DE3886027T2

DE3886027T2 - System zur Energieverteilung für einen Radar mit phasengesteuerter Gruppenantenne.

Info

Publication number: DE3886027T2
Application number: DE3886027T
Authority: DE
Inventors: William Peil
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: Lockheed Martin Corp
Priority date: 1987-12-31
Filing date: 1988-12-22
Publication date: 1994-06-09
Anticipated expiration: 2008-12-23
Also published as: EP0323169A2; KR0126918B1; JP2758421B2; KR890010577A; JPH0235387A; EP0323169A3; EP0323169B1; US4806937A; DE3886027D1; IL88196A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf die Verteilung von Energie und Steuerbefehlen an mehrere gepulste Sendemoduln, die zum Versorgen von Antennenelementen von einem phasengesteuerten Radar verwendet werden.
Diese Anmeldung steht in Beziehung zu der anhängigen europäischen Patentanmeldung 88 312 250.9, EP-A-323170 (35HE-01537), die zum Stand der Technik in bezug auf die Neuheit gemäß Artikel 54(3) EPC gehört.
EP-A-0 246 640 beschreibt ein Leistungs- und Steuerbefehl- Verteilungssystem für eine Anordnung (Array) von sendenden Unteranordnungen, die sendende Leistungsverstärker enthalten, die in Reihen und Spalten eng neben den Antennenelementen angeordnet sind. Die Leistungsverstärker in den Unteranordnungen erfordern gleichzeitig Gleichspannungsimpulse bei hohem Strom und niedriger Spannung, deren Dauer variieren kann. Das System enthält: mehrere unteranordnungs-Verbindungen, die jeweils eine Gleichstromleistung bei kleiner Spannung an eine zugeordnete Unteranordnung liefern, wobei die Verbindungen in Reihen und Spalten an den Positionen der Unteranordnungen angeordnet sind; und mehrere Energiespeicherkondensatoren, die jeweils an einer Unteranordnungsposition angeordnet und mit dem nahegelegenen Leistungsverbinder der Unteranordnung verbunden sind.
In einem anderen früher vorgeschlagenen phasengesteuerten Radarsystem erzeugt ein Kleinleistungserreger den Träger des gesendeten Radarsignals. Die Ausgangsgröße des Erregers wird in Amplitude und/oder Phase moduliert, um Radarpulse kleiner Leistung zu erzeugen. Diese Pulse kleiner Leistung werden kann mit gesteuerter Amplitude und Phase an eine Anordnung (Array) von Leistungsverstärkungsmoduln verteilt, die jeweils zur Versorgung eines Antennenelements der phasengesteuerten Array angeordnet sind. Um Energie zu sparen, die Erwärmung zu minimieren und die Spitzenleistung zu maximieren, werden die Leistungsverstärkungsmoduln einen Moment, bevor der modulierte Erregerpuls beginnt, eingeschaltet, ausgeschaltet.
In einer konventionellen Leistungsversorgung für einen Radarsender ist die Leistungsversorgung so ausgelegt, daß sie die mittlere Leistung handhabt, die von dem Sender während eines intermittierenden Betriebs verbraucht wird, wobei auf die Energiespeicherung in großen Kondensatoren vertraut wird, um die Spannung an dem Sender aufrecht zu erhalten, wenn von der Versorgung während des Pulses eine hohe Spitzenleistung gefordert wird.
Die Versorgungsspannung kann zwar mit einem zusätzlichen Energiespeicher besser aufrecht erhalten werden, aber nur auf Kosten von zusätzlicher Masse. Der Begriff "Kondensatorabfall" ist auf den Effekt von einer fallenden Versorungsspannung am Sender oder Leistungsverstärker auf den gesendeten Puls angewendet worden. Ein Kondensatorabfall ist bis zu einem gewissen Grad bei den meisten Radarsendern vorhanden. Wenn ein einzelner Sender oder Leistungsverstärker alle Antennenelemente speist, ist der Abfall gleichzeitig an allen Antennenelementen und der nachteilige Effekt auf dem Strahl ist klein. Wenn jedoch Antennenelement einen oder mehrere Leistungsverstärker aufweist und die Leistungsverstärker möglicherweise unterschiedliche Leistungsversorgungen haben, dann wird das Problem schwierig. Hier müssen die Blindenergie-Speichereigenschaften von den Versorgungen angepaßt bleiben oder der "Abfall" befindet sich nicht gleichzeitig an allen Elementen in der Array und der Strahl wird verzerrt und die Pulszu-Puls-Korrelation wird ernsthaft verkleinert.
Die sendenden Leistungsmoduln mit derzeitigem Aufbau versenden Festkörperkomponenten in den Leistungsmoduln, die die Antennenelemente versorgen. Metalloxidhalbleiter-Feld Effekttransistoren (MOSFETs) oder Transistoren mit hoher Elektronenmobilität (HEMT) werden bei dieser Anwendung üblicherweise benutzt, und diese Vorrichtungen sind häufig auf einem Galliumarsenid-Substrat gefertigt. Bei Frequenzen oberhalb von 1 GHz ist ein Format einer monolitischen Mikrowellen-integrierten Schaltung (MMIC) üblich, das Merkmale passiver Schaltungen mit den aktiven Vorrichtungen auf einem Galliumarsenid-Substrat kombiniert. Diese Schaltungsanordnungen sind besonders kompakt.
Bei dem üblichen Leistungskonditionierer für sendende Leistungsmoduln ein übliches Element ist der Schalter, der die Spannung ein- und ausschaltet (deswegen der Begriff "Drain- Schalter" aufgrund seiner Verbindung mit der Drain-Elektrode von einem Feldeffekttransistor), wobei lokale Kondensatoren dazugehören, um die Gleichspannung aufrecht zu erhalten, wenn Spitzenleistung erforderlich ist. Mit dem Aufkommen des Betriebs bei höheren Frequenzen und MMIC Fertigungstechniken haben die MMIC HF Schaltungsanordnungen in den Sendemoduln die Tendenz, durch ihre zugeordneten Leistungsversorgungskomponenten in den Schatten gestellt zu werden. Bei derartigen Anwendungen ist es insbesondere wünschenswert, daß der Modulleistungskonditionierer eine minimale Masse hat.
Als ein Ganzes betrachtet, muß ein phasengesteuertes Radarsystem eine große Anzahl von Leistungsmoduln enthalten, die in Reihen und Spalten in Positionen an der Rückseite von Reihen und Spalten von Antennenelementen verteilt sein können, die die Array bilden. In dieser Anordnung kann man erwarten, daß die Anzahl von Moduln in die Tausende und die Anzahl von Steuerverbindungen in die Zehntausende geht. Das Verbindungsproblem für sowohl Leistungs- als auch Steuerfunktionen ist demzufolge groß.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Energie- und Steuerbefehlverteilungssystem für eine Array von sendenden Unteranordnungen geschaffen, die sendende Leistungsverstärker, empfangende rauscharme Verstärker und Phasenschieberelemente enthalten, wobei jede Unteranordnung in Reihen und Spalten hinter den Antennenelementen in einem phasengesteuerten Radarsystem angeordnet ist und Gleichstromleistung in Pulsen und Steuerbefehle erfordert, wobei das System enthält
A) mehrere Unteranordnungsverbinder, die jeweils Niederspannungsgleichstromenergie und Steuerbefehle an eine zugeordnete Unteranordnung liefern, wobei die Verbinder in Reihen und Spalten an den Positionen der Unteranordnung angeordnet sind,
B) eine erste Anzahl von Energiespeicher-Kondensatoren, die jeweils an einer Position der Unteranordnung angeordnet und mit dem nahegelegenen Unteranordnungsverbinder verbunden sind, gekennzeichnet durch:
jeder Kondensator hat eine angemessene Kapazität und einen angemessen niedrigen Reihenwiderstand zur Lieferung der Spitzenleistung, die von der zugeordneten Unteranordnung während einer ersten kurzen Periode gefordert wird, die den Beginn von jedem Puls umfaßt, währen die Spannung an dem Unteranordnungsverbinder innerhalb einer vorbestimmten Differenz von dem Nullastwert ist, der für den Betrieb der Leistungsverstärker zulässig ist,
C) mehrere Hochstrom-Niedergleichspannungs-Hochleistungsversorgungen, die jeweils an dem einen Ende der Reihe von Unteranordnungen mit angemessenem Leistungsvermögen angeordnet sind zum Betreiben der sendenden Unteranordnungen in der zugeordneten Reihe,
D) eine zweite Anzahl von großen Energiespeicher-Kondensatoren, wobei ein Kondensator an jedem Ende von jeder Reihe von Unteranordnungen angeordnet ist und ein angemessenes Energiespeichervermögen und einen angemessen kleinen Reihenwiderstand aufweist zur Lieferung der Spitzenleistung, die von der Unteranordnung in der zugeordneten Reihe für eine zweite, längere Periode gefordert wird, die vor dem Ende der ersten Periode beginnt und die Endabschnitte der Pulse umschließt,
E) mehrere Steuerbefehleingangsverbinder, wobei jeweils ein Verbinder für jede Reihe von Unteranordnungen vorgesehen ist, und
F) mehrere geschichtete Sammelleiterstäbe, die Pfade zur Lieferung von Energie und Steuerbefehlen zu jeder Reihe von Unteranordnungen bilden, in denen jeder Leistungsübertragungspfad aus einem ungeerdeten Leiter besteht, der zwischen zwei geerdeten Leitern angeordnet ist, wobei dazwischen dielektrische Schichten angeordnet sind und die Teile so dimensioniert sind, daß sie eine kleine HF Impedanz für gepulste Gleichstromleistung bilden, und Pfade für Steuerbefehle mehrere dünne Leiter in einer gemeinsamen Ebene aufweisen, die mit einem geerdeten Leiter eines Leistungsübertragungspfades verbunden sind, wobei die großen Speicherkondensatoren, die Hochleistungsversorgungen und die Steuerbefehleingangsverbinder an den Enden des geschichteten Sammelleiterstabes verbunden sind und die Energie- und Steuerverbinder von Unteranordnungen entlang dem Sammelleiterstab an den Positionen der Unteranordnung verbunden sind.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Biegestreifen, der Steuerbefehlleiter enthält, mit dem geschichteten Sammelleiterstab, der den S/E Unteranordnungen Energie zuführt, kombiniert, um die Unteranordnungsverbinder, die entlang den Sammelleiterstäben angeordnet sind, mit Verbindungen zu versehen, um den einzelnen Unteranordnungen sowohl Energie als auch Steuerbefehle zuzuführen.
Die Erfindung wird besser verständlich anhand der folgenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen, in denen
Fig. 1 eine schematische Darstellung von der Rückseite eines phasengesteuerten Radarsystems ist und eine Anordnung von einer Array von S/E Unteranordnungen, die jeweils vier Reihen von S/E Elementen innerhalb der Array betreiben, und die Mittel zur Leistungsversorgung der Unteranordnungen zeigt,
Fig. 2 eine detailliertere Darstellung der Gleichspannungsversorgungen ist, die einer Reihe von S/E Unteranordnungen Leistungen zuführen,
Fig. 3A, 3B, 3C und 3D Darstellungen des Aufbaus von einem Vielleiter-Sammelleiterstab sind, der Leistung zuführt und die S/E Unteranordnungen steuert; dabei stellen Fig. 3A-3C die Energieverteilungsmerkmale dar und Fig. 3D zeigt die Verbindungen, die auch eine Steuerfunktion ausüben,
