DE3715939C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines bürstenlosen Gleichstrommotors gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches. Eine solche Schaltungsanordnung ist bereits aus der DE-OS 32 30 892 bekannt.

In den letzten Jahren wurden die sogenannten bürstenlosen Motoren eingeführt, die anstelle eines mechanischen Kommutatormechanismus (Bürsten und Kollektor) konventioneller Gleichstrommotoren elektronische Schalter mit Transistoren aufweisen. Mit solchen Motoren werden Tonaufzeichnungs- und Wiedergabegeräte sowie Bildaufzeichnungs- und Wiedergabegeräte angetrieben, was zu einer höheren Lebensdauer ohne Wartung, zu höherer Zuverlässigkeit und zu kleineren Abmaßen führte. Auch wenn die in den Wicklungen auftretende Gegen-EMK oder ein Wechselstrom- Tachogenerator zwecks Drehzahlregelung in einem solchen bürstenlosen Motor verwendet wurde, so hat die Benutzung der Gegen-EMK im allgemeinen Vorteile, wie einfacheren Aufbau, geringeren Aufwand etc. So ist z. B. in dem Aufsatz "Grundlagen und Anwendung von kleinen Präzisionsmotoren" von Hiroshi Yamada (veröffentlicht durch Sogo Denshi Shuppansha Co., Ltd., Japan, 01.07.1975) der Stand der Technik der Regelschaltungen unter Ausnutzung der Gegen-EMK auf Seite 234 beschrieben.

Nachfolgend soll ein Beispiel einer solchen konventionellen Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors beschrieben werden.

Fig. 5 zeigt das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors, die einen positiven und einen negativen Betriebsspannungsanschluß 1 bzw. 2 aufweist. Ein Motor ist durch die Wicklungen 3 bis 6 angedeutet. Die ersten Anschlüsse der Wicklungen 3 bis 6 sind mit dem negativen Betriebsspannungsanschluß 2 verbunden, während die anderen Enden an die Kollektoren von Treibertransistoren 7 bis 10 angeschlossen sind. Gleichzeitig sind an die Kollektoren die Kathoden von Dioden 11 bis 14 angeschlossen. Die Anodenseiten der Dioden 11 bis 14 sind miteinander verbunden und an die Emitter eines Transistors 15 angeschlossen. Hall-Elemente 16 und 17 sind vorgesehen, um die Positionen eines Permanentmagnetrotors (nicht gezeigt) festzustellen. Ein Ausgangsanschluß des Hall-Elementes 16 ist mit der Basis des Treibertransistors 7 verbunden, während der andere Ausgangsanschluß ein Ausgangssignal mit um 180° verschobener Phase erzeugt und mit der Basis Treibertransistors 8 verbunden ist. Die Emitter der Treibertransistoren 7 und 8 sind miteinander verbunden und an den positiven Betriebsspannungsanschluß 1 angeschlossen, und zwar über einen gemeinsamen Widerstand 18. Ein Ausgangsanschluß des Hall- Elementes 17 ist mit der Basis des Treibertransistors 9 verbunden, während der andere Ausgangsanschluß ein Ausgangssignal mit um 180° abweichender Phase erzeugt und mit der Basis des Treibertransistors 10 verbunden ist. Die Emitter der Treibertransistoren 9 und 10 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand 19 mit dem positiven Betriebsspannungsanschluß 1 verbunden. Die entsprechenden Eingangsanschlüsse der Hall-Elemente 16 und 17 sind mit der positiven Betriebsspannung 1 verbunden, während die anderen Anschlüsse mit dem Kollektor eines Transistors 22 über Widerstände 20 und 21 verbunden sind. Der Emitter des Transistors 22 ist mit dem negativen Betriebsspannungsanschluß 2 verbunden, während die Basis über einen Widerstand 26 mit positiver Betriebsspannung 1 verbunden ist. Gleichzeitig ist die Basis des Transistors 22 an den Kollektor des Transistors 15 angeschlossen. Eine Serienschaltung eines Kondensators 23, eines Widerstandes 24 und eines Kondensators 25 ist zwischen den Kollektor und der Basis des Transistors 22 geschaltet. Die Basis des Transistors 15 ist wiederum mit der positiven Betriebsspannung 1 über einen Widerstand 27 verbunden, und mit der negativen Betriebsspannung 2 über die Serienschaltung eines variablen Widerstandes 31 und eines Widerstandes 32. Außerdem ist die Basis des Transistors 15 über die Serienschaltung eines Widerstandes 28 und eines Widerstandes 29 mit dem Emitter verbunden, wobei dem Widerstand 29 ein Thermistor 30 zwecks Temperaturkompensation parallelgeschaltet ist. Außerdem ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 15 ein Kondensator 33 geschaltet.

