mit Thyristoren versehen ist, wobei die Steuerung des Stromzuführwinkels zu den Wicklungen mit Hilfe einer Schaltungseinheit innerhalb eines breiten Geschwindigkeitsbandes in wirksamer Weise durchgeführt wird. Obwohl diese Schaltung den Stromzuführwinkel zu den Wicklungen in wirksamer Weise steuert, hat sie doch den Nachteil, daß sie sehr komplex ist und aufgrund mehrerer Komponenten, aus denen sie gebildet wird, zu hohen Kosten führt.

Ausgehend hiervon liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor zu schaffen, die unter Vermeidung der aufgezeigten Nachteile in der Lage ist, den Strom in Phase mit den in den Wicklungen induzierten Spannungen zuzuführen, somit über den gesamten Arbeits-Geschwindigkeitsbereich hinweg besonders gute Betriebseigenschaften bzw. einen besonders hohen Wirkungsgrad zu erzielen, dabei weniger Einzelkomponenten aufweist und von einfachem Aufbau ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ausgehend von der EP 0 267 283 A1 eine elektronische Schaltungssteuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem mit Wicklungen versehenen Stator und einem Permanentenmagneten aufweisenden Rotor gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 vorgesehen. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Insbesondere ist die Erfindung durch folgende Bestandteile verwirklicht: ein Leistungsschaltkreis der den Wicklungen Strom zuführt, eine Detektionsschaltung zur Erkennung der relativen Stellung zwischen Rotor und Stator, die von den induzierten Spannungen abgeleitete Informationen bezüglich der Zeitpunkte und der Zeitspannen liefert, mit denen beginnend und über die hinweg jede Wicklungseinheit mit Energie versorgt werden muß, sowie eine zentrale Steuerung, die Informationen hinsichtlich des Stroms, der vom Leistungsschaltkreis den Stator-Wicklungen zugeführt wird, hinsichtlich der Bezugsgeschwindigkeit und hinsichtlich der Rotorstellung verarbeitet und Steuer- bzw. Befehlsimpulse an den Leistungsschaltkreis sendet. Weiter ist bei einer solchen Schaltungsanordnung vorgesehen, daß die Schaltung zur Detektion der Rotorstellung im wesentlichen aus Tiefpaßfiltern vom RC-Typ besteht, die mit den jeweiligen Zuführ- bzw. Speise-Anschlüssen der Motorwicklungen verbunden sind. Die Tiefpaßfilter-Ausgänge sind mit den nichtinvertierenden Eingängen entsprechender Spannungskomparatoren verbunden, wobei diese Komparatoren vorzugsweise eine Hysterese aufweisen. Weiterhin sind die Tiefpaßfilter-Ausgänge mit einem Widerstandsnetzwerk verbunden, das an einen gemeinsamen Punkt angeschlossen ist. Ein weiteres Widerstandsnetzwerk verbindet diesen gemeinsamen Punkt mit allen invertierenden Eingängen der Spannungskomparatoren. Jeder Tiefpaßfilter-Ausgang ist durch wenigstens einen Kondensator verbunden, der in der Reihenfolge unmittelbar dem Komparator vorausgeht, der zu dem jeweiligen Filter gehört.

Im Gegensatz zu anderen Schaltungen, die Tiefpaßfilter vom RC-Typ zur Bedämpfung dar Hochfrequenzkomponenten verwenden, werden in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die die relative Rotor-Stator-Position darstellenden Logiksignale immer in Phase mit der effektiven Rotorstellung erzeugt, wodurch es möglich wird, daß sich die den Motorwicklungen zugeführten Ströme mit den in diesen Wicklungen induzierten Spannungen in Phase befinden. Auf diese Weise läßt sich über den gesamten nutzbaren Arbeits-Geschwindigkeitsbereich hinweg eine wirksame bzw. eine einen hohen Wirkungsgrad aufweisende Steuerung des Motors durchführen. Bei der Erfindung wird somit eine Detektionsschaltung für die relative Rotor-Stator-Position eingesetzt, durch welche die von der Spannungsmodulation an den Motorwicklungen kommenden Hochfrequenzkomponenten bedämpft werden können, ohne daß eine Phasenverschiebung der der Rotorposition entsprechenden Logiksignale eintritt.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß sie keine zusätzlichen Schaltkreise zur Kompensation von Phasenabweichungen bzw. Phasenfehlern benötigt, wie sie üblicherweise verwendet werden, um eine bessere Arbeitsweise des Motors zu erzielen.

