DE3614428A1

DE3614428A1 - Digitale phasen/frequenz-detektorschaltung

Info

Publication number: DE3614428A1
Application number: DE19863614428
Authority: DE
Inventors: Steven Peter Seattle Wash. Cok; Robert James Seattle Wash. Lewandowski
Original assignee: John Fluke Manufacturing Co Inc
Current assignee: Fluke Corp
Priority date: 1985-04-29
Filing date: 1986-04-29
Publication date: 1986-10-30
Also published as: JPS61288515A; CN86101722A; FR2587498A1; CN1007182B

Description

LIECK & BETTEN

• - Patentanwälte Dipl.-Ing. H.-Peter Lieck

European Fatent Attcreys Dipl.-Ing. Jürgen Betten

3 6 I 4 4 2 O Maximiliansplatz

D-8000 München 3> «089-291119

Telex 5 216 741 list d Telefax 089-2915 Technolaw® Telegramm Electropat

Beschrei bung Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung.

Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen zum Vergleichen der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen zwei digitalen Eingangssignalen und bezieht sich insbesondere auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Erweitern des linearen Phasenmodulationsbereiches eines digitalen Phasen/Frequenz-Detektors in einer phasenstarren Schleife (phase locked loop bzw. PLL).

Schaltungsanordnungen zum Erfassen der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen zwei digitalen Eingangs-

Signalen werden allgemein bei der Signalauswertung

eingesetzt und sind von besonderer Wichtigkeit bei der digitalen Übertragungstechnik und bei der digitalen Frequenzsynthese. Beispielsweise wird bei einer digitalen phasenstarren Schleife ein Eingangssignal zum Ver- gleichen mit einem Bezugs- bzw. Referenzsignal einem Phasendetektor zugeführt. Ein von der momentanen Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Eingangssignalen abhängiges Fehlersignal wird gefiltert und zur Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) be- nutzt. Der Ausgang des VCO, welcher den Ausgang der p^U:»senstarren Schleife bildet, wird dem Phasendetektor als das ßezugssignal zugeführt und bewirkt, daß die Phase/Frequenz des VCO mit der Phase/Frequenz des

Eingangssignals einrastet. Bei einigen Anwendungsfällen werden phasenstarre Schleifen zur Signaldemodulation benutzt. Hierzu wird auf Kapitel 9 in Gardner, Floyd M., Phase Lock Techniques, 2. Auflage 1979, John Wiley & Sons, verwiesen. Bei anderen Anwendungsfall en werden phasenstarre Schleifen zur Signalmodulation benutzt (Kapitel 9 in Gardner, wie oben) oder bei der Frequenzsynthese, wie in der US-PS 4,360,788 beschrieben.

In jedem Falle umfaßt ein herkömmlicher digitaler Phasen/Frequenz-Detektor ein Paar Flipflops oder anderer bistabiler Schaltelemente, die untereinander und mit einem Verknüpfungsglied in einer Rückkopplungsschaltung verbunden sind. Die logischen Zustände der beiden Flipflops werden sowohl durch die beiden digitalen Eingangssignale, deren Frequenz/Phasen-Differenz festgestellt werden soll, und das Verknüpfungsglied der Rückkopplungsschaltung bestimmt. Die Flipflops sind zu Beginn in rückgesetztem Zustand; dabei liegt an ihren Datenanschlüssen eine logische "1" an, und ihre Taktanschlüsse erhalten je eines der beiden digitalen Eingangssignale. Der Ausgang jedes Flipflops wird auf eine logische "1" gesetzt, sobald ein positiver Übergang seines Eingangssignals festgestellt wird. Hat somit das dem ersten Flipflop zugeführte Eingangssignal den ersten positiven Übergang, wird das erste Flipflop auf eine logische "1" gesetzt, und danach wird bei einem positiven Übergang seines Eingangssignals das zweite Flipflop auf eine logische "1" gesetzt. Unmittelbar nach dem Setzen des zweiten Flipflops werden jedoch beide Flipflops durch das Verknüpfungsglied rückgesetzt, das auf die Ausgänge der zwei Flipflops anspricht, und beide bleiben im rückgesetzten Zustand, bis eines von ihnen an seinem Eingang wieder einen positiven Signalübergang feststellt.