Nachfolgend soll die Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors beschrieben werden.

Der in Fig. 5 angewendete Motor ist ein bürstenloser Motor mit Vier-Phasen-Erregung in einer Richtung, wobei zwei Hall-Elemente 16 und 17 benutzt und die Wicklungen 3 bis 6 entsprechend angesteuert werden. Der durch die Hall-Elemente 16 und 17 mittels eines Permanentmagnetrotors sequentiell gesteuerte Strom fließt durch die Wicklungen 3 bis 6, die um 90° gegeneinander versetzt angeordnet sind und ein entsprechendes, rotierendes Magnetfeld erzeugen. Der durch die Wicklungen 3 bis 6 fließende Strom ist proportional dem durch die Hall-Elemente 16 und 17 fließenden Strom, und der in die Hall-Elemente fließende Strom entspricht wiederum einem Wert, der an den Drehzahlfehler proportional angepaßt ist, um das Motordrehmoment zu regeln.

Die Treibertransistoren 7 bis 10 werden sequentiell geschaltet. In dem Zeitraum, zu dem in den Wicklungen 3 bis 6 im Schalterbetrieb kein Strom fließt, wird eine Gegen-EMK in diesen Wicklungen 3 bis 6 erzeugt, die durch die Dioden 11 bis 14 gleichgerichtet, geglättet und mit einer Referenzspannung verglichen wird. In dem Transistor 22 wird ein Strom erzeugt, der dem Drehzahlfehler proportional ist und den in die Hall-Elemente 16 und 17 fließenden Strom steuert, wodurch wiederum die den Treibertransistoren 3 bis 10 zugeführte Leistung gesteuert wird, um die Drehzahl des Motors konstant zu halten.

Da mittels der Dioden eine Gleichrichtung erfolgt, um die Gegen-EMK bei einer solchen Schaltungsanordnung zu messen, ändert sich die sequentielle Richtungsspannung bei einem Wechsel der Temperatur, was wiederum einen Einfluß auf die festgestellte Gegen- EMK hat und die Drehzahl entsprechend verändert. Aus diesem Grunde ist ein Thermistor 30 zwecks Temperaturkompensation in der konventionellen Schaltungsanordnung nach Fig. 5 erforderlich. Außerdem ist es unmöglich, die Gegen-EMK festzustellen, wenn diese niedriger ist als die sequentielle Richtungsspannung der Dioden.

Außerdem sind die Widerstände 18 und 19 in Serie mit den Emittern der Treibertransistoren 7 bis 10 geschaltet, so daß die den Wicklungen 3 bis 6 maximal zugeführte Spannung durch den Spannungsabfall an diesen Widerständen reduziert wird. Es besteht insbesondere das Problem, daß das maximal regelbare Drehmoment des Motors und das Anlaufmoment erniedrigt werden. Bei einem Motor also, bei dem bezüglich des Drehmomentes keine Toleranz in Bezug auf die Betriebsspannung zulässig ist, können die Widerstände 18 und 19 nicht eingefügt werden. Aus diesem Grunde ist es sehr schwierig, eine solche ungleichmäßige Regelung und ein solches ungleichmäßiges Drehmoment aufgrund der Charakteristik der Treibertransistoren 7 bis 10 zu beherrschen. Außerdem bedeuten die Widerstände 18 bis 19 häufig einen hohen Leistungsverbrauch, was nachteilig in Bezug auf niedrige Preise und kleinen Platzbedarf ist.