Fig. 4 ist eine Darstellung von einer S/E Unteranordnung, die vier S/E Moduln enthält, die zum Betreiben von vier Antennenelementen verwendet sind und Filterkondensatoren und vier neuartige Modulsteuerungs-Drain-Schalter enthalten, die die Gleichspannung, die den S/E Moduln zugeführt wird, weiter konditionieren,
Fig. 5 eine Draufsicht auf das Substrat ist, auf dem die Steuereinheit, Filterkondensatoren und die steuernden Drain-Schalter für vier Moduln innerhalb einer S/E Unteranordnung angebracht sind,
Fig. 6 ein elektrisches Schaltbild ist und einen Modulsteuerungs-Drainschalter, die Filterung und den Leistungsverteilungspfad von der zugeordneten Spannungsversorgung zeigt, und
Fig. 7A eine Darstellung von einem Ersatzschaltbild und 7B der elektrischen Leistungsfähigkeit der Spannungsversorgungschaltung ist.
Fig. 1 ist eine Darstellung von der Rückseite der Antennenarray 1 von einem phasengesteuerten Radarsystem und zeigt die Anordnung von einer Reihe von Sende/Empfangs (S/E) -unteranordnungen (2), die jeweils mit einem Satz von vier Antennenelementen verbunden sind, und die Mittel (4-8) zum Zuführen von Energie zu den S/E-unteranordnungen.
Die dargestellte Array verwendet 3.584 Antennenelemente, 64 Antennenelemente pro horizontaler Reihe und 56 Antennenelemente pro vertikaler Spalte. Da jede Unteranordnung als ein "Satz" von vier Antennenelementen in der gleichen vertikalen Spalte arbeitet, sind 14 Reihen von mit Antennen verbundenen Unteranordnungen pro Spalte und 64 Unteranordnungen pro Reihe erforderlich. Die Array erfordert somit eine Gesamtzahl von 896 Unteranordnungen, um 3.584 Antennenelemente zu betreiben.
Die Leistungsquelle für jede Reihe von Unteranordnungen sind vier 1 kW Leistungsversorgungen (4) und acht große Filterkondensatoren (5), die an den Seiten der Array (1) angeordnet sind. Leistung aus den Leistungsversorgungen (4) und Filterkondensatoren (5) werden den Unteranordnungen (2) durch einen geschichteten Vielleiter-Sammelstab (3) zugeführt. Der geschichtete Sammelleiterstab (3) hat die erforderlichen Eigenschaften für die effiziente Übertragung von Leistung typischer Radarpulsdauer zu vier Reihen von MMIC Sendemoduln, wobei jede Reihe 64 abstrahlende Elemente enthält.
Die Anordnung der 1 kW Leistungsversorgungen (4), der Nilerkondensatoren (5) und S/E-Unteranordnungen (2) und ihrer Verbindungen mit dem Sammelleiterstab (3) sind in den Figuren i und 2 darstellt. Vier große (100.000 uF, 16 Volt) Filterkondensatoren (5) sind an dem rechten Ende des Sammelleiterstabes angeordnet und vier gleiche Kondensatoren sind an dem linken Ende des Sammelleiterstabes angeordnet. In ähnlicher Weise sind zwei 1 kW Leistungsversorgungen (4) an dem rechten Ende des Sammelleiterstabes angeordnet und zwei 1 kW Leistungsversorgungen (4) sind an dem linken Ende des Sammelleiterstabes angeordnet. Insgesamt sind 112 derartige Kondensatoren und 56 derartige Leistungsversorgungen für die als Beispiel 3.584 Elemente aufweisende Array erforderlich.
Jede Leistungsversorgung (4) liefert ein Kilowatt Leistung bei +12 Volt an 16 der S/E-Unteranordnungen in einer weihe von 64 S/E-Unteranordnungen. Die +12 Volt Leiter des Sammelleiterstabes sind verwendet, um die große Leistung zu liefern, die von den Leistungsverstärkern während einer Pulsübertragung gefordert wird. Der +5Volt Leiter des Sammelleiterstabes wird verwendet, um die kleineren Leistungen zu liefern, die durch die rauscharmen Verstärker des Empfängers gefordert werden, und der -12Volt Leiter des Sammelleiterstabes wird verwendet, um die Vorspannung, ebenfalls bei einer sehr kleinen Leistung, zu liefern. Diese letztgenannten Niederleistungsspannungen sind zur Betriebssicherheit vernetzt.
Der Sammelleiterstab (3), der symbolisch in Fig. 2 dargestellt und physikalisch in den Fig. 3A-3D dargestellt ist, ist ein Vielschichtlaminat, entlang dem Verbinder an 64 Stellen angeordnet sind. Die 64 S/E-Unteranordnungen in einer Reihe sind pseudo-zufällig mit jeder der 1 kW Leistungsversorgung (4) verbunden, so daß jede Versorgung 16 S/E-Unteranordnungen speist. Diese Verbindungsart ist 50 gemacht, daß ein Versagen von einer der vier Versorgungen zu einer minimalen Unterbrechung der Sender-Leistungsfähigkeit führen würde, und die Vernetzung bezüglich der +5 und -12 Volt Versorgungen stellt praktisch sicher, daß keine Unterbrechung der Empfänger-Leistungsfähigkeit auftritt.
Die Struktur des geschichteten Sammelleiterstabes für das Leistungsversorgungssystem ist in den Fig. 2 und 3A-3C dargestellt, wobei Fig. 3D sowohl die Leistungs- als auch die Steuermerkmale darstellt. Die Leistungszufuhr zu dem Sammelleiterstab wird durch sechs Leistungsübertragungspfade gebildet, die auf entsprechende Weise vier Übertragungspfade für +12 Volt (für Sendeleistung), einen weiteren für +5 Volt (für Empfängerleistung) und einen weiteren für -12 Volt (für Kleinleistung-Vorspannung) mit dazwischen angeordneten Erdungen ausbilden. Jeder Leistungsübertragungspfad besteht aus einer leitenden Kupferschicht mit einer Dicke von 0,5 mm (0,020 Zoll)·51 mm (2 Zoll) Breite, wobei eine dielektrische Schicht von zwei bis drei tausendstel Zoll Dicke den Hauptleiter von zwei Erdebenen trennt, die ebenfalls 0,5 mm (0,020 Zoll) dickes Kupfer sind, das auf jeder Seite des Hauptleiters angeordnet ist. Die Anzapfungen zu den einzelnen Unteranordnungen sind von den rückseitigen Rändern der Streifenleiter durch eine Ultraschallverbindung gemacht. Wie aus Fig. 1 hervorgeht, treten die Anzapfungen an 64 Intervallen auf, die den Positionen der S/E-Unteranordnungen zwischen den Enden des Sammelleiterstabes entsprechen. Der Aufbau einer Anzapfung ist deutlicher in Fig. 3B angegeben.
Die Leistungsversorgungen (4) sind vernetzt, wie es bereits erwähnt wurde, so daß der Empfang und die negative Vorspannungsfunktion durch ein Versagen von weniger als allen vier Leistungsversorgungen (4), die die gleiche Reihe speisen, nicht beeinträchtigt werden. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, ist jede +5 Volt Versorgung und jede -12 Volt Versorgung über eine Sicherung und eine geeignet gepolte Schutzdiode mit den +5 und den -12 Volt Sammelleitern verbunden. Im Falle eines Versagens von einer Versorgung (4) sind die verbleibenden Versorgungen verbunden, um dem Sammelleiter Energie zuzuführen, und die fehlerhafte Versorgung ist durch die Diode abgetrennt. Inzwischen ist das Netz weiter geschützt gegen einen Diodenfehler durch eine Sicherung.
Die 1 kW Leistungsversorgungen (4), deren Lastverbindungen zu den S/E-Unteranordnungen ebenfalls in Fig. 2 gezeigt sind, werden ihrerseits durch einen 300 Volt Gleichspannungs-Sammelleiter (8) versorgt, der mit einer 56 kW 6- Puls-Wechselspannungs-Hauptversorgung (6) verbunden ist, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Es ist eine Schutzschaltung (7) vorgesehen, die dreiphasige Leistung an die Hauptversorgung (6) liefert, nachdem diese durch EMI Filterung, Hauptschalter und Leitungsstoßschutz konditioniert beziehungsweise behandelt worden ist.
Der Sammelleiterstab (3), die 1 kW Leistungsversorgungen (4), die großen Kondensatoren (5), die 300 Volt Sammelleiter (8), die Netzleiter-Gleichrichtungsversorgung (6) und die Schutzschaltung (7) sind so aufgebaut, daß sie für die erforderliche Leistung für den Betrieb der gepulsten S/E- Anordnungen in allen (Sende-, Empfangs- und Kalibrierungs)- Betriebsarten sorgen. Die Teile des Leistungsverteilungssystems müssen sowohl für die erforderliche Durchschnittsleistung als auch für die wesentlich höheren Spitzenleistungen sorgen, die während der gepulsten Übertragung zu den S/E-Unteranordnungen erforderlich sind. Um einen signifikanten Abfall in der Spannung, die der Sender-Elektronik während des Sendens eines einzelnen Pulses oder einen Übertrag von vorherigen Pulsen zugeführt ist, zu verhindern, muß das Leistungsverteilungssystem so aufgebaut sein, daß an den einzelnen S/E-Unteranordnungen jeder Abfall auf einem tolerierbaren Minimum gehalten ist. Dies gestattet eine präzise Regelung bzw. Stabilisierung, wie es nachfolgend erläutert wird. Dieses tolerierbare Minimum wird durch die Raumhöhe bestimmt, die für einen Betrieb des Realers erforderlich ist, der in den einzelnen S/E-Unteranordnungen angeordnet ist, plus der Spannung, die an dem Sendemodul erforderlich ist, der die letzte Last bildet.
Zusammenfassend liefert das Leistungsverteilungssystem vier Kilowatt Leistung an die 64 S/E-Unteranordnungen, die entlang jedem Sammelleiterstab verteilt sind, und 56 Kilowatt Leistung an alle 14 Sammelleiter, die die vollständige Array speisen. Leistung für den Senderbetrieb wird den +12 Volt Leitern des Sammelleiterstabes durch die vier i kW Leistungseinspeisungen (4) und die acht 100.000 Mikrofarad 16 Volt Kondensatoren zugeführt, die an den Enden der +12 Volt Leiter des Sammelleiterstabes (3) angeordnet sind. Die 1 kW Versorgungen (4) bilden eine kontinuierliche Energieeinspeisung in die großen Speicherkondensatoren (5), die mit den Sammelleitern (3) verbunden sind. Die gepulsten Belastungen, die durch die einzelnen S/E-Unteranordnungen dargestellt sind, erfordern Energie gleichzeitig während der Pulse veränderlicher Dauer. Die Zeiträume liegen grob zwischen einer Mikrosekunde und Millisekunden. Die gepulsten Belastungen ziehen somit Energie aus den Kondensatoren (5) und aus den Quellen (4) über die Sammelleiterstäbe bei höheren Spitzenleistungen als der mittleren Leistung. Dies führt in der Tendenz dazu, eine Spannungsverkleinerung an den Lasten im Laufe eines einzelnen Pulses oder von Pulszu-Puls zu bewirken. Wenn keine Maßnahmen getroffen wären, eine konstante Spannung an den einzelnen S/E-Unteranordnungen zu unterhalten, würde ein Kompromiß für den Senderbetrieb entstehen.
Ein kompromißartiger Betrieb des vorliegenden Ausführungsbeispiels der Erfindung wird vermieden durch die Schaffung eines wesentlichen Energiespeichers an den Enden des Sammelleiterstabes, wie es bereits ausgeführt wurde, durch einen kritischen Aufbau des Sammelleiterstabes, um den Spannungsabfall auf tolerierbar kleine Grenzen zu verkleinern, wenn der Puls fortschreitet oder sich wiederholt, und durch die Verwendung zusätzlicher Kapazität und Spannungsregelung innerhalb jeder der S/E-unteranordnungslasten.