Die Ausgangssignale der zwei Flipflops sind somit Rechteckwellen, deren Tastverhältnis der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen entspricht. Wenn das erste Signal gegenüber dem zweiten Signal voreilt, erzeugt nur das erste Flipflop eine Rechteckwelle, wobei das Tastverhältnis dem Betrag der Phasen/Frequenz-Vorei1ung des ersten gegenüber dem zweiten Eingangssignal entspricht. Eilt das zweite Eingangssignal vor, erzeugt nur das zweite Flipflop eine Rechteckwelle, und in diesem Falle entspricht das Tastverhältnis dem Betrag der Phasenvoreilung des zweiten gegenüber dem ersten Eingangssignal. Die zwei Rechteckwellen werden in einer Differenzschaltung kombiniert, und das sich daraus ergebende Signal wird integriert, um eine auf Null zentrierte Sägezahnspannung zu erhalten, die also bei Voreilung des ersten Eingangssignals eine Polarität und bei Voreilung des zweiten Eingangssignals die entgegengesetzte Polarität hat. Die Amplitude der Sägezahnspannung entspricht der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei digitalen Eingangssignalen, und die Periodendauer ist fest und beträgt 360°. Wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen monoton zunimmt, ist der Ausgang des Detektors ein Sägezahn-Impulszug mit einer Anzahl Sägezahnperioden, die der Anzahl der vollen Perioden der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei digitalen Eingangssignalen entspricht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Erweitern des Ansprech- bzw. Arbeitsbereiches eines digitalen Phasen/ Frequenz-Detektors zu schaffen.

Diese Aufgabe ist mit einem Verfahren und einer Schaltungsanordnung gelöst, die mit ihren jeweiligen Ausgestaltungen in den Ansprüchen gekennzeichnet sind.

Gemäß der Erfindung wird der maximale Ausgangs-Mittelwert eines digitalen Phasen/Frequenz-Detektors dadurch vergrößert, daß der Detektorausgang auf einen Spitzenwert eingestellt wird, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen dem Eingangs- und dem Referenzsignal einen vorbestimmten Wert hat, daß dann innere Schaltungsteile rückgesetzt werden, und daß die zusätzliche Phasen/Frequenz-Differenz zum Detektorausgang hinzuaddiert wird. Es wird eine Schaltungsanordnung benutzt, die auf den maximalen Bereich des Detektors anspricht und ein Ausgangssignal abgibt, das dem Detektorausgangssignal hinzuaddiert wird.

Im folgenden wird die Erfindung mit ihren Vorteilen und ihren weiteren vorteilhaften Ausgestaltungen anhand eines bevorzugten, schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen digitalen phasenstarren Schleife des Typs, in den der Phasen/Frequenz-Detektor gemäß der Er

findung einsetzbar ist,

Fig. 2 einen Schaltplan eines herkömmlichen digitalen Phasen/Frequenz-Detektors, gegenüber dem die Erfindung eine Verbesserung darstellt, Fig. 3 Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise

des Detektors gemäß Fig. 2,

Fig. 4 die Ausgangskennlinie desselben Detektors, Fig. 5 die angestrebte Kennlinie des erfindungsgemäß verbesserten digitalen Phasen/Frequenz-Detek^tors>

Fig. 6 verschiedene, bei der Erfindung entstehende

Wellenformen in Zeitbereich-Darstellung, und Fig. 7 einen Schaltplan des erfindungsgemäßen Detektors.

Der erfindungsgemäße Detektor ist so ausgelegt, daß der lineare Phasenmodulationsbereich einer digitalen phasenstarren Schleife des Typs, der in der US-PS 4,360,788 und der US-Patentanmeldung 629,555 beschrieben und in von der Anmelderin hergestellten Frequenzsynthetisatoren eingebaut ist, erweitert wird.