Aus der DE-AS 22 12 497 ist es bereits bekannt, zur Erfassung der Läuferdrehzahl eines Gleichstrommotors die Gegen-EMKs der Motorwicklungen mittels Transistoren auszukoppeln, wobei diese in Basisschaltung betrieben werden. Diese Schaltung setzt den auszukoppelnden Spannungen zwar keine Schwelle wie die bekannten Diodenschaltungen entgegen, jedoch sind den Basen Widerstände vorgeschaltet, um eine spannungsabhängige Auskopplung zu ermöglichen, was jedoch die Auskopplungsempfindlichkeit erniedrigt.

Aus der DE-AS 25 34 745 ist der Anschluß von Differenzverstärkern an einen bürstenlosen Gleichstrommotor zwecks Spannungsauskopplung bekannt, um den Drehzahl-Istwert zu ermitteln. Die Schaltungsanordnung arbeitet jedoch mit einer den Differenzverstärkern nachgeschalteten Auswerteschaltung und einem Digital-Analog-Wandler, was einen verhältnismäßig hohen Aufwand bedeutet.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines bürstenlosen Gleichstrommotors vorzugschlagen, bei der zum einen die Gegen-EMK mit besserer Genauigkeit gemessen werden kann, ohne daß sich temperaturabhängige Schwellenspannungen der Auskopplungselemente nachteilig auswirken könnten und bei der zum anderen die Regelung der Drehzahl auch weitgehend lastunabhängig sowohl beim Anlauf als auch beim Abbremsen erfolgt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung gelöst, die die Merkmale des Kennzeichens des Patentanspruches aufweist.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild für einen Inverter-Verstärker für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1;

Fig. 3 und 4 Wellenformen, die an den entsprechenden Punkten der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 auftreten; und

Fig. 5 das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors in konventioneller Bauart und wie bereits vorstehend beschrieben.

In der nachstehenden Beschreibung sind gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung für eine Motorregelung zu sehen mit einem positiven Betriebsspannungsanschluß 40 und Motorwicklungen 41, 42 und 43. Die ersten Anschlüsse der Wicklungen 41, 42 und 43 sind mit der Betriebsspannung 40 verbunden. Die anderen Enden der Wicklungen sind mit den Kollektoren von Treibertransistoren 44, 45 und 46 verbunden, wobei diese Verbindungspunkte mit a, b und c bezeichnet sind. Zwischen Masse und den Verbindungspunkten a, b und c sind Kondensatoren 47, 48 und 49 geschaltet; außerdem ist ein Kondensator 50 zwischen der Betriebsspannung 40 und Masse vorgesehen. Die Emitter der Treibertransistoren 44, 45 und 46 sind direkt und die Basen sind über Widerstände 51, 52 und 53 mit Masse verbunden. Positionsdetektoren 54, 55 und 56 bestehen im vorliegenden Beispiel aus Hall-Elementen o. dgl., um die Position eines Zeigers, wie z. B. eines Permanentmagnetrotors (nicht gezeigt) festzustellen. Die Eingangsanschlüsse der Hall-Elemente sind einander parallelgeschaltet und zwischen einem Speiseanschluß 57 und Masse angeschlossen, während die Ausgangsanschlüsse mit einem Stromschaltkreis 58 verbunden sind, dessen Ausgänge die Basen der Treibertransistoren 44, 45 und 46 ansteuern. Die Verbindungspunke a, b und c sind über Widerstände 59, 60 und 61 mit den Negativ-Eingängen (Inversions-Eingängen) der Inverter- Verstärker 62, 63 und 64 verbunden. Die Positiv- Eingänge (Nicht-Inversions-Eingänge) der Inverter- Verstärker 62, 63 und 64 sind über Widerstände 65, 66 und 67 mit der Betriebsspannungsleitung 40 verbunden, während die Ausgänge miteinander verbunden und über Widerstände 68, 69 und 70 an die Negativ- Eingänge angeschlossen sind. Dieser gemeinsame Verbindungspunkt der Ausgänge ist mit d bezeichnet, und dieser Punkt ist über einen Spannungsteiler, bestehend aus Widerständen 71 und 72 mit der Betriebsspannungsleitung 40 verbunden. Der Spannungsabgriffpunkt wird mit e bezeichnet und ist durch einen Kondensator 73 zur Betriebsspannungsleitung 40 überbrückt. Dieser Spannungsteilerpunkt e ist über einen Widerstand 75 mit dem Negativ-Eingang eines Fehlerverstärkers 74 gekoppelt, und der Ausgang dieses Fehlerverstärkers 74 ist über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 76 und einem Kondensator 77 mit dem Negativ-Eingang verbunden.