Fig. 4 zeigt eine S/E-Unteranordnung, die als eine von 896 gleichen S/E-Unteranordnungen eine letzte Last des Leistungsversorgungssystems bildet. Die S/E-Unteranordnung kann als in vier Teile geteilt betrachtet werden, die aus einer Antennenverteilungsschaltung 31, einer Strahlformer- Verteilungschaltung 33, einem Phasenschieber und S/E-Schaltung oder Modul 32 und einem Leistungs- und Steuerblock besteht, die auf dem Substrat 34 angeordnet sind.
Die Antennenverteilungsschaltung 31 hat drei Funktionen. Beim Senden koppelt sie die Ausgänge der vier gepulsten Hochleistungsverstärker an einer einzelnen Basis mit jedem von vier Antennenelementen. Beim Empfangen liefert die Antennenverteilungsschaltung die Rücksignale von vier Dipolelementen auf einer einzelnen Basis an jeden von vier rauscharmen Verstärkern. Während der Überwachung des Zustandes der Schaltungsanordnungen in den Unteranordnungen, insbesondere dem Phasenschieber, sind Koppler vorgesehen, um die Phase des Signals an jedem Antennenelement zu Kalibrierungszwecken zu prüfen. Die Antennenverteilungsschaltung 31 ist passiv und wird am zweckmäßigsten durch Verwendung von Streifenleitungs-Übertragungsleitungen ausgeführt, was für eine gute Abschirmung zwischen den Schaltungsanordnungen in dem Chassis bei geringen Kosten und mit der erforderlichen Kompaktheit sorgt. Sie verbraucht eine vernachlässigbare Leistung in den S/E-Unteranordnungen.
Die Strahlformer-Verteilungsschaltung 33 verteilt ein Signal, das von vier getrennten Empfangsantennen multiplexiert ist, auf einen einzelnen Kanal, der während des Empfangs zu dem Strahlformer führt, und in ähnlicher Weise koppelt sie Signale von dem Strahlformer, die mit vier Antennenelementen arbeiten sollen. Die Strahlformer-Verteilungsschaltung hat keine aktiven Elemente und wird vorzugsweise unter Verwendung von Streifenleitungs-Übertragungsleitungen ausgeführt. Sie verbraucht ebenfalls eine vernachlässigbare Leistung in der S/E-Unteranordnung.
Die Phasenschieber- und S/E-Schaltung oder der "Modul" 32 ist zwischen die Antennen-Verteilungsschaltung und die Strahlformer-Verteilungsschaltung geschaltet. Sie erfordert sowohl aktive als auch passive Elemente. Sie kann zwar möglicherweise auf einem einzelnen monolitischen Galliumarsenid-Substrat gebildet sind, aber die gegenwärtige Ökonomie diktiert eine Hybrid-Konstruktion des Moduls. Die Mikrostrip-Konstruktion ist gegenwärtig die einzig praktikable Lösung.
Die Moduln enthalten jeweils die Empfangs- und Sende-Elektronik, die einem Antennenelement zugeordnet ist. Die Empfangs-Elektronik enthält typisch rauscharme Verstärker und eine variable Verstärkung (Gewinn) aufweisende Verstärker. Die Sende-Elektronik, die in ähnlicher Weise einem Antennenelement zugeordnet ist, enthält typisch einen Treiberverstärker und einen Leistungsverstärker, der häufig eine Gewinnregelung aufweist. Wie bereits ausgeführt wurde, erfordert die Elektronik Versorgungsspannungen von -12, +5 und +12 Volt, wobei die letzte die Hauptleistung zur Pulsübertragung liefert.
Die S/E-Unteranordnung enthält die Steuerlogik zum Betreiben des Phasenschiebers und zum Bestimmen der Sende/Empfangs-Kalibrierungszustände und enthält ferner eine lokale Leistungskonditionierung, die zusätzliche Kondensatoren und einen schaltenden Spannungsregler aufweist. Die Leistungskonditionierungs- und Steuerschaltung verbraucht meßbare Mengen an elektrischer Energie.
Die S/E-Unteranordnung enthält somit die elektronischen Schaltungsanordnungen, die zum Betreiben von vier Elementen einer phasengesteuerten Array in einem Radarsystem verwendet werden, das bei Frequenzen von 5-6 GHz arbeitet, und die lokalen Kondensatoren und Spannungsregler, die die letzten Elemente in dem Leistungsverteilungssystem sind. Jede S/E-Unteranordnung, die letzte Last und der Empfänger der von dem Sammelleiter verteilten Leistung ist so aufgebaut, daß sie bis zu 40 Watt HF Leistung abstrahlen, während 200 Watt an Wärme verbraucht werden. Dementsprechend muß das Chassis der Unteranordnung genügend groß sein, um die aktive Elektronik und die lokalen Kondensatoren und Regler zu enthalten, und klein genug sein, damit die erforderlichen Luftkanäle die erzeugte Wärme abführen können.
In dem betrachten phasengesteuerten Radarsystem muß jede S/E-Unteranordnung innerhalb des Querschnittsbedarfs der zugeordneten Antennenelemente unterkommen. Ein Satz von vier Antennenelementen hat sich als die am besten zufriedenstellende Gruppierung erwiesen. Die Antennenelemente sind in einem Abstand von etwa 1/2 bis 2/3 Wellenlängen zueinander angeordnet, was von dem Abtastbereich abhängt. In der vorliegenden Anordnung wird ein relativ kleiner vertikaler Abtastbereich vorgeschlagen, wodurch der vertikale Abstand der Antennenelemente etwa 2/3 von einer Wellenlänge sein kann. Bei einem größeren horizontalen Abtastbereich beträgt der horizontal Abstand zwischen Dipolelementen etwa 1/2 Wellenlänge. Unter diesen Umständen sind die Antennenelemente, wenn sie Dipole sind, in einer vertikalen Ebene orientiert, da in der vertikalen Richtung mehr Raum verfügbar ist, und Lufträume zwischen den Unteranordnungen werden parallel zu den vertikalen Spalten ausgebildet.
Das Erfordernis, daß die Querschnittsfläche der die Antenne betreibenden Schaltungsanordnung die Flächenabmessungen der Array nicht überschreitet, bedingt, daß die Querschnittsfläche von jedem Chassis einer Unteranordnung, das die die Antenne betreibenden Schaltungsanordnungen enthält, innerhalb der Abmessungen von 1/2 bis 2/3 Wellenlänge bleibt, die pro Antennenelement erlaubt sind. Diese räumliche Einschränkung gestattet, daß alle HF Pfade an den S/E- Unteranordnungen die gleiche Länge haben und sich mit den Unteranordnungen abwechseln.
In dem vorliegenden Beispiel fallen die elektronischen Schaltungsanordnungen von einer S/E-Unteranordnung zum Betreiben von vier Antennenelementen in eine Gesamtquerschnittsabmessung von 16 cm·2,7 cm oder 4 cm·2,7 cm pro Antennenelement. Dieser Querschnitt ist kompakt genug für eine Array, die bei 5 bis 6 GHz arbeitet.
Die Steuerschaltungen implementieren einen hohen Pegel aufweisende Strahlsteuerungsbefehle von einem entfernten Steuercomputer, berechnen einen niedrigen Pegel aufweisende Strahlsteuerbefehle und führen die Selbstkalibrierungsfunktion aus. In der Selbkalibrierungsfunktion werden Phasenfehler in den einzelnen Moduln periodisch gemessen und für im wesentlichen alle Fehler korrigiert, einschließlich Festspannungsfehlern - aber nicht Spannungsdrift - die dem Spannungsversorgungssystem zuzurechnen sind.
Die lokalen Leistungskonditionierungsschaltungen, die aus Fig. 5 entnehmbar sind, enthalten vier regelnde Drain- Schalter (37), die jeweils einem Modul zugeordnet sind. Zwei lokale Filterkondensatoren (C3) sind zwischen den vier regelnden Drain-Schaltern aufgeteilt. Die vier "regelnden Drain-Schalter" (37) sind auf einem kleinen Aluminium-Substrat (34) angebracht. Die lokale Leistungskonditionierung sorgt für die erforderliche Regelung, um die lokalen Übertragungslasten auf besser als ein Millivolt während eines Pulses oder von Puls-zu-Puls im Sendebetrieb zu stabilisieren.
Das Aluminium-Substrat (34), auf dem die Steuerschaltungen und die lokalen Leistungskonditionierer angebracht sind, ist mit einer Reihe von vier Fassungen (35) zur Verbindung mit Verbindern versehen, die zu den einzelnen S/E-Moduln (32) führen. Diese Verbinder liefern lokale Steuerbefehle, Zeitsteuerungen und Leistung an die S/E-Moduln. Die gleichen Signale, abgesehen von den Steuerbefehlen, die auf einem höheren Pegel sind, werden der S/E-Unteranordnung durch 31 Streifen beziehungsweise Kissen (36) zugeführt, die auf einer Hilfsschaltkarte angebracht sind, die an dem Substrat (34) befestigt ist. Die Streifen beziehungsweise Kissen (36) sind so aufgebaut, daß sie mit einem Verbinder, nicht dargestellt, zu verbinden sind, aber sie sind für eine Fassung gestaltet, die auf dem geschichteten Sammelleiterstab (3) gehaltert ist, wie es in Fig. 3D dargestellt ist.
Die vier ein Modulsteuerungs-Drain-Schalter (37) sind an den zwei Enden des Substrats (34) angeordnet, und die aufgeteilten Filterkondensatoren C3, die typisch 100 Mikrofarad und eine Nennspannung von 20 Volt haben, sind an dem hinteren Rand des Substrats neben den 31 Streifen (36) angeordnet. Die Modulsteuerungs-Drain-Schalter (ohne die Kondensatoren C3) sind in kleinen recheckigen, hermetisch gekapselten Packungen mit einer Kantenlänge von etwa 13 mm (1/2 Zoll) auf dem Aluminium-Substrat (37) angeordnet. Das Aluminium-Substrat ist etwa 121 mm (4 3/4 Zoll)·63,5 mm (2 1/2 Zoll).
Die regelnden Drain-Schalter (37) sind so aufgebaut, daß sie während einer Radarpulssendung die MMIC Leistungsverstärker innerhalb kurzer Intervalle ein- und ausschalten und dies bei einem präzise digital gesteuerten Leistungswert tun. Das Regelungsmerkmal des Drain-Schalters ist so, daß er bei einer Geschwindigkeit arbeitet, der mit den Anstiegszeiten und den Abfallzeiten der gesendeten Radarpulse vergleichbar ist, und daß irgendwelche Änderungen, die während des Pulses auftreten, abgefangen werden. Zu diesem Zweck ist die Gewinnbandbreite des Drain-Schalters zwischen 1 und 10 MHz eingestellt. Die obere Grenze für die Gewinnbandbreite ist, wie noch näher erläutert wird, normalerweise genügend niedrig angesetzt, um ein Schwingen in den Modullasten zu vermeiden.
Da die regelnden Drain-Schalter Megahertz Bandbreiten haben, sind sie in der Lage, für im wesentlichen augenblickliche Korrekturen für die Realzeitänderungen in der Last oder in der Einspeisung zu sorgen, die während gepulster Radarübertragungen vorhanden sind, und sie können die 10-12 Volt Ausgangsgleichspannungen mit Millivolt-Genauigkeiten an den einzelnen S/E-Moduln beibehalten. Die Ausgangsgrößen von jedem der mehreren Tausend Leistungsverstärker in einem einzelnen Radarsystem sind dadurch gegen durch die Last oder die Leistungsversorgung hervorgerufene Änderungen in der Pulsamplitude stabilisiert und gestatten somit, daß die maximal mögliche Puls-zu-Puls-Korrelation existiert.
Zusätzlich zu dem zuvor beschriebenen bilden die regelnden Drain-Schalter Mittel, um die Zerstörung der MMICs innerhalb des S/E Moduls im Falle von Hardware- oder Software- Fehlern zu verhindern.
Das elektrische Schaltbild des digital programmierbaren regelnden Drain-Schalters und seiner externen Verbindungen mit einer Leistungsquelle, einer Last und entsprechenden Steuersignalen sind in Fig. 6 dargestellt.