Die beschriebene Schaltung, bei der vorzugsweise die Widerstände, die mit den invertierenden Eingängen der Spannungskomparatoren verbunden sind, Widerstandswerte aufweisen, die größer sind als die der Widerstände, die den Ausgang eines jeden Tiefpaßfilters mit dem gemeinsamen Punkt verbinden, besitzt einen sehr einfachen Aufbau und benötigt nur eine geringe Zahl von Bauelementen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung im Prinzip beispielshalber näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm mit einem Motor, einem Leistungsschaltkreis und einer zentralen Steuerung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 die Spannungskurve einer Phase in Abhängigkeit von der Zeit und ihren mittleren Wert in Bezug auf das negative Potential in der Zuführversorgung,

Fig. 3 ein Diagramm, das innerhalb einer Zeitspanne die in jeder Phase induzierten Spannungen, die jeweils gefilterten Werte dieser Spannungen, die Logiksignale hinter den Komparatoren und die Arbeitsperioden für jeden Schalter des Leistungsschaltkreises wiedergibt,

Fig. 4 ein Diagramm für die in einer Phase induzierte Spannung und den in derselben Phase auftretenden Strom, wobei der Phasenwinkel zwischen diesen beiden Größen gezeigt wird,

Fig. 5 eine bevorzugte Ausführungsform der Stellungs-Detektionsschaltung;

Fig. 6 ein Diagramm für eine Winkelentwicklung der Spannungssignale in der Stellungs- Detekionsschaltung in Abhängigkeit von der Fundamentalfrequenz der induzierten Spannung, und

Fig. 7 ein Diagramm für die ψ Winkelentwicklung, wie sie durch die erfindungsgemäße Schaltung über den gesamten Frequenzbereich der induzierten Spannung erhalten wird.

Wie die Fig. 1 wiedergibt, liefert ein Leistungsschaltkreis 10 Strom an die drei Phasen des bürstenlosen Gleichstrommotors 20, der von drei Statorwicklungen 21, 22 und 23 gebildet wird, die hier durch die Spulen L₁, L₂, L₃ und die Spannungsquellen V₁, V₂, V₃ dargestellt werden, welche die jeweiligen Spannungen wiedergeben, die durch den sich bewegenden Rotor induziert werden, wobei seine Spannungs- und Frequenzwerte linear von der Rotorgeschwindigkeit abhängen.

Die Spannungen Vϕ₁, Vϕ₂ und Vϕ₃, die jeweils in den Phasen ϕ₁, ϕ₂ und ϕ₃ auftreten, werden dem Block 30 zur Detektion der relativen Rotorposition mit Hilfe der induzierten Spannungen zugeführt. Der negative Anschluß 11 der Versorgungsquelle 80, der das Referenzpotential () für die gesamte Schaltung darstellt, ist ebenfalls mit dem Block 30 zur Erkennung der relativen Rotorposition verbunden.

Der Rotorpositions-Detektionsblock 30 sendet über die Anschlüsse P₁, P₂ und P₃ drei Logiksignale 35, 36 bzw. 37 an die zentrale Steuereinheit 70, die in Abhängigkeit von dieser Information und den Stromwerten I_M sowie der Referenzgeschwindichkeit W_R die Befehlssignale S₁ bis S₆ an die sechs Transistoren T₁ bis T₆ des Leistungsschaltkreis es 10 schickt.