Der Ausgang einer Referenzspannungsquelle 78 ist an den Positiv-Eingang des Verstärkers 79 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 79 ist mit der Basis eines Transistors 81 verbunden, dessen Kollektor an Masse angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 81 ist über eine Konstantstromquelle 80 mit der Betriebsspannung 40 verbunden und gleichzeitig an der Basis eines Transistors 83 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 83 ist über einen Widerstand 84 mit Masse verbunden sowie an den Negativ-Eingang des Verstärkers 79 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 83 ist über einen Widerstand 82 mit Betriebsspannung 40 verbunden sowie an den Positiv-Eingang eines Verstärkers 85 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 85 ist mit dem Negativ-Eingang gekoppelt und bildet eine Spannungs-Folgestufe. Der Ausgang ist mit f bezeichnet und mit dem Positiv-Eingang des Fehlerverstärkers 74 verbunden sowie über einen Widerstand 89 mit dem Positiv-Eingang eines Verstärkers 88 verbunden. Der Ausgang des Fehlerverstärkers 74 ist über einen Spannungsteiler aus den Widerständen 87 und 86 mit Betriebsspannung 40 verbunden, wobei der Spannungsteilerpunkt an den Negativ- Eingang des Verstärkers 88 angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers 88 ist mit dem Stromschaltkreis 58 verbunden. Die Verbindungspunkte a, b und c sind mit den ersten Anschlüssen von Widerständen 90, 91 und 92 verbunden, während deren andere Enden miteinander verbunden sind und an den Positiv-Eingang des Verstärkers 88 angeschlossen sind.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel einer Schaltung der Inverter- Verstärker 62, 63 und 64 der Fig. 1, wobei diese zusammen mit den umgebenden Schaltungseinzelheiten den Blöcken 101, 102 und 103 der Fig. 2 entsprechen, die durch gestrichelte Linien abgegrenzt sind. Gleiche Teile in der Fig. 2 sind mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 versehen.

Die Blöcke 101, 102 und 103 weisen den gleichen Aufbau auf, so daß nachstehend nur Einzelheiten des Blockes 101 beschrieben werden. Die Basis und der Kollektor des Transistors 111 sind miteinander verbunden und über die Konstantstromquelle 110 mit der Betriebsspannung 40 verbunden sowie darüber hinaus an die Basis des Transistors 112 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 111 und 112 sind an Masse angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 112 ist über den Widerstand 113 und den als Diode geschalteten Transistor 114 mit Betriebsspannung 140 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen der Motorwicklung 41 und dem Kollektor des Treibertransistors 44 ist mit der Basis des Transistors 21 über den Widerstand 59 verbunden. Die Emitter der Transistoren 121 und 122 sind miteinander verbunden und die beiden Transistoren bilden einen Transistor- Differenzverstärker. Der gemeinsame Emitteranschluß ist mit dem Kollektor des Transistors 125 verbunden, während die Basis des Transistors 125 mit der Basis des Transistors 111 verbunden ist und der Emitter an Masse angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 121 ist über den Widerstand 123 mit Betriebsspannung 40 verbunden und außerdem an den Emitter des Transistors 116 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 122 ist über den Widerstand 124 mit Betriebsspannung 40 verbunden und gleichzeitig an den Emitter des Transistors 115 angeschlossen, wobei die Basis über den Widerstand 65 mit Betriebsspannung 40 verbunden ist. Die Basen der Transistoren 115, 116 sind miteinander verbunden und an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 113 und dem Kollektor des Transistors 112 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 115 ist mit der Basis des Transistors 117 verbunden, dessen Emitter an Masse angeschlossen und mit dem Kollektor des Transistors 119 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 117, d. h. der Ausgang des Blockes 101, ist über den Widerstand 68 mit der Basis des Transistors 121 verbunden, und die Ausgänge der Blöcke 101, 102 und 103 sind gemeinsam an den Anschluß d angeschlossen. Ein Kondensator 118 zur Phasenkorrektur ist zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors 117 geschaltet. Der Kollektor des Transistors 116 ist mit einem Verbindungspunkt verbunden, an den der Kollektor und die Basis des Transistors 120 und die Basis des Transistors 119 angeschlossen sind. Außerdem sind die Emitter der Transistoren 119 und 120 an Masse angeschlossen.