Jeder regelnde Drain-Schalter hat drei Leistungsanschlüsse P1, P2 und P3. Der erste Anschluß (P1) dient zum Verbinden des Drain-Schalters mit einer entfernten Leistungsversorgung. Insbesondere ist der Anschluß (P1) über dem geschichteten Sammelleiterstab (3) mit dem positiven Anschluß von dem großen Speicherkondensator (5) und der 1 kW Leistungsversorgung verbunden. Der geschichtete Sammelleiterstab (3) ist so dargestellt, daß er aus einer Reiheninduktivität besteht, der ein Widerstand parallel geschaltet ist, wobei die Kombination mit einem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist. Die Größen werden, wie noch erläutert wird, von praktischer Bedeutung, wenn die Leistung in Pulsen mit schnellen Anstiegzeiten und kurzen Zeitdauern übertragen werden. Der zweite Leistungsanschluß (P2) ist der Ausgangsanschluß zum Verbinden des regelnden Drain-Schalters mit der zugeordneten MMIC S/E Modullast (32). Die Leiterinduktivität zwischen dem regelnden Drain-Schalter und dem MMIC Modul ist bei 12 dargestellt. Die Leiterinduktivität wird signifikant, wenn Energie in kurzen Pulsen zugeführt wird. Sollte der regelnde Drain-Schalter mit einer schnellen Anstiegs- oder Abfallzeit ein- oder ausschalten dürfen, bewirkt die Induktivität ein Schwingen in der Last. Der dritte Leistungsanschluß (P3) ist der Erd- beziehungsweise Masse-Rückleiter, zu dem sowohl die Einspeisung als auch die Last zurückgeführt wird.
Die an den regelnden Drain-Schalter angelegten Steuersignale werden über die Einunddreißig Streifen (36) auf dem Substrat (34) (siehe Fig. 4) eingeführt. Wie aus Fig. 6 ersichtlich ist, umfassen die Steuersignale das Sender-Befähigungs-Steuersignal, das den regelnden Drain-Schalter ein- und ausschaltet, wenn jeder Puls gesendet wird, das Kalibrierungs-Steuersignal, das zum Festlegen und Inkrementieren der Referenzspannung verwendet wird, und "andere Verbindungen", die zum Korrigieren von Abweichungen von Modul zu Modul und für andere Zwecke verwendet werden können.
Die Schaltungsanordnung des digital programmierbaren regelnden Drain-Schalters (37) ist in Fig. 6 dargestellt. Die Hauptkomponenten umfassen eine Temperatur-kompensierte Spannungsreferenz (10), einen Digital/Analog-Wandler (DAC) und ein RAM (11), einen zweistufigen Steuerpuffer (T2, T3), einen Operationsverstärker (OPAMP) (13), einen diskreten MOS Leistungstransistor (T1), Kondensatoren C1 bis C3 und Widerstände R1 bis R6.
Die Natur der vor stehend genannten Komponenten und ihre Verbindungen sind wie folgt. Die Temperatur-kompensierte Spannungsreferenz (10) ist über einen Spannungsabfallwiderstand (R6) mit dem internen 12 Volt Drain-Versorgungsbus (14) und mit der internen Erd- bzw. Masseverbindung des Drain-Schalters verbunden. Der Wert des Widerstandes (R6) ist so gewählt, daß die Leistungsfähigkeit des Reglers optimiert wird. Die Temperatur-kompensierte Spannungsreferenz kann eine Temperatur-kompensierte Zener-Referenz oder ein Bandabstandsregler sein, der die Tendenz hat, von Natur aus temperaturstabil zu sein. Die Qualität der Temperaturkompensation sollte ausreichend hoch sein, um die Ausgangsspannung innerhalb von einem Millivolt des nominal fünf bis sieben Volt Zener-Wertes über dem erwarteten Bereich der Temperaturänderung zu halten. Die Temperatur wird sowohl durch die Umgebungstemperatur als auch durch das dynamische Temperaturgleichgewicht innerhalb des Gerätes beeinflußt, das zwischen der Erwärmung, die durch den Verbrauch in der Elektronik hervorgerufen wird, und der Luftkühlung erreicht wird. Typisch sollte der Temperaturkompensationsbereich sich über 100ºC erstrecken.
Die Ausgangsgröße des Spannungsreglers 10 steht mit dem Signaleingang von dem DAC und RAM (11) in Verbindung. Das Element (11) ist in dem Ausführungsbeispiel 1/4 von einer integrierten Schaltung des Typs AD 7225, das sowohl eine D/A-Wandlung als auch einen Speicher aufweist. Typisch hat der D/A-Wandler 8 Bit Auflösung und gestattet eine Inkrementierung oder Dekrementierung des dem RAM zugeführten Eingangssignals in 256 Teilen. Das Ausgangssignal des Teils (11) bildet die Spannungsreferenz plus oder minus Inkrementierungen dieser Größe als eine Funktion der Kalibrierungs- und Korrektur-Steuersignale nach.
Der Ausgang von dem DAC und RAM (11) ist über einen zweistufen, temperaturstabilen, gesteuerten Puffer, der für eine erwünscht kleine Impedanzansteuerung sorgt, mit dem Eingang des OPAMP (13) verbunden. Der gesteuerte Puffer besteht aus einem NPN Transistor (T2) des Typs 1904 in einer Emitter-Folger-Schaltung, der die erste Stufe des Puffers bildet, gefolgt von einem PNP Transistor (T3) des Typs 1906, der ebenfalls in der Emitter-Folger-Schaltung geschaltet ist und die zweite Stufe des Puffers bildet.
Die Pufferverbindungen zwischen dem DAC und RAM (11) und dem OPAMP (13) sind wie folgt. Das Signal von dem DAC und RAM (11) wird der Basis des Transistors (T2) zugeführt. Der Kollektor des Transistors (T2) ist mit dem B+Bus verbunden und der Emitter des Transistors (T2) ist über den 2K Ohm Vorspannwiderstand (RS) mit der internen Masse bzw. Erde verbunden. Das am Emitter des Transistors (T2) erscheinende Signal wird der Basis des Transistors (T3) zugeführt. Der Kollektor des Transistors (T3) ist nach Erde bzw. Masse zurückgeführt, und der Emitter des Transistors (T3) ist über einen Vorspann- und Pufferwiderstand (R1) mit dem Steuereingang für das Befähigungssignal des Senders verbunden. Der Emitter des Puffers ist dann mit dem positiven Eingang des OPAMP (13) verbunden.
Die Verwendung der zwei NPN/PNP Emitter-Folger-Pufferstufen zwischen dem DAC und RAM (11) und dem OPAMP (13) erzeugt einen temperaturstabilen Puffer mit einer kleinen Treiberimpedanz für den OPAMP. Die Temperaturkompensation folgt aus der Tatsache, daß komplementäre Transistoren in dem Signalverbindungspfad verwendet werden, so daß jede durch Temperatur hervorgerufene Drift in der Eingangsübergangsspannung des ersten Transistors im wesentlichen gleich und mit entgegengesetztem Vorzeichen von derjenigen des zweiten Transistors ist. Somit liefern die zwei eine kompensierte Ausgangsspannung an den Eingang des OPAMP. Die Emitter-Folger-Schaltung erzeugt eine Abwärts-Impedanztransformation, die, nachdem sie zweimal aufgetreten ist, eine kleine endgültige Treiberimpedanz für den Operationsverstärker (13) erzeugt. Der Widerstand (R1) in dem Sender-Befähigungspfad zu dem OPAMP hat einen hohen Wert von 3,3 K relativ zu der kleinen Impedanz des Pufferausganges. Der Widerstand (Rl) sorgt demzufolge sowohl für eine Vorspannung für die Ausgangsstufe des Puffers als auch für eine Pufferwirkung, die die Tendenz hat, jedes Rauschen auf dem Befähigungs-Steuerpfad des Senders zu verkleinern, das an dem OPAMP-Eingang auftreten könnte.
Der OPAMP (13), der durch das Sende-Befähigungs-Steuersignal ein- oder ausgeschaltet wird, vergleicht die Ausgangsgröße über der MMIC Last mit der Referenz, die von dem DAC und RAM (11) angelegt ist. Er stellt dann die Verstärkung des Transistor-Schalters (T1) ein, der zwischen dem DC Bus und die MMIC Last in einer engen Rückführungsschleife geschaltet ist, um die Spannung an der Last in eine proportionale Entsprechung mit der Referenzspannung zu bringen.
Die Verbindungen mit dem negativen Eingangsanschluß des OPAMP sind wie folgt. Der negative Eingangsanschluß des OPAMP (13) ist mit der Verbindung zwischen den Widerständen R2 und R3 verbunden, die zusammen einen Spannungsteiler bilden, der zwischen den Anschluß (P2), mit dem die MMIC Last (32) verbunden ist, und Erde bzw. Masse geschaltet ist. Diese Verbindung liefert eine Spannung an den negativen Eingangsanschluß des OPAMP, die gleich der halben Spannung ist, die über der Last auftritt. Ein 470 pF Kondensator, der für eine Hochfrequenz-Rückführung sorgt, ist zwischen den Ausgang des OPAMP und den negativen Eingangsanschluß geschaltet.
Der Ausgangsanschluß des OPAMP (13) ist mit dem Gate des Transistorsschalter (T1) verbunden, der den Stromfluß von dem DC Bus zu der MMIC Last steuert und dadurch die Spannung an der MMIC Last steuert. Die Verbindung ist eine Wechselspannungsverbindung, die über einen 0,1 uF Kopplungskondensator (C1) hergestellt ist. Ein 10K Ohm Widerstand (R4), der zwischen das Gate und die Source des Transistors (T1) geschaltet ist, dient zur Entladung des Kopplungskondensators (C1) nach einer kurzen Zeit. Der Drain- Anschluß des Transistors (T1) ist mit dem internen B+ Bus (14) und mit dem positiven Anschluß von einem Filterkondensator (C3) mittlerer Größe verbunden, der nahe der S/E Unteranordnung angeordnet ist, deren negativer Anschluß mit der internen Masse bzw. Erde verbunden ist. Der Kondensator (C3) teilt sich zwischen zwei regelnde Drain-Schalter auf, so daß die effektive Kapazität etwa die Hälfte des angegebenen Wertes beträgt. Die Kondensatorgröße ist abhängig von seinem internen Reihenwiderstand, so daß bei einem kleineren Reihenwiderstand ein kleinerer Wert, z. B. 25 uF, angemessen sein kann. Die Drain des Transistors (T1) ist mit dem Anschluß (P1) verbunden für eine Verbindung über den geschichteten Sammelleiterstab (3) mit der entfernten 1 kW Leistungseinspeisung (4) und dem entfernten großen Filterkondensator (5). Die Source des Transistors (T1) ist mit dem Anschluß (P2) verbunden, um den Stromkreis von dem D/C Bus (14) zu der MMIC Last (32) zu schließen.
Der Transistor (T1) ist ein N-Kanal 50 Volt Leistungs-MOS- FET, der gerade kürzlich verfügbar gemacht worden ist. Die Charakteristik, in der der Transistor insbesondere verbessert worden ist, bezieht sich auf den Drain-Source-Widertand (RDS) (ein), der für Ströme in der Größenordnung von fünf Ampere kleiner als 0,1 Ohm ist. Im vorliegenden Fall trägt der Spannungsabfall, der dem Regler zuzuordnen ist, etwa 0,2 von einem Volt bei fünf Ampere, was den Verbrauch in der Reglerschaltung verkleinert, wenn in der Leistungsanspeisung weniger "Bauhöhe" verwendet wird. Zur gleichen Zeit ist die Eingangskapazität der Vorrichtung auf sehr kleinen Werten gehalten worden, die typisch weniger als 1000 pF beträgt. Das Ergebnis ist, daß die Bandbreite der Vorrichtung, wenn sie als ein Verstärker betrachtet wird, mehrere Megahertz sein kann. Die Vorrichtung ist deshalb schnell genug, um Änderungen in der Leistungseinspeisung, die bei den hohen Geschwindigkeiten auftreten, die zum Ein- oder Ausschalten des Pulses erforderlich sind, oder Zeitzu-Zeit-Änderungen in dem Puls der gepulsten Leistungsverstärker von einem Radarsystem zu kompensieren.