Gemäß Fig. 5 besteht eine erfindungsgemäße Anordnung in ihrer bevorzugten Ausführungsform aus drei Spannungsteilern, von denen jeder von Widerständen 51 und 52 gebildet wird, die die Spannungen Vϕ₁, Vϕ₂ und Vϕ₃ einer jeden Phase auf Pegel reduzieren, die für die elektronische Schaltung geeignet sind; drei Tiefpaßfilter 1, 2, 3 der ersten Ordnung, von denen jedes von einem Kondensator 53 und im wesentlichen von zwei Widerständen 51 und 52 gebildet wird, sind so berechnet, daß sie die induzierten Spannungssignale V₁, V₂, V₃ durchlassen und zum größten Teil die von der Spannungsmodulation der Spulen bzw. Wicklungen L₁, L₂ und L₃ stammenden Hochfrequenzkomponenten bedämpfen.

Nach dieser Filterung werden an den Punkten F₁, F₂ bzw. F₃ (Fig. 5 und 3) die Signale V_F1, V_F2 und V_F3 erhalten, die eine Wiederherstellung der Signale der induzierten Spannungen V₁, V₂ und V₃ und um einen Winkel α verzögert sind, der eine Funktion der Kennlinien der Tiefpaßfilter 1, 2, 3 und der Grundfrequenz der induzierten Spannungen V₁, V₂, V₃ ist, wie dies in Fig. 6 wiedergegeben wird. Der Mittelwert V_M wird aus den wiederhergestellten Signalen V_F1, V_F2 und V_F3 (Fig. 3 und 5) am gemeinsamen Punkt M der Widerstände 54 erhalten, die mit den Ausgängen F₁, F₂ und F₃ der Tiefpaßfilter 1, 2 und 3 verbunden sind.

Der Widerstandswert 54 ändert die Eigenschaften bzw. Kennlinien der bereits beschriebenen Tiefpaßfilter und dies muß bei einer solchen Anordnung berücksichtigt werden. Der so erhaltene Mittelwert V_M wird über die Widerstände 55 an die invertierenden Eingänge der Spannungskomparatoren 59, 60 und 61 angelegt. Der Wert dieser Widerstände 55 hat eine Größe, die größer ist als die Größe der Widerstände 54, so daß die Spannungsänderungen in den Punkten M₁, M₂ und M₃ die mittlere Spannung VM nicht wesentlich verändern. Mit den Punkten M₁, M₂ und M₃ sind auch Kondensatoren 56 verbunden, die zusammen mit Widerständen 55 drei Hochpaßfilter bilden, die den invertierenden Eingängen der Spannungskomparatoren 59, 60 und 61 Spannungen zuführen, welche von der mittleren Spannung V_M proportional zum Anwachsen der Frequenz der induzierten Spannung V₁, V₂ und V₃ verschieden sind.

Zum Zeitpunkt 38A in Fig. 3 wird die Induktionsspannung V₁ kleiner als die induzierte Spannung V₂. Zum Zeitpunkt 38B wird die Induktionsspannung V₁ kleiner als der Mittelwert zwischen V₁, V₂ und V₃.

Zu dem in Fig. 3 wiedergegebenen Zeitpunkt 38A wird die induzierte Spannung V₁ niedriger als die induzierte Spannung V₂. Zum Zeitpunkt 38B wird die induzierte Spannung V₁ niedriger als der Mittelwert zwischen V₁, V₂ und V₃.

Die Phasendifferenz zwischen 38A und 38B ist immer 30°. Dieselbe Differenz von 30° wird festgestellt, wenn die wiederhergestellten bzw. wiederzusammengesetzten Signale V_F1, V_F2 und V_F3, wie oben beschrieben, verglichen werden, was zu Logiksignalen 35, 36 und 37 (Fig. 3) führt, die untereinander eine Phasenverschiebung von 120° besitzen.