Nachfolgend soll die Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und 2 in Verbindung mit den Wellenzügen nach den Fig. 3 und 4 beschrieben werden. Fig. 3 zeigt die Wellenformen an den entsprechenden Punkten der Fig. 1, und zwar sind die Wellenformen Va, Vb und Vc die Spannungen an den Punkten a, b und c, während die Impulsformen V _{B 44}, V _{B 45} und V _{B 46} die Basisspannungen der Treibertransistoren 44, 45 und 46 sind. Das Bezugszeichen Vd bezieht sich auf ein Kombinationssignal, das am gemeinsamen Ausgangspunkt d der Inverter-Verstärker 62, 63 und 64 auftritt.

Zunächst wird die Position eines NS-magnetisierten Permanentmagnetrotors durch die Positionsdetektoren 54, 55 und 56 festgestellt, und dieses Positionsdetektorsignal wird in dem Stromschaltkreis 58 derart verarbeitet, daß die Einschaltsignale sequentiell für eine 120°-Einschaltperiode umgeschaltet werden, der eine 240°-Ausschaltperiode folgt. Die elektrischen Winkel sind für die Signale V _{B 44}, V _{B 45}, V _{B 46} in Fig. 3 gezeigt und werden den Basen der Treibertransistoren 44, 45 und 46 zugeleitet. Die Wicklungen werden sequentiell erregt entsprechend dem Schaltsignal, um den Motor in Drehung zu versetzen. Die sinusförmigen Gegen-EMK-Spannungen mit der Betriebsspannung 40 als Nullinie werden durch die Wicklungen 41, 42 und 43 während der Drehung erzeugt. In Fig. 3 zeigen Va, Vb und Vc diesen Zustand, wobei der gestrichelte Teil die Einschaltperiode und die übrigen Teile die Ausschaltzeit sind, während die Gegen-EMK-Spannungen erzeugt werden. Die Gegen-EMK-Spannungen Va, Vb und Vc weisen zueinander eine Phasendifferenz von 120° auf. Da die Verarbeitung dieser drei Signale die gleiche ist, wird nachfolgend nur die Verarbeitung des Signals Va im Detail beschrieben.