Der Transistor, der nominal eine "lineare Vorrichtung" ist, wenn er "ein"-geschaltet ist, kann bis zu einem gewünschten Leitfähigkeitswert durchgesteuert werden durch eine geeignete Einstellung der Vorspann- und Eingangssignalwerte. Da eine Verstärkung in der Rückführungsschleife vorhanden ist, ist eine Linearität für die Schleife zur Stabilisierung nicht erforderlich, und die Vorrichtung kann irgendwo in ihrem aktiven Bereich betrieben werden. Somit kann sie, wie andere Verstärker, verwendet werden, um für eine leicht variable (wenn nicht lineare) Leitfähigkeit zu sorgen, wie es zur Ausbildung eines regelnden Schaltvorgangs erforderlich ist.
Die Wahl eines N-MOS Leistungstransistors als regelnden Drain-Schalter im Gegensatz zu einer P-MOS Vorrichtung liefert mehrere Vorteile einschließlich geringerer Kosten-. Ein Nachteil ist, daß eine höhere Spannung als die nominal B+ Spannung erforderlich ist, um das Gate durchzuschalten. Eine derartige Spannung wird jedoch leicht erhalten durch Verwendung einer Kondensator-Kopplung von dem OPAMP, der von +12 bis -12 Volt arbeitet.
Der regelnde Drain-Schalter, dessen Schaltung vorstehend beschrieben worden ist, bildet eine den OPAMP und den MOS Leistungs-Transistor verbindende enge Rückführungsschleife, die die Ausgangsspannung des MOS Leistungs-Transistors proportional zu der Referenzspannung hält, die an dem positiven Anschluß des OPAMP angelegt ist. Diese Relation gilt, solange die Schleifenverstärkung signifikant über eins liegt und der dynamische Bereich des Systems nicht überschritten wird. Der Rückführungskondensator von 470 pF begrenzt die Anstiegs- und Abfall zeit der Schaltungsanordnung auf etwa 0,4 Mikrosekunden und setzt die obere Grenze bei den steilen Anstiegszeiten, die bei hochfrequenten transienten Vorgängen erscheinen. Der Zweck dieser Grenze liegt darin, die Spannung zu begrenzen, die über der Leiterinduktivität (12) entwickelt wird, die mit den einzelnen S/E Moduln (32) verbunden sind, um ein Schwingen zu verhindern. Die Anstiegs- und Abfall zeit kann demgemäß auf den optimalen Wert eingestellt werden, der zur Verhinderung von Schwingen erforderlich ist, indem die richtige Größe für den Kondensator (C2) in der Rückführungschleife gewählt wird.
Bei normalem Betrieb, der bis etwa eine Millisekunde fortbesteht, ist die Ausgangsspannung des Drain-Schalters direkt proportional zu der Referenzspannung. Dabei wird angenommen, daß der Kopplungskondensator (C1) noch nicht zu stark entladen worden ist und daß die Schleifenverstärkung weiterhin signifikant über eins liegt. Wenn die Pulsbreite eine Millisekunde überschreitet, überschreitet die Spannung, die über dem Kopplungskondensator von 0,1 uF entwickelt wird, den dynamischen Bereich der Rückwärtsspannung des OPAMP, wodurch die Rückführungsschleife zusammenbricht. Dies wiederum bewirkt, daß die Ausgangsgröße des regelnden Drain-Schalters schnell auf Null abfällt.
Somit ist die maximale Einschaltzeit des Drain-Schalters durch den Kopplungskondensator (C1) und den Gate-Source-Widerstand (R4) begrenzt. Die Wechselspannungskopplung schützt die MMIC Last davor, überhitzt und zerstört zu werden beim Auftreten eines Hardware- oder Software-Fehlers, der den Drain-Schalter für eine längere Periode eingeschalten halten würde. Dieses Merkmal ist insbesondere wichtig, wo eine kleine Anzahl von Moduln falsch eingeschaltet werden und die somit hervorgerufenen Spitzenanforderungen das mittlere Stromhandhabungsvermögen der Leistungseinspeisungen nicht übersteigen, aber trotzdem eine Überhitzung der einzelnen Modullasten bewirken können.
Der Betrieb des Leistungsverteilungssystems aus den großen 1 kW Versorgungen (4) zu den einzelnen S/E Modul (32)-Lasten kann am besten anhand der Fig. 7A und 7B erläutert werden. Wie bereits ausgeführt wurde, umfassen die Hauptelemente in diesem Abschnitt des Leistungsverteilungssystems die kW Leistungsversorgung (4), den großen Filterkondensator (5), den geschichteten Sammelleiterstab (3), die Kondensatoren (C3) in der S/E-Unteranordnung und schließlich den geregelten Drain-Schalter (37), der mit der S/E Modullast (32) in Reihe geschaltet ist.
Diese Elemente arbeiten durch mehrere Mechanismen, um die Spannung an den S/E-Unteranordnungen während der 1 Millisekunde langen Periode beizubehalten, die als Einstellung der äußeren Grenzen von einem gesendeten Puls betrachtet wird. Während der ersten wenigen Mikrosekunden, wahrscheinlich nicht über 10, wird die Versorgungsspannung durch den lokalen Kondensator (C3) in der S/E-Unteranordnung aufrecht erhalten, wobei ein Anfangsabfall durch die Größe des Reihenwiderstandes des Kondensator s bestimmt wird. In der Periode von Null bis 100 Mikrosekunden wird die Energie, die durch den Sammelleiterstab (3) von den großen Filterkondensatoren (5) zugeführt wird, in signifikanter Weise modifiziert durch die wechselspannungs-Reihenimpedanz des Sammelleiterstabes, die aus der Induktivität und dem Widerstand besteht, die sich während der Leitung von Hochfrequenzenergie ändert. In der Periode zwischen 100 Mikrosekunden bis 1 Millisekunden wird die wechselspannungs-Impedanz des Sammelleiterstabes auf den Gleichstromwert verkleinert, und der Reihenwiderstand des großen Kondensator s wird nun signifikant. Vorausgesetzt, daß eine Spannung von 10,5±1/2 Volt an der MMIC Modullast gewünscht wird, hält der vorliegende regelnde Drain-Schalter die Ausgangsspannung innerhalb der Regelungsgenauigkeit des Drain-Schalters über einen gesendeten Puls für eine Periode von mehr als 200 Mikrosekunden und bis nahe 1 Millisekunde.
Die Spannungs/Zeit-Leistungsfähigkeit des Leistungsverteilungssystems an der "schlechtesten" S/E-Unteranordnung, die die S/E-Unteranordnung in der Mitte der Reihe ist, und die dem Eingang des regelnden Drain-Schalters zugeführt ist, ist auf einem Computer simuliert worden, was zu der vorausgesagten Spannungs/Zeit-Leistungsfähigkeit führt, die durch die gestrichelte Linie in Fig. 7B angegeben ist.
Die simulierte Leistungsfähigkeit nimmt das vereinfachte Ersatzschaltbild an, das in Fig. 7A dargestellt ist. In dem Ersatzschaltbild ist die 1 kW Leistungsversorgung (4), die mit dem einen Ende des Sammelleiterstabes (3) verbunden ist, durch den 80 Ampere Generator an dem linken Ende der Figur dargestellt. Die zwei großen Kondensatoren (5), jeweils einer an jedem Ende des Sammelleiterstabes, sind durch den äquivalenten Reihenwiderstand (ESR) und die ideale Kapazität von 100.000 uF dargestellt. Die Symbole für die Kondensatoren sind entsprechend an den linken und rechten Enden der in Reihe geschalteten Elemente L/2 und Rac/2 in einem nicht-geerdeten Pfad angeordnet, die zusammen den Sammelleiterstab bilden. Die zwei Kondenstatoren (5) sind parallel zwischen den ungeerdeten Leiter und den geerdeten Leiter des Sammelleiterstabes geschaltet. Der Sammelleiterstab ist in Hälften dargestellt, da die Last, die nicht dargestellt ist und die der schlechtesten S/E-Unteranordnung entspricht, an der Mitte des Sammelleiterstabes angeordnet ist und Energie von beiden Enden empfängt. Die S/E-Modullast erscheint an der Mitte des Sammelleiterstabes am Knoten 40 zwischen den gestrichelten Linien, der mit MMIC bezeichnet ist und eine r/c Ersatzschaltbilddarstellung des Kondensators (C3) enthält. Die Last besteht aus dem in Reihe geschalteten MMIC Modul und dem regelnden Drain-Schalter, die zwischen die ungeerdeten und geerdeten Sammelleiterstäbe geschaltet sind. Für eine vereinfachte Betrachtung sind die Leiterinduktivitäten zu dem MMIC Modul und innerhalb der Kondensatoren vernachlässigt worden.
Die Berechnung, die bekannte Werte für jeden der vorgenannten Parameter annimmt, wobei verfügbare Komponenten verwendet werden, ist als eine gestrichelte Linie in Fig. 7B dargestellt, die die Eingangsgröße in den regelnden Drain- Schalter darstellt, wie es bereits ausgeführt wurde. Die Zeit-Koordinaten der grafischen Darstellung sind logarithmisch, während die Spannungs-Koordinaten linear sind. Aus der Darstellung kann entnommen werden, daß die gestrichelte Linie von dem linken Ursprung bis etwa 0,5 Millisekunden oberhalb 11 Volt bleibt. Daraus kann man schließen, daß ein Regler, der nur 0,2 von einem Volt der Bauhöhe erfordert, eine stabile Spannung an der Last von 10,5 Volt für Perioden liefern könnte, die gut 0,5 Millisekunden lang sind. Die gestrichelte Linie, die nahe dem 1 Mikrosekunden Zeitursprung bei 11,5 Volt beginnt, fällt etwas weniger als 1/2 Volt bei unter 10 Mikrosekunden ab, steigt graduell an, hat unterhalb von 100 Mikrosekunden einen Spitzenwert bei etwa 11 1/2 Volt und fällt dann graduell ab auf etwa 10,3 Volt bei 1 Millisekunde.
Die Grundlage für die gestrichelte Computer-Kurve kann anhand der drei ausgezogenen Linien erhalten werden, die in der Darstellung von links nach rechts verlaufen.
Die Energie, die dem MMIC S/E Modul während des gepulsten Betriebs zugeführt wird, wird von drei Quellen geliefert, die in Fig. 7A dargestellt sind; durch die Entladung des Kondensators C3 in der S/E-Unteranordnung; durch die Entladung des großen (100.000 uF) Kondensators 5 und die kW Leistungsversorgung (4). Bei Pulsen normaler Länge wird die Hauptenergie durch die Entladung der zwei Kondensatoren zugeführt, wobei die Induktivität des Sammelleiterstabes und die parasitären Widerstände Energie absorbieren, die anderenfalls in der Last verfügbar wär. Die Entladung der Induktivität des Sammelleiterstabes tritt normalerweise nach dem Puls auf. Die 1 kW Leistungsversorgung (4) liefert einen kleinen Bruchteil der Energie während des Sendepulses.