Die Verwendung dieser Eigenschaft, daß nämlich eine konstante 30° Verschiebung zwischen den Logiksignalen in den beiden Vergleichsformen aufrechterhalten wird, ermöglicht in Verbindung mit den Effekten, die durch die Hysterese der Komparatoren erzielt werden, daß das Endergebnis der Vergleiche konstant ist, ohne daß komplexe Schaltungen benötigt werden, so daß nur einige wenige passive Komponenten einzusetzen sind und dennoch die Ausbildung einer einfachen und adäquaten Schaltung für eine Massenproduktion möglich wird.

Bei der minimalen Arbeitsfrequenz F_A ist, wie in den Fig. 6 und 7 dargestellt, die Spannung in den Punkten M₁, M₂ und M₃ (Fig. 5) im wesentlichen gleich der mittleren Spannung V_M. Das bedeutet, daß der Vergleich zwischen dieser mittleren Spannung V_M und jeder Spannung V_F1, V_F2 und V_F3 durchgeführt wird und sich aus diesen Vergleichen die Logiksignale 35A, 36A und 37A (Fig. 3) ergeben.

Diese Logiksignale 35A, 36A und 37A sind in Bezug auf den Bezugszeitpunkt 38B um einen Winkel αA + h_A verzögert. Die Schaltung muß so aufgebaut sein, daß bei der Frequenz F_A (Fig. 6 und 7), die der minimalen Arbeitsgeschwindigkeit des Motors 20 entspricht, die αA + h_A-Verzögerung der Logiksignale 35A, 36A und 37A gleich 30° ist und daß die Übergangszeitpunkte der Logiksignale 35A, 36A und 37A (Fig. 3) mit dem Bezugszeitpunkt 38C zusammenfallen.

Somit führen die Steuersignale S1 bis S6, die durch logische Kombination der Logiksignale 35A, 36A und 37A erzeugt werden, den Statorwicklungen 21, 22 und 23 (Fig. 1) Ströme I₁, I₂ und I₃ (Fig. 4) zu, die in Phase mit den in diesen Wicklungen induzierten Spannungen V₁, V₂ und V₃ (Fig. 4) liegen, so daß in diesem Zustand der Winkel Ψ gleich Null ist.

Der Winkel αA + h_A ist die Summe aus dem Verzögerungswinkel αA, der durch die Tiefpaßfilter verursacht wird, und dem Verzögerungswinkel h_A, der durch die Hysterese an den Spannungskomparatoren 59, 60 und 61 bewirkt wird. Diese Hysterese ist eine Funktion des Verhältnisses der Werte der Widerstände 57 und 58.

Diese Hysterese wird verwendet, um eine Verzögerung h_A (Fig. 6) in den Logiksignalen 35, 36 und 37 zu erzeugen, die sich aus den Vergleichen der Spannungen ergeben, wobei diese Verzögerung mit der Rotorgeschwindigkeit anwächst, wie dies das Diagramm in Fig. 6 zeigt. Die Hysterese ist auch geeignet, für die Spannungskomparatoren 59, 60 und 61 eine Unempfindlichkeit gegen Rauschen bzw. Störungen und gegen eine Restwelligkeit zu bewirken, die durch die Tiefpaßfilter 1, 2 und 3 nicht beseitigt werden. Bei hohen Frequenzen F_B (Fig. 6 und 7) sind die Spannungen in den Punkten M₁, M₂ und M₃ (Fig. 5) im wesentlichen gleich den Spannungen V_F2, V_F3 bzw. V_F1, was auf der Wirkung der Hochpaßfilter beruht, die von den Kondensatoren 56 und den Widerständen 55 gebildet werden. Das bedeutet, daß der Vergleich zwischen den Spannungen V_F1, V_F2 und V_F3 sowie zwischen V_F3 und V_F1 stattfindet, wobei aus diesen Vergleichsvorgängen die Logiksignale 35B, 36B bzw. 37B resultieren (Fig. 3). Diese Logiksignale 35B, 36B und 37B werden bei der Frequenz F_B (Fig. 6 und 7) um einen Winkel αB + h_B in Bezug auf den Referenzzeitpunkt 38A (Fig. 3) verzögert.