Die in Fig. 1 dargestellte herkömmliche phasenstarre Schleife (PLL) 10 umfaßt einen Phasendetektor 12 des Typs, auf den die Erfindung gerichtet ist, ein Filter 14 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16, die in einer Vorwärtsschleife zusammengeschaltet sind. Der Phasendetektor 12 empfängt an einem Eingang ein Eingangssignal F- und an einem zweiten Eingang ein Bezugs- bzw. Referenzsignal F_r und erzeugt ein Signal, das der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen F. und F entspricht. Das Detektorsignal wird vom Filter 14 gefiltert oder geglättet und dem Steuereingang des VCO 16 zugeführt. Dessen Ausgang wird über einen programmierbaren Frequenzteiler 18 als das Referenzsignal F_r zum Phasendetektor 12 rückgeführt. Wie im einzelnen in der US-PS 4,360,788 beschrieben, wird das vom VCO 16 erzeugte Signal f auf eine Frequenz eingeregelt, die je nach Programmierung des Frequenzteilers 18 eine Harmonische oder eine Subharmonische des Eingangssignals F.. ist, und auf eine Phasenlage, die in einer bestimmten, von einer im Detektor eingebauten Versatz-Vorspannung abhängigen Beziehung zur Phasenlage des Eingangssignals steht.

Wenngleich eine phasenstarre Schleife, wie die in Fig.

1 dargestellte, eine besonders wichtige Anwendung des Phasendetektors gemäß der Erfindung ist, bestehen zahlreiche weitere Anwendungen auf den Gebieten der Signalverarbeitung und der Signalmessung.

Das relativ niedrige Maximum des Mittelwertes des Ausgangssignals vom herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detektor, gegenüber dem die Erfindung eine Verbesserung darstellt, muß vollständig verstanden sein, damit die Bedeutung der Erfindung klar wird. Gemäß Fig. 2 hat ein herkömmlicher Detektor ein Paar Flipflops 20,22, die zur besseren Erläuterung als Flipflops des D-Typs dargestellt sind. Bei einem Flipflop des D-Typs wird ein am D-Anschluß anliegender logischer Pegel bzw. Schaltwert beim Auftreten einer ansteigenden Taktimpuls-Flanke am Taktanschluß zum Ausgangsanschluß Q überstellt. Jedes der Flipflops 20 und 22 hat ferner einen Ausgangsanschluß Q¹, der das logische Komplement zum Ausgangsanschluß Q erzeugt, und einen RUcksetzanschluß R, der in Abhängigkeit von einer logischen "0" bzw. einem Signal mit dem Schaltwert 0 oder mit "niedrigem" Pegel den Ausgangsanschluß Q auf eine logische "0" rücksetzt. Zur besseren Erläuterung wird bei den Flipflops 20 und 22 angenommen, daß für sie die Η-Zuordnung gilt, d.h.

daß einer logischen "1" eine "hohe" Spannung und eine logischen "0" eine "niedrige" Spannung entspricht.

An die Q-Ausgänge der Flipflops 20 und 22 ist je ein zugehöriger Eingang eines NAND-Gliedes 24 angeschlossen, das an seinem Ausgang mit den Rücksetzanschlüssen R der zwei Flipflops 20 und 22 verbunden ist. Bei jedem der Flipflops 20 und 22 führt der D-Eingang eine logische "1", und an den beiden Taktanschlüssen liegt ein erstes veränderbares Signal oder Eingangssignal V bzw. ein zweites festes Signal oder Bezugssignal R an. Das Eingangssignal V kann F.. und das Eingangssignal R kann dem Signal F_p in Fig. 1 entsprechen; diese Zuordnung ist aber nicht zwingend. Ferner, wenngleich beide Signale V und R im allgemeinen digitale Signale oder Rechteckwellen mit veränderbaren und verschiedenen Frequenzen und Phasen sind, kann das Signal R ein Bezugs-

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signal mit fester Frequenz und fester Phase sein.

Die Flipflops 20 und 22 sind mit ihrem Q-Ausgang 26 bzw. 28 je an ein bei Bedarf vorgesehenes Filter 30 bzw. 32 angeschlossen, Die Ausgangssignale U und L von ihnen werden einer Summierschaltung 34 zugeführt, deren Ausgang in einer Integrierschaltung 36 in üblicher Weise gemittelt oder geglättet wird. Bei Anwendung der Detektorschaltung 12 in einer phasenstarren Schleife wird die Ausgangssignalintegrierung von dem bei phasenstarren Schleifen üblichen Filter, z.B. 14 in Fig. 1, vorgenommen .