Wenn man mit den vorstehend verifizierten, aber variablen Annahmen arbeitet, stellen die drei ausgezogenen Linien in Fig. 7B die Hauptmechanismen dar, die die Amplitude der Ausgangsspannung am Eingang zu dem regelnden Drain-Schalter beeinflussen. Am Beginn eines Pulses, innerhalb etwa einer Mikrosekunde, fällt die Spannung steil ab um 1/2 Volt von dem Wert ohne Last von 12 Volt der 1 kW Versorgungen. Diese Spannung würde an graduell auf unter 10 Volt bei 10 Mikrosekunden abfallen, wenn sie nicht durch Energie aus dem geschichteten Sammelleiterstab gestützt würde. Die erste ausgezogene Linie stellt die Entladung der Kapazität C3 der S/E-Unteranordnung über ihren eigenen Reihenwiderstand in die HF Modullast dar. Die Zeitkonstante der Entladung nimmt eine eine kleine Impedanz aufweisende Last an, die mit dem Knoten 40 verbunden ist, und wird sowohl durch den Wert der Kapazität als auch des Reihenwiderstandes eingestellt. Wenn der Reihenwiderstand materiell verkleinert werden kann, kann der Wert der Kapazität proportional verkleinert werden. Verfügbare Tantal- und Keramik-Kondensatoren sind geeignet, während Kondensatoren mit einem Aluminium-Elektrolyten unter einem übermäßig großen Reihenwiderstand leiden.
Die zweite ausgezogene Linie, die sich von mehreren Mikrosekunden bis etwa 100 Mikrosekunden erstreckt, stellt den Effekt einer abfallenden komplexen Impedanz dar, die durch den Sammelleiterstab dargestellt ist, da nun der Last an der Mitte des Sammelleiterstabes von den zwei großen Speicherkondensatoren (5) an den Enden des Sammelleiterstabes Energie zugeführt wird. Der Prozeß beginnt, wenn der steile transiente Anfangsstrom in die zwei Enden des Sammelleiterstabes fließt. Die anfängliche Wechselstromimpedanz des Sammelleiterstabes ist hoch, aber wenn der transiente Vorgang fortschreitet, fällt die Wechselstromimpedanz ab, und bei etwa 100 Mikrosekunden ist die Zeitkonstante, die durch den Sammelleiterstab und ihren Reihenwiderstand dargestellt ist, entladen und es verbleibt nur der relativ kleine Gleichstromwiderstand, was zu der dritten ausgezogenen Linie führt, die für den Endabschnitt des Pulses gilt.
Die dritte ausgezogene Linie, die sich von etwa 100 Mikrosekunden bis eine Millisekunde erstreckt, stellt den Effekt des Reihenwiderstandes des großen Speicherkondensators dar, wenn er Energie an den Sammelleiterstab liefert. Der Spannungsabfall des Kondensators (5) aufgrund seines Reihenwiderstandes beträgt etwa 0,1 Volt und wesentlich weniger als derjenige, der aufgrund des letzten Gleichstromwiderstandes des Sammelleiterstabes auftritt. Die folgende Linie von 100 Mikrosekunden an stellt die Entladung des Kondensator s über seinen eigenen Reihenwiderstand auf eine Last mit kleiner Impedanz dar. Wie bereits ausgeführt wurde, ist die Energie über einen großen Teil der verbleibenden einen Millisekunde durch eine Last nutzbar, die 10,5 Volt an dem Reglerausgang erfordert.
Die pendelnde gestrichelte Linie stellt somit eine Kombination von den drei Effekten dar, die vorstehend erläutert und durch die drei ausgezogenen Linien wiedergegeben sind. Es sei wiederholt, daß die ersten wenigen Mikrosekunden nahezu ausschließlich die Energieversorgung aus dem Kondensator (EN) C3 in der S/E-Unteranordnung darstellen. Nach wenigen Mikrosekunden jedoch beginnt Energie am Knoten 40 der S/E-Unteranordnung aufzutreten, die über den Sammelleiterstab von den zwei großen Speicherkondensatoren (5) geliefert wird. Die zwei Energiequellen arbeiten über 10 Mikrosekunden zusammen, um die Ausgangsspannung am Knoten 40 mit einem Abfall von weniger als einem 1/2 Volt aufrechtzuerhalten. Wenn man sich den 100 Mikrosekunden nähert, wird die Energieversorgung durch den Gleichstromwiderstand des Sammelleiterstabes (der sich nicht mehr verändert) und durch den Reihenwiderstand des Kondensators beeinflußt. Diese parasitären Widerstände sind klein und modifizieren die graduelle, durch die Last bestimmte Entladung des großen Kondensator s in die S/E-Moduln auf dem gleichen Sammelleiterstab über eine Periode bis nahe eine Millisekunde.
Die grafische Darstellung in Fig. 7B setzt die Werte der angegebenen Variablen voraus. Der äquivalente Reihenwiderstand (ESR) des großen Kondensators (5) beträgt etwa 2,2 Milliohm mit einem maximalen Effektivstrom von 30 Ampere. Der Kondensator C3, wenn er ein Tantal-Kondensator ist, hat 50 Milliohm, wobei eine Kapazität von 100 uF angenommen wird. Eine äquivalente Leistungsfähigkeit kann erhalten werden, wenn statt dessen ein Keramik-Kondensator von 2,2 uF mit einem ESR von 20 Milliohm verwendet wird. Die Parameter des Sammelleiterstabes hängen von der Leitergeometrie ab, wobei seine wichtigsten Faktoren sind, eine minimale Länge (L) und eine maximale Breite bzw. Weite (W) im Interesse minimaler HF Impedanzen beizubehalten. Jeder +12 Volt Leiter des Sammelleiterstabes führt einen Spitzenstrom von 320 Ampere mit einem Mittelwert von 80 Ampere oder 960 Watt mit 25% Tastverhältnis, um die 16 S/E-Unteranordnungen zu betreiben, die dem Leiter zugeordnet sind. Bei vier +12 Volt Leitern in dem Sammelleiterstab sind die Gesamtwerte vier Mal größer. Der +5 Volt Leiter liefert 16 Ampere kontinuierlich, und der -12 Volt Leiter führt etwa ein Ampere.
Das vorgenannte Lasterfordernis (z. B. 80 Ampere mittlerer Last) führt unter Verwendung üblicher Kupfer-Nenndaten zu einzelnen Leitern mit einem Querschnitt, der einem Draht Nummer 6 entspricht. Jedoch stellt das Erfordernis, daß die Leiter wesentliche Energiemengen 90 bis 120 cm von der Quelle weg innerhalb mehrerer Mikrosekunden liefern, strenge Anforderungen an die Leiterkonfiguration, worauf hingewiesen wurde. Die beeinflußten Parameter steuern die serielle Hochfrequenz-Induktivität und den seriellen Hochfrequenz-Widerstand der Leiter des Sammelleiterstabes.
Aus mechanischen Gründen beträgt die minimale Dicke der einzelnen Leiter 0,5 mm (0,020 Zoll), was bereits erwähnt wurde. Wenn größere Stromlasten gegeben sind, kann dieser Wert vergrößert, aber nicht verkleinert werden. Die Breite der Leiter wird dann an die Stromgröße angepaßt. Eine größere Breite ist ein sehr signifikanter Faktor bei der Verkleinerung sowohl der HF Reiheninduktivität (L) als auch des HF Reihenwiderstandes (Rac) der Leiter des Sammelleiterstabes. Bei der vorliegenden Anwendung ist eine Breite von etwa 51 mm (2 Zoll) geeignet.
Die elektrischen Eigenschaften des Sammelleiterstabes, der für die Übertragung elektrischer Hochfrequenzenergie anwendbar ist, sind die Shunt-Kapazität C, die Shunt-Leckage (G), die Hauttiefe (SD), die HF Reiheninduktivität (L), der HF Reihenwiderstand (Rac). (Der Wellenwiderstand Z der Leitung, die als eine Übertragungsleitung betrachtet wird, wird bei dem Aufbau nicht verwendet).
Bei dem Aufbau hat sich die Shunt-Kapazität als klein erwiesen und kann vernachlässigt werden.
C = 0,223·K·W·L/D Pikofarad (1)
wobei K = relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht
W = Leiterbreite in Zoll (1 Zoll = 25,4 mm)
L = Länge des Sammelleiterstabes
D = Die Dicke der dielektrischen Schicht
Die übliche Dicke des Dielektrikums beträgt 0,14 mm (0,0055 Zoll). Da der Sammelleiterstab ein Niederspannungs- Sammelleiterstab ist, könnte man die dielektrische Dicke verkleinern. Praktische Überlegungen geben jedoch eine Dicke von etwa 0,08 mm (0,003 Zoll) als ein Minimum für die dielektrische Schicht an.
Die Shunt-Leckage (G) für übliches dielektrisches Material ist ebenfalls klein und kann vernachlässigt werden.
G = U·W/D Siemens/Zoll (1 Zoll = 25,4 mm) (2)
Die Haut- bzw. Skintiefe (SD) gehen in die kritischen Ausdrücke (3) (4) ein und beeinflussen die Übertragung von Hochfrequenzenergie:
SD = 1/pi·f·M·N Zoll (3)
wobei f = Frequenz der zugeführten Welle
M = die Permeabilität von Kupfer (im wesentlichen 1) und
N = die Leitfähigkeit von Kupfer
Die Skin-Tiefe für 100 kHz beträgt 0,21 mm (0,0082 Zoll. Die Reiheninduktivität (L) begrenzt die Hochfrequenzübertragung:
L = 31,9 (d+SD)·1 /W NanoHenry (4)
Sie regt zu größerer Breite für den Sammelleiterstab (z. B. etwa 2) an und bestimmt, daß beide Seiten des Sammelleiterstabes mit einer gegenüberliegenden Erdebene von gleichen Abmessungen mit einer Verkleinerung der Induktivität von nahezu zwei verwendet wird. Sie regt auch zu einer minimalen Länge an, die durch Energiezufuhr von beiden Enden des Stabes erzielt wird, um L um die Hälfte zu verkleinern, d. h. durch Verwendung von zwei Kondensatoren (5). Die Skin- Tiefe von 0,21 mm (0,0082 Zoll), wobei 100 kHz Signalgehalt angenommen ist, dominiert Gleichung (3), wenn die dielektrische Dicke wesentlich unter Gleichheit abfällt. Jedoch unterliegen die die Skin-Tiefe bestimmenden Variablen keiner einfachen Manipulation, Kupfer ist ein bevorzugter Leiter und die Technologie für seine Anwendung ist hoch entwickelt.
Der HF Widerstand (Rac) ist die zweite kritische Begrenzung für das Hochfrequenzenergie-Übertragungsvermögen von Sammelleiterstäben.
Rac = 4·1/SD·W·N Ohm (5)
Hier begünstigt wiederum die Konfiguration die Verkleinerung der Länge (auf die Hälfte) durch Energiezufuhr zu dem Sammelleiterstab für beide Enden (d. h. durch die Verwendung von zwei Kondensatoren (5)). Der Ausdruck gibt auch an, daß eine erhöhte Breite den Hochfrequenzwiderstand verkleinert.
Der Ausdruck für den Wellenwiderstand (Z) der Übertragungsleitung ist wie folgt:
Z = R + jWL/G+jwC Ohm
Dem Ausdruck fehlt die Anwendbarkeit unter den vorliegenden Umständen, bei denen hohe Verluste aufgrund des Skin-Effektes ein sehr kleines "Q" bei 100.000 Hz hervorrufen. Dies "Q" ist kleiner als eins. Weiterhin verhindert eine kleine Tastimpedanz eine Impedanzanpassung an den Wellenwiderstand der Leitung. Die Analyse und unterstützende Experimente haben gezeigt, daß die Zufuhr von signifikanter Hochfrequenzenergie in einem Pulssystem entlang einem Sammelleiterstab von einer Minimierung der HF Reiheninduktivität L und des HF Reihenwiderstandes Rac und/oder ihrer Resultierenden abhängt.
Zusammenfassend sei bemerkt, daß die Skin-Tiefe-Gleichungen von dem Material abhängen und Kupfer oder andere verfügbare Materialien, wie beispielsweise Messing, begünstigen. Die Geometrie-Faktoren schlagen eine minimale Länge für den Sammelleiterstab in seiner Leitfähigkeit von Hochfrequenzenergie zu den einzelnen Lasten vor. Dies regt dazu an, daß die großen Kondensatoren (5) nicht an dem einen Ende des Sammelleiterstabs allein angeordnet werden, sondern an beiden Enden, um die effektive Länge des Sammelleiterstabes zu verkürzen, wie sie von einzelnen Lasten gesehen wird. Schließlich erscheint der Breiten-Faktor in dem Nenner von sowohl dem Ausdruck für die HF Induktivität als auch den HF Widerstand. Ein Aufbau, der einen langgestreckten rechteckigen Querschnitt verwendet, wird begünstigt. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beträgt die Breite 51 mm (2 Zoll) und die Dicke 0,5 mm (0,020 Zoll).