Die Gegen-EMK-Spannung Va wird dem Negativ-Eingang des Inverter-Verstärkers 62 zugeleitet. Wie aus dem Beispiel des Inverter-Verstärkers 62 aus Fig. 2 hervorgeht, gelangt die Spannung Va über den Widerstand 59 an die Basis des Transistors 121 des Differenzverstärkerpaares. Die Spannung der Betriebsspannungsleitung 40 gelangt an die Basis des anderen Transistors 122 des Differenztransistorpaares. Hat die Spannung an der Betriebsspannungsleitung 40 den Wert von Vcc, so erhöht sich der Kollektorstrom des Transistors 121, wenn Va höher als Vcc wird. Hierdurch wird der Kollektorstrom des Transistors 122 erniedrigt, so daß der Spannungsabfall am Widerstand 123 größer als der Spannungsabfall am Widerstand 124 wird. Da die Spannung an dem gemeinsamen Basispunkt der Transistoren 115 und 116 auf einen Wert konstant gehalten wird, der der Gesamtspannung der sequentiellen Richtungsspannung des als Diode geschalteten Transistors 114 und dem Spannungsabfall an dem Widerstand 113 (durch den der Konstantstrom fließt) entspricht, wird die Spannung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 115 größer als die des Transistors 116, so daß der Kollektorstrom des Transistors 115 ansteigt und den Kollektorstrom des Transistors 116 erniedrigt. Außerdem sind die Kollektorströme der eine Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren 119 und 120 gleich. Somit steigt der Basisstrom des Ausgangstransistors 117 an, die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter erniedrigt sich und reduziert die Ausgangsspannung. Sobald Va kleiner als Vcc wird, steigt außerdem die Ausgangsspannung der Schaltung in umgekehrter Weise zu der vorstehenden Beschreibung an. Die Verbindung zur Basis des Transistors 121 über den Kollektor-Rückkopplungswiderstand 68 bewirkt, daß die Verstärkung des Verstärkers durch das Widerstandsverhältnis des Widerstandes 59 und des Widerstandes 68 bestimmt wird. Wird nun angenommen, daß die beiden Widerstandswerte gleich sind, so erhält der Kollektor des Ausgangstransistors 117 dieses Signal, d. h. das Ausgangssignal des Blockes 101, wobei die Gegen-EMK- Spannung Va als Eingangssignal sich umgekehrt mit dem Spannungspegel Vcc der Betriebsspannung 40 als Referenz wird. Auf ähnliche Weise werden die Gegen- EMK-Spannungen Vb und Vc durch die Blöcke 102 und 103 in invertierte Signale umgewandelt, wobei Vcc als invertierter Referenzwert dient. Da die Kollektoren der entsprechenden Ausgänge der Transistoren der Blöcke 101, 102 und 103 miteinander verbunden und an den Anschluß d angeschlossen sind, hat die niedrigste der Kollektorspannungen der drei Ausgangstransistoren Priorität am Anschluß d, und das kombinierte Signal erhält eine Welligkeit entsprechend der Größe der Gegen-EMK-Spannung bei 120° für jede Periode des elektrischen Winkels für Vd der Fig. 3. Das Signal wird also zu dem Signal mit dem niedrigeren Spannungspegel mit Vcc als Referenz, wenn die Drehzahl des Motors höher wird und die Gegen-EMK in jeder der Wicklungen ansteigt. Fällt andererseits die Drehzahl ab, so steigt der Signalpegel an. Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, sind die Ausgangssignale der Inverter- Verstärker 62, 63 und 64 so zusammengesetzt, daß die Gegen-EMK-Spannungen der entsprechenden Ausschaltperioden der Motorwicklungen 41, 42 und 43 zusammen in drei Phasenabschnitten festgestellt werden können. Die Genauigkeit der Spannungsmessung ist wesentlich besser, so lange der Ausgangstransistor der Inverter-Verstärker 62, 63 und 64 sich nicht im gesättigten Zustand befindet.

Das Kombinationssignal Vd der drei Phasen der Gegen- EMK-Spannung nach Fig. 3 wird in der Spannung geteilt und durch die Widerstände 71 und 72 sowie den Kondensator 73 (Fig. 1) geglättet und anschließend in eine Gleichspannung umgewandelt, d. h. in die Drehzahlspannung. Andererseits wird die Ausgangsspannung V _REF der Referenzspannungsquelle 78 durch eine Referenzspannungs-Wandlerschaltung 93 in eine auf Vcc bezogene Spannung umgewandelt. Diese Referenzspannungs- Wandlerschaltung 93 soll nun nachfolgend beschrieben werden. Die Ausgangsspannung der Referenzspannungsquelle 78 wird dem Positiv-Eingang des Verstärkers 79 zugeführt, und gleichzeitig wird die am Widerstand 84 liegende Spannung dem Negativ- Eingang zugeleitet. Wird angenommen, daß die Verstärkungsfaktoren des Verstärkers 79 und der Transistoren 81 und 83 extrem hoch sind, so erhalten die Eingänge des Verstärkers 79 außerordentlich kurze Werte, so daß die am Widerstand 84 abfallende Spannung gleich V _REF wird. Ist der Wert des Widerstandes 84 gleich dem des Widerstandes 82, so wird die am Widerstand 82 abfallende Spannung ebenfalls V _REF . Die Referenzspannung V _REF mit Vcc als Referenz kann mittels der Spannungsfolgestufe 85 am Verbindungspunkt f erzeugt werden. Die Drehzahlspannung und die Referenzspannung mit Vcc als Referenz werden mittels des Fehlerverstärkers 74 miteinander verglichen, und der Fehler wird verstärkt und dem Stromschaltkreis 58 über den Verstärker 88 als Pufferstufe zugeleitet. Der Stromschaltkreis 58 steuert das Einschalten und das Ausschalten der Treibertransistoren 44, 45 und 46 entsprechend den Signalen der Positionsdetektoren 54, 55 und 56, um ein Signal in Übereinstimmung mit der Größe des vom Verstärker 88 kommenden Signals an die Basen der Treibertransistoren 44, 45 und 46 zu liefern, so daß die Drehzahl des Motors durch Steuerung dieser Zuführgröße geregelt wird.

