DE2541163C2 - Anordnung zur Bestimmung der Phasendifferenz - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Bestimmung der Phasendifferenz zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangssignal nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine derartige Anordnung ist aus »Electronic Engineering«, Mai 1968, Seiten 240—241, bekannt. Bei die ser bekannten Anordnung wird die Erweiterung auf Bereiche von Vielfachen entsprechend ganzer Zweierpotenzen von 350 Grad dadurch erhalten, daß die Frequenz jedes der Eingangssignale mittels vorgeschalteter Flipflops geteilt wird, bevor diese Eingangssignale der eigentlichen Anordnung zugeführt werden. Diese Art von Bereichserweiterung ergibt jedoch zwei Nachteile. Erstens muß die Gren'.frequenz eines der Anordnung gewöhnlich nachgeschalteten Tiefpasses entsprechend herabgesetzt werden, um Welligkeitsanteile in dem Ausgangssignal der Anordnung zu beseitigen. Zweitens kann der Frequenzteilungsvorgang zusätzliche unerwünschte Frequenzprodukte erzeugen, wenn entweder ein oder beide dieser Eingangssignale kurzzeitige Phasenverschiebungen erfahren.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Anordnung der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 genannten Art anzugeben, die die Phasendifferenz für Vielfache von 360° eindeutig bestimmt, ohne daß zur Erzeugung des phasendifferenzproportionalen geglätteten Mittelwertes eine besonders niedrige Grenzfrequenz des Tiefpaßgliedes notwendig ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst. Dadurch entstehen an den Ausgängen der Phasenkomparatoren Impulssignale, deren Impulsbreite abhängig von der Phasendifferenz auch größer sein kann als die Periodendauer der Eingangssignale.

Eine Ausgestaltung der Erfindung ist in dem Unteranspruch gekennzeichnet

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Phasenkomparator nach der Erfindung;

Fig.2 Wellenformen von Signalen, die in der Schaltung nach F i g. 1 auftreten:

Fig.3 eine Schaltungsanordnung für ein von einer Flanke getriggertes Setz/Rücksetz-Flipflop, das aus von einer Flanke getriggerten Verzögerungs-Flipflops und logischen Gattern aufgebaut ist;

Fig.4 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform nach der Erfindung;

F i g. 5 und 6 zu der Schaltung nach Γ i g. 4 gehörige Signalwcllenformen;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform nach der Erfindung;

F i g. 8 ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform eines Phasenkomparators nach der Erfindung, der auch als ein Frequenzkomparator wirkt,

F i g. 9 bis 13 zu der Schaltung nach F i g. 8 gehörige Wellenformen, und

Fig. 14 und 15 ein Beispiel eines Frequenzverdopplers bzw. die zugehörigen Wellenformen zur Anwendung in einem Phasenkomparator nach der Erfindung.

In der nachstehenden Beschreibung wird der Einfachheit halber angenommen, daß die beiden Eingangssignale binäre logische Signale mit logischen Werten »0« und »1« sind und daß die Vorderflanke jeder Wellenform von »0« zu »1« geht. Wie dem Fachmann bekannt ist, können derartige Signale einfach durch die Anwendung von z. B. Schmitt-Kippschaltungen von analogen Eingangssignalen hergeleitet werden.

Der Komparator nach Fig. 1 enthält zwei Eingangsklemmen 1 und 2, eine Ausgangsklemme 3, zwei Zweiteiierschaltungen 4 und 5 mit je einem von einer Flanke getriggerten Verzögerungs-FIipflop mit Takt- und Verzögerungseingängen C bzw. D und komplementären Ausgängen Q und Q, zwei von einer Flanke getriggerte Setz/-Rücksetz-Flipf!ops 6 und 7 mit je einem Setz- und einem Rücksetzeingang 5 bzw. R und einem Ausgang Q, zwei Widerstände 8 und 9 und einen Kondensator 10 mit einer mit einem Punkt festen Potentials, z. B. Erde, verbundenen Klemme. Die zu vergleichenden Signale werden den Eingängen 1 bzw. 2 zugeführt.

Jede Zweiteilerschaltung 4, 5 ist ein Verzögerungs-Flipflop, das infolge der Rückkopplungsverbindung zwischen seinem (^-Ausgang und seinem D-Eingang als eine Zweiteilerschaltung wirkt.

Die erste Vorderflanke eines Signals an der Klemme 1 setzt das Flipflop 6 und die zweite Vorderflanke setzt das Flipflop 7. Die erste Vorderflanke eines Signals an der Klemme 2 setzt das Flipflop 6 zurück, während eine zweite Vorderflanke des Flipflop 7 zurücksetzt. Wenn die beiden Eingangssignale gleichphasig sind, sind somit die beiden Q-Ausgangssignale der Flipflops 6 und 7 Null, weil keines der Flipflops gesetzt ist.