Die Konstruktionsüberlegungen und die berechnete Leistungsfähigkeit nehmen den mittleren MMIC Modul als die Last und ein Beispiel für den schlechtesten Fall an. Die Spannungsänderung an den anderen Stellen würden in den zeitlichen Rahmen von 3 Mikrosekunden bis 100 Mikrosekunden wesentlich kleiner sein. Während dieses ersten Intervalls steuern die Wechselstromeigenschaften des Sammelleiterstabes die Verteilung von Energie zu den einzelnen S/E-Unteranordnungen. In dem Zeitrahmen von 100 Mikrosekunden bis Millisekunde ist die Leistungsfähigkeit im wesentlichen identisch. Wenn die Ausgangsgröße des Sammelleiterstabes direkt an eine Last angelegt würde (mit lokaler Kapazität C3 aber ohne den regelnden Drain-Schalter 32) würde die Drain-Spannung in dem etwa 10 Mikrosekunden betragenden Zeitrahmen von Modul zu Modul leicht variieren. Die Änderung würde sich von Puls zu Puls in einer normalen Radar-Pulskette nicht ändern. Wenn es mit dem regelnden Drain-Schalter verwendet wird, liefert das Leistungsverteilungssystem eine im wesentlichen gleichförmige Leistung an alle MMIC Moduln in den verschiedenen S/E-Unteranordnungen.
Fig. 3D ist eine vereinfachte Darstellung von der Packung des Sammelleiterstabes, um sowohl die Leistungsverbinder (die bereits in den Fig. 3A, 3B und 3C dargestellt und in Verbindung mit diesen erörtert wurden) als auch die Steuerverbindungen mit den S/E-Unteranordnungen (2) zu enthalten. Jede Unteranordnung ist mit einem Verbinder (41) versehen, typisch 31 Stifte mit einem mittleren Stromführungsvermögen von 1 Ampere. Der geschichtete Sammelleiterstab ist fabrikgefertigt, um vier Ansatzstücke (42) an jeder der 64 Positionen der Unteranordnung zu bilden. Einunddreißig Stiftfassungen (41) sind dann auf dem Sammelleiterstab montiert vorgesehen, die mit den vier Leistungsanzapfungen (42) verbunden sind, die zu den vier entsprechenden Leitern des Sammelleiterstabes führen. Die Fassungsstifte sind parallel, wie es notwendig ist, um das Stromführungsvermögen zu erfüllen, und die parallelen Stifte sind mit den vier Leistungsansatzstücken verbunden. Diese Verbindungen sind alle als Teil von einem Fabrikfertigungsverfahren gemacht, indem die Ausgangsverbinder Stift für Stift mit vergleichbaren Eingangsverbindern an den Enden des Sammelleiterstabes verifiziert sind, um die Integrität der Verdrahtung zu verifizieren.
Die Steuerverbindungen sind durch einen fabrikgefertigten Biegestreifenstecker (43) ausgebildet, der von einem Biegestreifenbus abzweigt, der mit der Unterseite des Sammelleiterstabes (3) verbunden ist. Die Verbinder (43) sind an jeder der 64 Positionen der Unteranordnung entlang dem Sammelleiterstab angeordnet. Diese Verbindungen sind auch als Teil von einem Fabrikfertigungsverfahren gemacht, in dem die Ausgangsverbinder Stift für Stift mit vergleichbaren Eingangsverbindern an den Enden des Sammelleiterstabes verifiziert sind, um die Integrität der Verdrahtung zu verifizieren.
Die Integration der Leistungs- und Steuerfunktionen in eine einzige, einheitliche fabrikmontierte Struktur gestattet, daß die Verbindungen mit Präzision entlang dem Sammelleiterstab an den Positionen der S/E-Unteranordnungen indexiert und elastisch an dem Sammelleiterstab angebracht sind. Somit sorgt ein einziger Stecker, der für das erforderliche Stromhandhabungsvermögen sorgt, die gesamte Gleichstromleistung und alle logischen Befehle, die zum Betätigen der MMIC Moduln erforderlich sind. Die Anordnung wird einfach und zweifelsfrei und ohne Gefahr einer Beschädigung von teuren elektronischen Gerätschaften durch eine Testbefestigung getestet, die die Eingangsverbinder des Sammelleiterstabes und die Modulausgangsverbinder verbindet und die programmiert ist, um eine Punkt-für-Punkt-Prüfung von allen Verbindungen durchzuführen. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gibt es 30.000 Verbindungen, die eine mechanisierte Verifizierung wesentlich machen.
Das gesamte einen geschichteten Sammelleiterstab aufweisende System mit logischen Befehlen, einschließlich Redundanz und Zufallsverteilung in den Verbindungen hoher Leistung ist somit aufnahmebereit für eine vollständige und automatische Prüfung mit einem Tester, der für den Zweck vorgesehen ist.
Die Verwendung eines regelnden Drain-Schalters, um die Spannung über einer gepulsten Last für die Dauer des Pulses aufrechtzuerhalten, gestattet die Einsparung sowohl von Raum als auch Masse in der Leistungsversorgung an der S/E- Unteranordnung. Der hier vorgeschlagene regelnde Drain- Schalter kann auf einfache Weise in Hybridform gefertigt werden und ruft weder ein Raumproblem hervor, weil die zusätzliche Elektronik klein ist, noch führt sie zu einer zusätzlichen Abwärme, da die Regelungsfunktion keine zusätzliche Wärme gegenüber derjenigen eines Schalters und seines Stromkreises hinzufügt. Es wird auch eine Nettoeinsparung in der Masse erzielt, da der regelnde Drain-Schalter als eine aktive Regelungseinrichtung gestattet, daß der gleiche Grad an Spannungsstabilisierung mit einem kleineren Filterkondensator an der S/E-Unteranordnung erzielt werden kann. In einem praktischen Beispiel wird eine drei zu eins Verkleinerung in der lokalen Kapazität und dadurch eine signifikante Einsparung in Volumen und Masse der Leistungseinspeisung erreicht. Wie bereits ausgeführt wurde, kann das neuartige Leistungsverteilungssystem, das auf einem kleinen Kondensator an den einzelnen S/E-unteranordnungs-Lasten, einem Sammelleiterstab mit kleinem HF Widerstand und kleiner HF Induktivität zum Übertragen von Energie von einem großen Speicherkondensator zu den Lasten beruht, mit einem regelnden Drain-Schalter verwendet werden, um eine hochgradige Genauigkeit zu erzielen. Wo Anforderungen an eine Leistungsversorgungsspannung diese Genauigkeit nicht erfordern, erzeugt das neuartige Leistungsverteilungssystem ohne den regelnden Drain-Schalter eine große Verbesserung unter Pulsbedingungen in der Stabilität der Versorgungsspannung.
Die Darstellung in Fig. 1 gibt eine Array an, in der die geschichteten Sammelleiterstäbe in einer horizontalen Ebene und die großen Speicherkondensatoren und die 1 kW Leistungsversorgungen entlang den vertikalen Seiten der Array angeordnet sind. Man kann mit gleicher und häufig größerer Zweckmäßigkeit die Sammelleiterstäbe vertikal anordnen, wobei sich alle 1 kW Leistungsversorgungen in einer horizontalen Linie an dem Boden der Array befinden. Dies verkürzt die größeren Stromversorgungspfade zu den 1 kW Versorgungen, die durch das rotierende Lager am Boden der Array hindurchführen müssen, und senkt das Gewicht, das von dem Lager getragen wird. Demzufolge sollen die Begriffe "Reihen und Spalten" in gleicher Weise auf den Fall Anwendung finden, wo die "Reihen" horizontal und die "Spalten" vertikal sind, wie auch für den Fall, wo die "Reihen" vertikal und die "Spalten" horizontal sind.
Das Leistungsverteilungssystem für die MMIC Leistungsmoduln erfordert besondere Beachtung hinsichtlich der Minimierung der Leiterinduktivitäten in den Hochstrompfaden, durch die den einzelnen Sendemoduln Leistung zugeführt wird. Diese Bedingungen - mit einigen anderen, zu denen das Erfordernis für eine gemeinsame Kühlung, einfache Reparierbarkeit und leichte Montage und Demontage gehören - diktieren einen modularen Aufbau und den Einschluß der Sendemoduln in ein einziges Paket mit der Leistungskonditionierung. Bei einem einzigen Paket kann ein einheitlicher Verbinder benutzt werden, um Leistung und Steuerbefehle von einem gemeinsamen Sammelleiter (Bus) zuzuführen. Die Ausbildung der S/E-Unteranordnung (die das modulare Element ist), die vier S/E- Moduln kombiniert, hat sich als die zufriedenstellendste Lösung erwiesen. Bei einem vier S/E-Moduln enthaltenden Paket kann man einige Kondensatoren vereinigen - von vier auf zwei oder auf einen - um für die erforderliche lokale Energiespeicherung zu sorgen. In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel sind die Regler nicht aufgeteilt, aber sie können zwischen den sendenden Moduln in einer einzigen S/E-Unteranordnung aufgeteilt sein. Die Paketbildung der sendenden Moduln mit der lokalen Leistungskonditionierung einschließlich der lokalen Kapazität und der lokalen Regelung ist vorteilhaft bei der Erzielung eines kompakten und effizienten Aufbaues.
Bei den geschichteten Sammelleiterstäben, die für eine Einrichtung niedriger Impedanz sorgen, um große Mengen an Hochfrequenzenergie über Distanzen von mehreren Fuß (ein Fuß beträgt etwa 0,3 Meter) innerhalb weniger Mikrosekunden zu liefern, sind mehrere Faktoren wichtig. Der Leiter des Sammelleiterstabes ist vorzugsweise Kupfer und hat eine angemessene Dicke (0,5 mm (0,020 Zoll) oder mehr), um die erforderliche Skin-Tiefe für eine effiziente HF Leistungsübertragung zu haben. Aluminium und Messing fehlen die erforderlichen Eigenschaften. Gold und Silber würden zufriedenstellend erscheinen, aber sie sind zu teuer. In Anbetracht der tiefen Skin-Tiefe sind übliche dünne Plattierungen ebenfalls nicht zufriedenstellend.
Die Gleichungen, die die Hochfrequenzinduktivität und den Hochfrequenzwiderstand der Sammelleiterstäbe definieren, diktieren eine Minimierung der Länge und Vergrößerung der Breite des Sammelleiterstabes für jeden Pfad von den großen Kondensatoren, - die die Hochfrequenzenergie in den Gleichstrompulsen liefern - zu den einzelnen Verbindern der S/E- Unteranordnung, die die hohe Frequenz verbrauchen. Somit wird die HF Impedanz (Induktivität und Widerstand) stark verkleinert, wenn der mittlere rechteckige Leiter einen langgestreckten Querschnitt hat und mit einem geerdeten heiter mit vergleichbarem Stromführungsvermögen auf jeder Seite versehen ist. Die Anordnung verdoppelt auf wirksame Weise die Breite von einem bereits breiten (51 mm (2 Zoll)) HF Pfad, ohne den Sammelleiterstab übermäßig breit zu machen. Indem die großen Kondensatoren an beiden Enden des Sammelleiterstabes angeordnet werden, wird die Pfadlänge verkürzt und die HF Impedanz verkleinert.
Die Betriebssicherheit der Leistungseinspeisungen wird ebenfalls erhöht durch die Verwendung von wenigen großen Kondensatoren, die zwischen den vielen Moduln aufgeteilt werden, die mit einem gemeinsamen Sammelleiterstab verbunden sind. Die Gefahr eines Kondensatorausfalles ist weitgehend unabhängig von der Größe, wenn gleich konservative Nenndaten gegeben sind, so daß die Fehlerrate in Proportion zu der Verkleinerung der Gesamtzahlen von Kondensatoren abfällt.