Die Spannung Vd am Punkt d der Fig. 1 ändert sich in Übereinstimmung mit der Motordrehzahl. Die Spannung Vd wird geteilt und geglättet durch die Widerstände 71 und 72 sowie den Kondensator 73 und in eine Gleichspannung umgewandelt, d. h. in ein Drehzahlspannung Ve. Andererseits wird die Ausgangsspannung V _REF der Referenzspannungsquelle 78 in eine Spannung Vf mit Vcc als Referenz umgewandelt mittels der Referenzspannungs-Wandlerschaltung 93. Der Fehlerverstärker 74 verstärkt den Fehler zwischen der Drehzahlspannung Ve und der Referenzspannung Vf und gibt eine Fehlerspannung Vg aus. Diese Verhältnisse sind in Fig. 4 im einzelnen gezeigt. Die Fehlerspannung Vg wird in den Stromschaltkreis 58 mittels des Verstärkers 88 als Puffer eingegeben. Der Stromschaltkreis 58 steuert die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit der Treibertransistoren 44, 45 und 46 entsprechend den Signalen, die von den Positionsdetektoren 54, 55 und 56 kommen, so daß die Signale in Übereinstimmung mit der Größe des Signals vom Verstärker 88 angepaßt werden, um die Basen der Treibertransistoren 44, 45 und 46 anzusteuern. Außerdem bilden die Kollektorausgänge der Treibertransistoren 44, 45 und 46 eine Gegenkopplungsschleife über die Widerstände 90, 01 und 92 zu den Eingängen des Verstärkers 88. Dementsprechend kann die Leistungsabgabe an die Wicklungen entsprechend der Fehlerspannung Vg ohne gegenseitige Phasenstörungen gesteuert werden. Wird in Bezug auf Fig. 1 angenommen, daß die Werte der Widerstände 86, 86, 89 bis 92 mit R 86, R 87, R 89 bis R 92 bezeichnet werden, so werden ersatzweise Kurzschlüsse zwischen beiden Eingängen des Verstärkers 88 dargestellt und die Eingangsspannung ist gleich groß V 1.

Werden in der vorstehenden Gleichung die folgenden Bedingungen angenommen:

so ist

Hierin sind Va, Vb und Vc Sinuswellen mit einer Phasendifferenz von 120° und einer Amplitude im Bereich von Vcc nach Fig. 3. Jede der kombinierten Wellenformen ist wie folgt, wobei Za die interne Impedanz der Wicklung und Ia der darin fließende Strom sind:

Va + Vb + Vc = 3Vcc - IaZa (5)

Aus den Gleichungen (4) und (5) ergibt sich

Aus den Gleichungen (3) und (6) ergibt sich

Wie aus der Gleichung (8) hervorgeht, ist der in die Wicklung fließende Erregerstrom Ia proportional zur Differenz zwischen der Fehlerspannung Vg und der Referenzspannung Vf. Dementsprechend wird der Erregerstrom Ia in Übereinstimmung mit der Fehlerspannung Vg geregelt, und zwar unabhängig von Beeinflussungen durch die Treibertransistoren 44, 45 und 46. Dieser Zustand ist durch Ia der Fig. 4 angedeutet.