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In der nachstehenden Beschreibung wird die Phasendifferenz zwischen den Signalen an der Kiemme 1 (Signal A) und der Klemme 2 (Signai B) als positiv bezeichnet, wenn die Vorderflanken des Signals A gegenüber denen des Signals B voreilen. F i g. 2 zeigt die Eingangssignal; λ und B und die Ausgangssignale E (am Q-Ausgang des Flipflops 6) und F(am Q-Ausgang des FlipPops 7) mit einer positiven Phasendifferenz von 60°. Aus dieser Figur ist ersichtlich, daß die Wellenformen der Signale E und F die gleiche charakteristische Form, die halbe Frequenz der Eingangssignale und einen gegenseitigen Phasenunterschied von 360° (2„r Radianen) in bezug auf das Eingangssignal A aufweisen.

Wenn die Phasendifferenz allmählich positiver wird, nimmt die Dauer des »1«-Pegels in jedem Ausgangssigrial proportional zu und dieses Ausgangssignal nähert sich dem Pegel »1«, wenn sich die PhaserJifferenz einem Wert von 720° (4jt Radianen) nähert. Wenn sie 720° erreicht (in diesem Falle gleichwertig mit 0°), fällt das Ausgangssignal wieder auf den Wert »0« ab und wiederholt sich der Zyklus.

Es dürfte einleuchten, daß bei einer Phasendifferenz von 360" zwischen den Signalen A und B die Signale E und Fein Impulstastverhältnis von 1 :1 aufweisen und komplementär sind. Jeder am Ausgang 3 (infolge der Filterkennlinie) auftretende Welligkeitsanteil eines der Signale E und F wäre dann dem Welligkeitsanteil des anderen Signals gleich und entgegengesetzt. Daher tritt am Ausgang bei 360° Phasendifferenz kein Welligkeitsanteil auf, vorausgesetzt, daß die Widerstände 8 und 9 einander gleich oder (bei kleinen Unterschieden in den nominal symmetrischen Schaltungen) im Gleichgewicht sind. Von einer Phasendifferenz von 360° (der Mitte des linearen Ausgangsbereiches) an ändern sich die Impulstastverhältnisse der Signale E und F und die beiden Welligkeitsanteile gleichen sich nicht mehr völlig aus. Trotzdem wird im Vergleich zu einem System, in dem die Eingangsfrequenzen durch zwei geteilt werden und ein einziges Setz/Rücksetz-Flipflop betreiben, eine sehr starke Herabsetzung der Welligkeitsamplitude am Ausgang 3 erzieh.

F i g. 3 zeigt beispielsweise ein von einer Flanke getribbertes Setz/Rücksetz-Flipflop mit zwei Verzögerungs-Flipflops 21, 22 und zwei Antivalenzgattern 23 und 24. Diese Schaltung kann für jedes der Flipflops 6 und 7 in F i g. 1 verwendet werden, in welchem Falle sechs Verzögerungs-Flipflops und vier Gatter Anwendung finden. Die Schaltung kann so einfach in Form einer integrierten Schaltung ausgebildet werden, wobei z. B. drei zweifache D-Flipflops vom Typ F]J 131 und ein vierfaches Antivalenzglied mit zwei Eingängen vom Typ F]H 271 verwendet werden, welche integrierte TTl.-Schaltungen von Mullard Ltd. vertrieben werden. Wenn der (^-Ausgang des Setz/Rücksetz-Flipflops nach Fig. 3 nicht erforderlich ist (wie in Fig. 1 der Fall ist), brauchen die beiden Gatter 24 selbstverständlich nicht angebracht zu werden.

Die Weise, auf die nach der Erfindung die Erzeugung zusätzlicher unerwünschter Frequenzprodukte infolge des Teilungsvo^gangs bei Phasenmodulation (z. B. »Zitterimpulse«) in den ursprünglichen Signalen eliminiert wird, wird nuni')ehr art Hand eines besonderen Beispiels näher erläutert· Es sei angenommen, daß ein Taktimpuls eine Impulswieflerholüngsfrequenz von I MHz aufweist und daß aus irgendwelchem Grunde jeder vierte Impuls fehlt. Dann würde jeweils nach 4 Mikrosekunden ein Zitterimpuls auftreten, der eine Frequenzkomponente im Taktimpulssignal von 250 kHz darstellt. Selbstver-

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65 ständlich zeigt die Fourier-Analyse, da£ das Signal kerne Frequeroikomponenten von weniger als 25OkHz enthält Wenn das Taktsignal einer Zweiteilerschaltung zugeführt werden würde, würde in den Ausgangsimpulsen jeweils nach acht Mikrosekunden der Zitiereffekt auftreten, so daß eine Frequenzkomponen'c von 125 kH/ im Ausgangssignal vorhanden wäre. Der Zweiteilungsvorgang führt somit ein unerwünschtes Frequenzzwischenmodulationsprodukt herbei.