Grundsätzlich wird bei dem Detektor 12 der Q-Ausgang jedes Flipflops 20 bzw. 22 auf logisch "1" gesetzt,wenn an seinem Takteingang aufgrund des Eingangssignales V bzw. R ein positiver Übergang auftritt. Wenn jedoch beide Flipflops 20 und 22 gesetzt sind, gibt das NAND-Glied 24 an seinem Ausgang einen niedrigen oder "0"-Pegel an den RUcksetzanschluß R beider Flipflops 20 und 22 ab, was bewirkt, daß beide Q-Ausgänge auf den Schaltwert 0 rückgesetzt werden. Somit wird entweder das Flipflop 20 oder das Flipflop 22 gesetzt, und zwar abhängig davon, bei welchem der Eingangssignale V und R ein positiver Übergang zuerst auftritt. Beide Flipflops 20 und 22 werden rückgesetzt, wenn bei dem zweiten der beiden Eingangssignale V und R ein positiver Übergang bzw. eine positive Flanke auftritt. Die beiden Flipflops 20 und 22 erzeugen also Rechteckwellen mit Tast- Verhältnissen, die der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen V und R entsprechen. Eilt das Eingangssignal V dem Eingangssignal R vor, dominiert das Flipflop 20 und erzeugt eine Rechteckwelle, Flipflop 22 hingegen nicht. Eilt das Eingangssignal R vor, dominiert das Flipflop 22 und erzeugt eine Rechteckwelle, Flipflop 20 hingegen nicht.

Die Arbeitsweise des Detektors 12 und die Art seiner Beziehung zum erfindungsgemäß verbesserten Detektor werden im einzelnen anhand Fig. 3, die übliche, im Phasendetektor 12 erzeugte Wellenformen zeigt, und Fig. 4 erläutert, in welcher die Ausgangswellenform dargestellt ist.

In Fig. 3(a) und 3(b) sind Eingangssignale V bzw. R dargestellt, die den Taktanschlüssen des Flipflops 20 bzw. 22 zugeführt werden. Diese zwei Eingangssignale haben verschiedene Frequenzen und können verschiedene Tastverhältnisse haben, wenngleich Tastverhältnisse nicht wichtig sind, weil jedes Flipflop 20 und 22 auf die Vorderflanke anspricht. In Fig. 3(c) und 3(d) sind die Wellenformen der Ausgangssignale auf den Leitungen 26 und 28 dargestellt.

Es sei angenommen, daß beide Flipflops 20 und 22 zu Beginn durch den ersten positiven Übergang 38' des Eingangssignals V rUckgesetzt werden, wodurch die Q-Ausgänge beider Flipflops 20 und 22 den Schaltwert 0 führen (s. bei 40' und 42' in Fig. 3(c) und 3(d)). Der nächste positive Übergang 44' des Eingangssignals R (s. Fig. 3(b)) bewirkt, daß der Q-Ausgang des Flipflops auf den Schaltwert 1 gesetzt wird (s. bei 46' in Fig. 3(d)). Bei Auftreten des nächsten positiven Übergangs 48' des Eingangssignals V (s. Fig. 3(a)) beginnt der Q-Ausgang des Flipflops 20, sich auf den Schaltwert 1 zu setzen, und das NAND-Glied 24 spricht nahezu sofort an und setzt beide Flipflops 20 und 22 zurück, wobei der Q-Ausgang des Flipflops 22 auf den Schaltwert 0 rückgesetzt wird (s. bei 50' in Fig. 3(d)).

Dieser Zyklus von Ereignissen wiederholt sich beim Auftreten des positiven Übergangs 52' des Eingangssignals R und des positiven Übergangs 54' des Eingangssignals V ,

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und wird erneut wiederholt bei Auftreten der positiven Übergänge 56' und 58' der Eingangssignale R und V. Während dieser Zeitspanne erzeugt das Flipflop 22 wegen seiner "Dominanz" eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis, das mit abnehmender Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen R und V kleiner wird; der Ausgang des anderen Flipflops 20 bleibt auf dem Schaltwert 0.