Claims

1. Energie- und Steuerbefehlverteilungssystem zur eine Array (1) von sendenden Unteranordnungen (2), die sendende Leistungsverstärker, empfangende rauscharme Verstärker und Phasenschieberelemente (32) enthalten, wobei jede Unteranordnung (2) in Reihen und Spalten hinter den Antennenelementen in einem phasengesteuerten Radar System angeordnet ist und Gleichstromleistung in Pulsen und Steuerbefehle erfordert, wobei das System enthält:

A) mehrere Unteranordnungsverbinder (42, 43), die jeweils Nieder-Spannungs-Gleichstromenergie und Steuerbefehle an eine zugeordnete Unteranordnung liefern, wobei die Verbinder in Reihen und Spalten an den Positionen der Unteranordnung angeordnet sind,

B) eine erste Anzahl von Energiespeicher-Kondensatoren (C3), die jeweils an einer Position der Unteranordnung angeordnet und mit dem nahegelegenen Unteranordnungsverbinder verbunden sind, gekennzeichnet durch:

jeder Kondensator (C3) hat eine angemessene Kapazität und einen angemessen niedrigen Reihenwiderstand zur Lieferung der Spitzenleistung, die von der zugeordneten Unteranordnung während einer ersten kurzen Periode gefordert wird, die den Beginn von jedem Puls umfaßt, während die Spannung an dem Unteranordnungsverbinder innerhalb einer vorbestimmten Differenz von dem Nullastwert ist, der für den Betrieb der Leistungsverstärker zulässig ist,

C) mehrere Hochstrom-Niedergleichspannungs-Hochleistungsversorgungen (4), die jeweils an dem einen Ende der Reihe von Unteranordnungen (2) mit angemessenem Leistungsvermögen angeordnet sind zum Betreiben der sendenden Unteranordnungen in der zugeordneten Reihe,

D) eine zweite Anzahl von großen Energiespeicher-Kondensatoren (5), wobei ein Kondensator an jedem Ende von jeder Reihe von Unteranordnungen angeordnet ist und ein angemessenes Energiespeichervermögen und einen angemessen kleinen Reihenwiderstand aufweist zur Lieferung der Spitzenleistung, die von der Unteranordnung in der zugeordneten Reihe für eine zweite, längere Periode gefordert wird, die vor dem Ende der ersten Periode beginnt und die Endabschnitte der Pulse umschließt,

E) mehrere Steuerbefehleingangsverbinder, wobei jeweils ein Verbinder für jede Reihe von Unteranordnungen vorgesehen ist, und

F) mehrere geschichtete Sammelleiterstäbe (3), die Pfade zur Lieferung von Energie und Steuerbefehlen zu jeder Reihe von Unteranordnungen bilden, in denen jeder Leistungsübertragungspfad aus einem ungeerdeten Leiter besteht, der zwischen zwei geerdeten Leitern angeordnet ist, wobei dazwischen dielektrische Schichten angeordnet sind und die Teile so dimensioniert sind, daß sie eine kleine HF Impedanz für gepulste Gleichstromleistung bilden, und

Pfade für Steuerbefehle mehrere dünne Leiter in einer gemeinsame Ebene aufweisen, die mit einem geerdeten Leiter eines Leistungsübertragungspfades verbunden sind, wobei die großen Speicherkondensatoren (5), die Hochleistungsversorgungen (4) und die Steuerbefehleingangsverbinder an den Enden des geschichteten Sammelleiterstabes verbunden sind und die Energie- (42) und Steuerverbinder (43) von Unteranordnungen entlang dem Sammelleiterstab an den Positionen der Unteranordnung verbunden sind.

2. System nach Anspruch 1, wobei wenigstens einer der mehreren großen Energiespeicherkondensatoren (5) an jedem Ende von jeder Reihe von Unteranordnungen angeordnet ist, um die Pfadlänge von den großen Kondensatoren zu den Anordnungen zu minimieren.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, wobei zusätzlich mehrere Stabilisierungseinrichtungen (37) vorgesehen sind, von denen wenigstens eine an jeder Position einer Unteranordnung angeordnet ist zur Aufrechterhaltung der Spannung an dem(n) Leistungsverstärker(n) in jeder Unteranordnung auf einem festen Wert, solange die Spannung an jedem unteranordnung-Energieverbinder innerhalb der vorbestimmten Differenz von dem Nullastwert ist.

4. System nach Anspruch 1, wobei die Kondensatoren (C3) der ersten Anzahl eine angemessene Kapazität und einen angemessenen kleinen Reihenwiderstand aufweisen zur Lieferung der Spitzenleistung, die wenigstens für die ersten wenigen Mikrosekunden erforderlich ist, und die großen Kondensatoren (5) der zweiten Anzahl eine angemessene Kapazität und einen angemessen kleinen Reihenwiderstand aufweisen, wenn die Sammelleiterstäbe eine angemessen kleine HF Impedanz haben, um die Spitzenleistung zu liefern, die nach den ersten wenigen Mikrosekunden bis zum Ende der Pulse erforderlich ist.

5. System nach Anspruch 4, wobei die HF Parameter des Sammelleiterstabes (3) so gewählt sind, daß die Energieversorgung von mehreren Mikrosekunden bis etwa 100 Mikrosekunden erleichtert ist, wobei die Leistungsübertragung durch den Sammelleiterstab anschließend vorwiegend durch den Gleichstromwiderstand des Sammelleiterstabes und den Reihenwiderstand der großen Kondensatoren begrenzt ist.

6. System nach Anspruch 5, wobei jeder Kondensator (C3) der ersten Anzahl von Kondensatoren und jede Stabilisierungseinrichtung (37) in einer gemeinsamen Unteranordnung (Fig. 4) mit dem (den) Leistungsverstärker(n) installiert ist, der (die) Energie davon ableiten.

7. System nach Anspruch 6, wobei die Unteranordnungen (2) in jeder Reihe in P Gruppen zur Versorgung der Leistungsverstärker unterteilt sind, wobei P eine kleine ganze Zahl ist,

P Energieübertragungspfade in jedem Sammelleiterstab für die Leistungsverstärker vorgesehen sind, wobei jeder Pfad mit 1/P Unteranordnungen verbunden ist, und

2P große Energiespeicherkondensatoren (5) der zweiten Anzahl und

P Hochleistungsversorgungen (4) vorgesehen sind.

8. System nach Anspruch 7, wobei die Gruppen von Unteranordnungen (2) so gewählt sind, daß der nachteilige Effekt auf das Übertragungsmuster von dem Fehler von einer Versorgung (4) minimiert ist.

9. System nach Anspruch 8, wobei die sendenden Unteranordnungen (2) in jeder Reihe auch empfangende rauscharme Verstärker enthalten, die getrennt von den Leistungsverstärkern gespeist sind, jeder geschichtete Sammelleiterstab (Fig. 3A, B. C) einen Energieübertragungspfad aufweist zur Speisung der rauscharmen Verstärker, wobei alle der einer Reihe zugeordneten P Hochleistungsversorgungen (4) so verbunden sind, daß sie den rauscharmen Verstärkern in der Reihe Energie zuführen, um ein Versagen zu verhindern, bis alle (P) Versorgungen versagt haben.