Die Schaltung muß so aufgebaut werden, daß bei der Frequenz F_B (Fig. 6 und 7), die der maximalen Arbeitsgeschwindigkeit des Gleichstrommotors 20 entspricht, die Verzögerung αB + h_B der Logiksignale 35B, 36B und 37B (Fig. 3) gleich 60° ist, was zur Folge hat, daß die Übergangszeitpunkte der Logiksignale 35B, 36B und 37B ebenfalls mit dem Referenzzeitpunkt 38C (Fig. 3) zusammenfallen.

Es gibt einen kombinierten Effekt bei den zwischen F_A und F_B liegenden Frequenzen (Fig. 6 und 7), der die Signale 35, 36 und 37 (Fig. 3) immer in Phase mit dem Bezugszeitpunkt 38C hält. Auf diese Weise wird der Winkel Ψ, wie in Fig. 7 dargestellt, zwischen den Frequenzen F_A und F_B, d. h. innerhalb des Nutzbereiches der Motorgeschwindigkeit, gleich Null gehalten.

Claims

1. Elektronische Steuerungsschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem Stator mit Statorwicklungen (21, 22, 23) und einem Permanentmagnetrotor, umfassend:

1. einen Leistungsschaltkreis (10), mittels dem den Statorwicklungen (21, 22, 23) Ströme (I1, I2, I3) zuführbar sind,
2. einen Detektionsschaltkreis (30), der mit den Statorwicklungen (21, 22, 23) verbunden ist, an seinem Eingang einen Tiefpaßfilter (1, 2, 3) mit Widerständen (51, 52) und Kondensatoren (53) sowie Spannungskomparatoren (59, 60, 61) aufweist und zum Erkennen der relativen Stellung von Stator und Rotor die von dem Rotor in den Statorwicklungen (21, 22, 23) induzierten Spannungen (V1, V2, V3) erfaßt und daraus Signale (P1, P2, P3) zur Kommutierung der Ströme (I1, I2, I3) in den Statorwicklungen (21, 22, 23) gewinnt und abgibt,
3. eine Steuereinheit (70), der die Signale (P1, P2, P3) des Detektionsschaltkreises (30), Signale (IM), die die von dem Leistungsschaltkreis (10) abgegebenen Ströme (I1, I2, I3) wiedergeben, sowie Signale (Wr), die eine Referenzgeschwindigkeit vorgeben, zugeführt werden und die daraus Kommutierungssignale (S1 .. S6) ermittelt und an den Leistungsschaltkreis (10) sendet,

dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsanschlüsse (F1, F2, F3) des Tiefpaßfilters (1, 2, 3) jeweils mit dem nichtinvertierenden Eingang des entsprechenden Spannungskomparators (59, 60, 61), über jeweils einen Widerstand (54) mit einem gemeinsamen Punkt (M) und zumindest jeweils über einen Kondensator (56) mit dem invertierenden Eingang desjenigen Spannungskomparators (61, 59, 60), der in der Kommutierungsreihenfolge dem Spannungskomparator (59, 60, 61) unmittelbar vorausgeht, verbunden sind, wobei die invertierenden Eingänge der Spannungskomparatoren (59, 60, 61) über jeweils einen Widerstand (55) mit dem gemeinsamen Punkt (M) verbunden sind.

2. Elektronische Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungskomparatoren (59, 60, 61) eine Hysterese aufweisen.

3. Elektronische Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände (55), die mit den invertierenden Eingängen der Spannungskomparatoren (59, 60, 61) verbunden sind, Widerstandswerte auf weisen, deren Größe größer ist als die der Widerstände (54), die den Ausgangsanschluß (F₁, F₂, F₃) eines jeden Tiefpaßfilters (1, 2, 3) mit dem gemeinsamen Punkt (M) verbinden.