Nach Auftreten des positiven Übergangs 60' des Eingangssignals V ist jedoch die dem Taktanschluß des Flipflops 20 zugeführte Impulsfrequenz so, daß zwei Impulse mit positivem Übergang vorhanden sind, nämlich einer mit dem positiven Übergang bei 58' und der nächste Impuls mit dem positiven Übergang 60', bevor im Eingangssignal R der nächste Impuls mit einem positiven Übergang 62' auftritt. Die Wirkung des zweiten aufeinanderfolgenden Impulses bei 60' besteht darin, den Ausgang des Flipflops 20 nunmehr auf den Schaltwert 1 zu setzen, weil beide Flipflops 20 und 22 zuvor vor dem positiven Impulsübergang 60' rückgesetzt wurden. Danach wird durch den positiven Übergang 62' des Eingangssignals R der Q-Ausgang des Flipflops 20 rückgesetzt, und die Sequenz setzt sich fort mit freigegebenem Flipflop 20 und gesperrtem Flipflop 22 (s. Fig. 3(c) und 3(d)). Die Sequenz läuft schließlich erneut ab, wenn sich die Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den Eingangssignalen V und R ändert, wobei eines der Flipflops 20 und 22 ständig freigegeben ist und eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis, das der Phasen/Frequenz-Differenz entspricht, erzeugt, und das andere Flipflop gesperrt ist. Welches der zwei Flipflops 20 und 22 in einem bestimmten Zeitpunkt freigegeben ist, hängt davon ab, welches der Eingangssignale V und R voreilt.

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Wie schon erwähnt, sind die Ausgangsleitungen 26 und 28 der Flipflops 20 und 22 über bei Bedarf vorgesehene Tiefpaßfilter 30 und 32 zu einer Differenzschaltung 34 geführt, deren Ausgang durch eine Integrierschaltung 36 gemittelt bzw. geglättet wird.

Das von der Integrierschaltung 36 geglättete Differenzsignal ist eine Sägezahnspannung (s. Fig. 3(e)), die durch Null geht, wenn, wie für den in Fig. 3(a) bis 3(d) dargestellten Bereich gezeigt, die "Dominanz" zwischen den Flipflops 20 und 22 wechselt, und die sich mit der Dauer einer vollständigen Phase/Frequenz-Periode (2^) (s. Fig. 4) wiederholt. Wenn sich zwei Eingangssignale V und R in einer positiven oder negativen Einzelperiode befinden, in der sie miteinander synchronisiert oder verrastet sind, befindet sich die Detektorkennung im sogenannten aktiven Bereich (s. Fig. 4). Liegen die zwei Eingangssignale V und R außerhalb des aktiven Bereiches, erzeugt der Phasendetektor 12 ein Sägezahnsignal mit einem maximalen Mittelwert (gestrichelte Linien in Fig. 4), dessen Größe dem halben Spitzenwert des Sägezahns entspricht und dessen Polarität davon abhängt, welches der beiden Signale voreilt.

Fig. 5 zeigt den angestrebten typischen Verlauf des Ausgangs beim erfindungsgemäßen digitalen Phasen/Frequenz-Detektor im Gegensatz zu dem in Fig. 4 dargestellten Ausgang eines herkömmlichen Detektors. In Fig. 5 ist der Strompegel Null durch die Nullachse 100 definiert. Der Punkt 102 auf der Nullachse stellt den Punkt dar, bei dem das Eingangssignal V in der Phase mit dem Bezugssignal R übereinstimmt. Vom Punkt 102 nach rechts gehend eilt das Eingangssignals V dem Bezugssignal R vor, umgekehrt, nach links gehend, eilt das Eingangssignal V dem Bezugssignal R nach.

Mit zunehmender Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal V und dem Bezugssignal R nimmt der Strom entsprechend der Steigung 104 zu und erreicht den normalen Ausgangspegel 106. An der Stelle 2 V des normalen Ausgangspegels 106 gibt es eine weiter unten näher beschriebene leichte Unstetigkeit; danach nimmt der Strom bis zur Stelle 4 & auf den Spitzenausgangswert 108 zu, der ungefähr das Doppelte des normalen Ausgangspegels 106 beträgt. Mit größer werdender Phasendifferenz über 4 it hinaus ergibt sich eine Unstetigkeit, welche bedeutet, daß der Strom vom Spitzenausgangspegel 108 auf den normalen Ausgangspegel 106 abfällt. Mit weiterer Zunahme der Phasendifferenz beginnt der Strom, erneut in Richtung auf den Spitzenausgangspegel 108 zuzunehmen.