In Fig. 4 ist der gestrichelte Teil des Stromes Ia der Strom in negativer Richtung. Im tatsächlichen Betrieb fließt der Strom im Treibertransistor nur vom Kollektor zum Emitter. Dementsprechend wird der Strom zwischen den Transistoren also gleich Null.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Gegenkopplungsschleife zum Eingang des Verstärkers 88 über die Widerstände 90, 91 und 92 gebildet, und zwar vom Kollektorausgang der Treibertransistoren 44, 45 und 46, so daß der Strom entsprechend der Fehlerspannung Vg aufgebracht werden kann, ohne gegenseite Zwischenphasenstörungen in den Wicklungen 41, 42 und 43, und ohne Reduzierung des maximal regelbaren Drehmomentes des Motors und des Anlaufmomentes. Es ergibt sich somit eine wesentlich bessere Regelcharakteristik.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, wird gemäß der Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Inverter-Verstärkern verwendet, in denen die entsprechenden Anschlußspannungen der Motorwicklungen entsprechenden Negativ-Eingängen zugeführt werden. Die Betriebsspannung wird den entsprechenden Positiv-Eingängen zugeführt, und es sind Mittel vorgesehen, um die Ausgangssignale der Mehrzahl von Inverter-Verstärkern miteinander zu kombinieren. Da die Leistungszuführgröße der Treibertransistoren durch Verstärkung eines Fehlers gesteuert wird, der aus einer dem Kombinationssignal entsprechenden Spannung und der Referenzspannung abgeleitet wird und dieser Fehler den Eingängen der Treibertransistoren zugeführt wird, kann die Gegen-EMK in den Wicklungen mit großer Genauigkeit gemessen werden, es sei denn, daß der Ausgangstransistor des Inverter-Verstärkers in den gesättigten Zustand gelangt. Außerdem wird für die Messung der Gegen-EMK keine Gleichrichterdiode benötigt, so daß die Gegen-EMK auch dann gemessen werden kann, wenn sie verhältnismäßig gering ist. Gleichzeitig wird die Empfindlichkeit der gemessenen Spannung von der Umgebungstemperatur eliminiert. Auf diese Weise kann eine ausgezeichnete Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Motors geschaffen werden.

Außerdem wird ein Fehlersignal-Übertragungsmittel geschaffen mit einem Treiberausgangs-Kombiniermittel zum Kombinieren jedes Ausgangssignals der Treibertransistoren, und es sind Gegenkopplungsschleifen zwischen jedem Ausgang eines Treibertransistors und dem Eingang des Fehlersignal-Übertragungsmittels durch die Treiberausgangs-Kombiniermittel vorhanden, so daß das Regelverhalten, das maximal steuerbare Drehmoment des Motors und das Anlaufmoment verbessert werden.

Claims (1)

1. Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines bürstenlosen Gleichstrommotors
   mit einer Mehrzahl von Motorwicklungen (41, 42, 43), die mit ihrem einen Ende an den einen Pol (+V _CC ) einer Gleichspannungsquelle angeschlossen sind, mit einer Mehrzahl von Treibertransistoren (44, 45, 46), die an die anderen Enden der Motorwicklungen angeschlossen sind,
   mit einem Geschwindigkeitsdetektor, der einen Drehzahlistwert (e) ausgibt, der mit einem Drehzahlsollwert (f) verglichen wird, um ein Fehlersignal (g) zu bilden
   mit einer laststromabhängigen Korrekturschaltung,
   mit einem Positionsdetektor (54, 55, 56) zum Erzeugen von rotorstellungsabhängigen Positionssignalen,
   mit einem Stromschaltkreis (58), um in Abhängigkeit der Positionssignale und der laststromabhängigen Korrekturschaltung die Treibertransistoren in den leitenden Zustand zu schalten,
   dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsdetektor aus in den Wicklungen induzierte Spannungen auskoppelnden Differenzverstärkern (62, 63, 64) besteht, die an den Ausgängen verbunden sind und an diesen den Drehzahlistwert (e) ausgeben, und daß die laststromabhängige Korrekturschaltung erste Widerstände (90, 91, 92), die mit ihrem einen Ende jeweils an den Verbindungspunkt zwischen der Motorwicklung (41, 42, 43) und dem Treibertransistor (44, 45, 46) geschaltet und deren anderes Ende zu einem Sternpunkt verbunden sind, und einen weiteren Differenzverstärker (88) aufweist, dessen Ausgang mit dem Stromschaltkreis (58) verbunden ist und dessen einem Eingang über einen zweiten Widerstand (87) das Fehlersignal (g) und dessen anderem Eingang über einen dritten Widerstand (89) der Drehzahlsollwert (f) zugeführt sind, wobei der eine Eingang über einen vierten Widerstand (86) an den einen Pol der Spannungsquelle (+V _CC ) und der andere Eingang mit dem Sternpunkt verbunden ist und wobei der erste Widerstand (90, 91, 92) den dreifachen Wert des vierten Widerstandes (86) und der zweite Widerstand (87) den gleichen Wert wie der dritte Widerstand (89) aufweist.