Dies wiederholt sich unbegrenzt alle 2 /? .

Die Unstetigkeiten an der Nullachse 100 gehen auf verschiedene Zeitverzögerungen in den Flipflops 20 und 22 zurück. Die Unstetigkeit am normalen Ausgangspegel 106 ist bedingt durch die Schwierigkeit, den Strompegel eines Flipflops 124 demjenigen des Flipflops 20 anzupassen.

Im umgekehrten Fall, wenn das Eingangssignal V dem Bezugssignal R nacheilt, arbeitet der digitale Phasen/ Frequenz-Detektor insoweit in herkömmlicher Weise, als der Strom in negativer Richtung zunimmt, bis der negative Spitzenausgangspegel 110 erreicht ist, an dem mit zunehmender Phasendifferenz eine Unstetigkeit entsteht, die bedeutet, daß der Strom wieder auf den Nullpegel 100 absinkt.

Weil die elektronischen Bauelemente im Detektor nicht in idealer Weise arbeiten, ergeben sich bestimmte Un-Stetigkeiten und Störungen, die beim normalen Ausgangspegel 106 und beim Nullpegel 100 auftreten. Um ein Ar-

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beiten an dem einen oder anderen dieser beiden Punkte zu vermeiden, ist es wünschenswert, den Arbeitspunkt des Detektors von diesen beiden Punkten wegzurücken. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der ArbeitspunktH2 so gewählt, daß er in der Mitte zwischen dem positiven Spitzenausgangspegel 108 und dem negativen Spitzenausgangspegel 110 liegt.

Mit dem bei der bevorzugten Ausführungsform gewählten Arbeitspunkt erhält man sowohl bei voreilender als auch bei nacheilender Phasenlage jeweils den größtmöglichen Arbeitsbereich des Phasen/Frequenz-Detektors. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß durch Festlegung des Arbeitspunktes möglichst weit weg von den Unstetigkeiten, in diesem Falle in die Mitte zwischen ihnen, die prozentuale Verzerrung im Verhältnis zu einer ziemlich großen Phasenabweichung klein wird.

Die in Fig. 7 dargestellten Flipflops 20 und 22 sind normalerweise Teil eines herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detektors. Das Eingangssignal V wird ferner dem Takteingang des als D-Typ ausgebildeten Flipflops 124 zugeführt, dessen Rücksetzeingang mit dem Voreinstel1 eingang des Flipflops 20 verbunden ist. (Es wurde bisher nicht erwähnt, daß Flipflops des D-Typs üblicherweise mit Voreinstel!eingängen P ausgestattet sind.) Das Eingangssignal V wird ferner einem Flipflop 126 des D-Typs zugeführt, das an seinem Q'-Ausgang mit dem Voreinstelleingang des Flipflops 20 und dem Rücksetzeingang des Flipflops 124 verbunden ist.

Das Flipflop 124 ist an seinem Q-Ausgang mit dem D-Eingang des Flipflops 126 und dem Takteingang eines monostabilen Multivibrators 128 verbunden. Der Q'-Ausgang des Flipflops 124 gelangt an ein ODER-Glied 130 mit negativem Eingang, dessen Ausgang an eine Impulsdeh-

nungsschaltung 132 angeschlossen ist, welche aus einem Widerstand 134, der mit dem D-Eingang des Flipflops verbunden ist, und einem den Widerstand 134 mit Masse 138 verbindenden Kondensator 136 zusammengesetzt ist.

Das Flipflop 20 ist an seinem Q-Ausgang mit einem UND-Glied 140 verbunden, dessen Ausgangssignal dem Eingang eines NOR-Glied 142 zugeführt wird. An den anderen Eingang des UND-Gliedes 140 ist der Q-Ausgang des Flipflops 22 angeschlossen. Das NOR-Glied 142 ist an seinem zweiten Eingang mit dem Q-Ausgang des Multivibrators 128 verbunden und gibt sein Ausgangssignal an die Rücksetzeingänge der Flipflops 20 und 22 ab. Der Q-Ausgang des Flipflops 20 ist ferner mit der Summierschaltung 34 und über diese mit dem Integrator 36 verbunden. Die Summierschaltung 34 summiert ferner Signale von den Q-Ausgängen der Flipflops 22 und 124.

Das Flipflop 126 ist an seinem Q-Ausgang mit einer Rücksetz-Schwel1en-Schaltung 144 verbunden, die aus einem Kondensator 146 besteht, der an den Rücksetzeingang des Flipflops 126 und über einen Widerstand 148 an den Q-Ausgang des Flipflops 22 angeschlossen ist.

Unter Bezugnahme auf Fig. 6 und 7 wird die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Detektors anhand einer Zeitbereich-Darstellung erläutert. Weil bei dem Detektor, wenn die Eingangsfrequenz V gegenüber der Bezugsfrequenz R um weniger als 2^ voreilt, die Arbeitsweise nahezu gleich ist mit der des herkömmlichen Detektors, konzentriert sich die nachfolgende Beschreibung auf den Bereich, in dem sich die Phasendifferenz dem Wert 2 It nähert.

Mit der Annäherung der Differenz an den Betrag 2 » nähert sich das Tastverhältnis des durch den Impuls 114

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dargestellten Q-Ausgangs des Flipflops 120 dem Wert 100% (volle Breite), wogegen sich der Q'-Ausgang dem Wert 0% (Breite null) nähert. Dies bewirkt, daß der Ausgang des ODER-Gliedes 130 über die Impulsdehnungsschaltung 132 den D-Eingang des Flipflops 124 auf dem Pegel bzw. dem Schaltwert 1 hält, bis die nächste Vorderflanke des Eingangssignals V eine Zustandsänderung des Flipflops 124 hervorruft. Wenn das Flipflop 124 seinen Zustand ändert, nimmt der Q-Ausgang den Schaltwert 1 an. Zur gleichen Zeit nimmt der Q'-Ausgang des Flipflops 124 den Schaltwert 0 an, was bewirkt, daß das ODER-Glied 130 den Schaltwert 1 beibehält und den D-Eingang des Flipflops 124 auf dem Schaltwert 1 hält.

Somit wird am Punkt Iff der Q-Ausgang des Flipflops der Summierschaltung 34 zugeführt und in ihr mit dem Q-Ausgang des Flipflops 20 summiert.

Zur gleichen Zeit wird der Q-Ausgang des Flipflops 124 dem Takteingang des Multivibrators 128 zugeführt. Der Kippvorgang des Flipflops 124 ruft die Zustandsänderung des Multivibrators 128 hervor, um einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, der mittels des NOR-Gliedes 142 die Flipflops 20 und 22 zurücksetzt.

Wenn das Flipflop 20 zurückgesetzt wird, nimmt der Q-Ausgang den Schaltwert 0 an; es gibt somit kein verwertbares Signal an die Summierschaltung 34 ab. Wenn die Phasendifferenz über 2 ff ansteigt, vergrößert sich die Impulsbreite des Q-Ausgangs vom Flipflop 20 und wird dem normalen Ausgangssignal vom Q-Ausgang des Flipflops 124 hinzuaddiert.

Bei Ansteigen der Phasendifferenz von 2 ff auf 4 fi* und darüber bleibt der Ausgang des Flipflops 124 auf dem Schaltwert 1, mit der Folge, daß das Flipflop 20 der

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Wirkung des erfindungsgemäßen Detektors diejenige eines herkömmlichen Detektors deutlich überlagert.

Im Vorstehenden wurden die Verhältnisse beschrieben, wenn das Eingangssignal V gegenüber dem Bezugssignal R ständig zunimmt. Wenn dagegen die Phasendifferenz abnimmt, wodurch sich das Eingangssignal V dem Bezugssignal R stärker nähert, ist die Arbeitsweise etwas verschieden. Wenn sich die Phasendifferenz von einem Betrag größer als ItY zu einem Betrag kleiner als 2 ff hin verändert (s. Fig. 5), geht das Tastverhältnis der Impulse vom Q-Ausgang des Flipflops 20 auf null Prozent zurück und das Tastverhältnis der Impulse vom Q-Ausgang des Flipflops 22 nimmt zu. Wenn eine durch den Kondensator 146 festgelegte vorbestimmte Impulsbreite (Tastverhältnis) erreicht ist, wird das Rücksetzsignal zum Flipflop 126 so weitgehend beseitigt, daß das Eingangssignal V am Takteingang des Flipflops 126 bewirken kann, daß der Q-Ausgang des Flipflops 126 den Schaltwert 1 annimmt.

Wenn der Q-Ausgang des Flipflops 126 den Schaltwert 1 führt, nimmt der Q'-Ausgang den Schaltwert 0 an, was bewirkt, daß das Flipflop 124 rückgesetzt und das Flipflop 20 voreingestellt wird. Durch das Rücksetzen des Flipflops 124 nimmt sein Q-Ausgang den Schaltwert 0 an, und der Q-Ausgang des Flipflops 20 nimmt den Schaltwert 1 an. In der Zwischenzeit, nachdem die RC-Zeitkonstante der Rücksetz-Schwellen-Schaltung 144 abgelaufen ist, ändert das Flipflop 126 erneut seinen Zustand, wodurch der Q-Ausgang den Schaltwert 0 annimmt. Danach arbeitet der Phasen/Frequenz-Detektor 12 in der gleichen Weise wie der herkömmliche Detektor.

Die vorstehende Beschreibung betrifft nur die bevorzugte Ausführungsform. Es besteht jedoch die Möglichkeit,

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weitere Flipflops in Kaskadenschaltung hinzuzufügen, um durch Duplizieren der über dem Nullpegel 100 bestehenden Charakteristik in gleicher Weise in der negativen Richtung eine Bereichserweiterung zu erzielen. Eine weitere Vergrößerung des Bereiches läßt sich erreichen, wenn durch ein dem vorstehend beschriebenen Vorgehen ähnliches Vorgehen bei Bedarf zusätzliche Stufen hinzugefügt werden.

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Claims

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Ansprüche

1.

Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen

von Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen einem Eingangs- und einem Bezugssignal; gekennzeichnet durch folgende Merkmale: Es ist eine Eingangseinrichtung zum Empfangen des Eingangs- (V) und des Bezugssignals (R) vorhanden; eine Generatoreinrichtung erzeugt mit Rücksetzmöglichkeit Rechteckwellen mit einem Tastverhältnis, das der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen Eingangs- (V) und Bezugssignal (R) entspricht und sich mit jeder Periode der Phasen- und Frequenzdifferenz wiederholt; eine Schwelleneinrichtung spricht auf ein bestimmtes, vorgegebenes Tastverhältnis an und erzeugt ein dementsprechendes Ausgangssignal, das die Einrichtung zum Erzeugen von Rechteckwellen rücksetzt.

2.

Detektorschaltung nach Anspruch 1,

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

Eine Integrierschaltung erzeugt durch Integrieren der

Rechteckwellen ein Sägezahnsignal, dessen Steilheit dem

Tastverhältnis der Rechteckwellen entspricht; eine Addierschaltung addiert einen Ausgang der Schwelleneinrichtung am Höchstwert des Sägezahnsignals vor dem Rücksetzen der Generatoreinrichtung.

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Detektorschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

Eine auf ein weiteres bestimmtes vorgegebenes Tastverhältnis ansprechende weitere Schwelleneinrichtung erzeugt ein weiteres, dementsprechendes Ausgangssignal und rücksetzt ebenfalls die Generatoreinrichtung; eine weitere Addierschaltung addiert einen Ausgang der weiteren Schwelleneinrichtung am Höchstwert eines weiteren Sägezahnsignals vor dem Rücksetzen der Generatorei nrichtung.

4.

Detektorschaltung nach Anspruch 2 oder 3, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

Die Integrierschaltung umfaßt eine Einrichtung zum Erzeugen eines positiven Sägezahns, wenn das Eingangssignal (V) dem Bezugssignal (R) voreilt, und eines negativen Sägezahns, wenn das Eingangssignal (V) dem Bezugssignal (R) nacheilt;

die Schwelleneinrichtung umfaßt eine Einrichtung zum Addieren von bei vor- und nacheilenden Signalen konstanten Ausgangssignalen.