Bei Anwendung der Einrichtung und des Verfahrens nach der Erfindung wird jedoch diese unerwünschte Frequem: nicht erzeugt, obgleich Zweiteilerschaltungen verwendet werden. Wenn angenommen wird, daß eines der Eingangssignale der F i g. 1 der obengenannte Taktimpuls ist, erzeugt jedes Setz/Rücksetz-Flipflop jeweils nach acht Mikrosekunden eine Zittererscheinung. Die beiden Setz/- Rücksetz-Flipflops wirken jedoch abwechselnd, so daß die Zitterimpulse im Ausgangssignal eines der Flipflops mit den Zitterimpulsen in dem anderen Signal verschachtelt werden. Die beiden Reihen von Zitterimpulsen werden am Ausgang zusammengefügt, so daß sie die ursprüngliche Zitterfrequenz von 250 kHz darstellen.

Die Schaltung nach F i g. 1. in der die Schaltung nach F i g. 3 angewandt wird, kann dadurch vereinfacht werden, daß die Zweiteiler- und Setz/Rücksetz-Funktionen kombiniert werden. Eine derartige vereinfachte Schaltung ist in F i g. 4 dargestellt, in der entsprechende Teile wie in F i g. 1 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet werden. Die Flipflops 4 bis 7 der F i g. 1 werden nun durch vier Verzögerungs-Flipflops 31 —34 und zwei Antivalenzgatter 35 und 36 ersetzt. F i g. 5 zeigt die Wirkungsweise der Schaltung an Hand von Signalwellenformen, die an verschiedenen Punkten der Schaltung auftreten, wobei die Eingangssignale A und B den Eingangsklemmen 1 bzw. 2 zugeführt werden und die Signale wieder einen positiven Phasenunterschied von + 60° aufweisen. Die anderen Wellenformen werden je mit der Bezugsziffer des Teiles bezeichnet, der die betreffende Wellenform an seinem Ausgang liefert, welcher Bezugsziffer >orkommendenfalls der Bezugsbuchstabe des besonderen Ausgangs desselben folgt, an dem das Signal auftritt. 31(? bezeichnet also das Signal am Ausgang ζ) des Flipflops 31 und 35 bezeichnet das Ausgangssignal des Gatters 35.

Es ist einleuchtend, daß, wenn die Phasendifferenz in positivem Sinne zunimmt, die Impulsbreite der Impulse 35 und 36 zunimmt, bis bei einer Phasendifferenz von 720° beide Ausgangssignale dauernde »Einsen« sind. Wenn die Phasendifferenz in positivem Sinne bis oberhalb 720° zunimmt, nimmt die Ausgangsimpulsbreite ab und erreicht endgültig bei 1400° (8,τ Radianen) wieder den Nullwert. Die beiden Impulsreihen 35 und 36 werden zusammengefügt und von den Widerständen 8, 9 und dem Kondensator 10 ingetriert und dts analoge Ausgangssignal, das an der Klemme 3 auftritt, ist in F i g. 6 dargestellt, die den Ausgangspegel an der Klemme 3 für eine positive zunehmende Phasendifferenz Φ zeigt. Der Punkt auf der Kurve, der der positiven Phasendifferenz von 60° der F i g. 5 entspricht, ist auch in F i g. 6 dargestellt.

Wie aus den F i g. 2 und 5 ersichtlich ist, ist die Welligkeitsfrequenz am Ausgang 3 gleich der Eingangssignalfrequenz, so daß die Grenzfrequenz der durch die Widerstände 8, 9 und den Kondensator 10 gebildeten Filtereinheit nicht halbiert zu werden braucht, wie dies bei bereits bekannten Zweiteiler-Phasenkomparatoren erforderlich ist.

Das Ausgangsverfahren und die Ausgangseinrichtung, die bisher an Hand der Fig.! bis 6 beschrieben worden sind, können leichter derart erweitert werden, daß eine /7-fache Vergrößerung des linearen Bereiches erhalten wird, wobei η jede beliebige positive ganze Zahl größer als 1 ist. Aus den F i g. 1 und 2 ist ersichtlicn, daß die Flipflops 6 und 7 von abwechselnden Vorderflanken des Signals A gesetzt werden. Jede der Zweiteilerschaltungen 4 und 5 kann also durch z. B. ein zweistufiges dynamisches Schieberegister ersetzt werden, das von dem respektiven Eingangssignal A oder B im Takt gesteuert wird und in dem eine einzige »1« umläuft. Es versteht sich, daß, wenn η Stufen in einem solchen Schieberegister angebracht sind und jede Stufe ein zugehöriges Setz/Rücksetz-Flipflop enthält, ein Phasenkomparator erhalten wird, der einen sich über eine Phasendifferenz von π ■ 360° erstreckenden linearen Bereich aufweist. Ein derartiger polyzyklischer Phasenkomparator kann einfach erhalten werden, z. B. dadurch, daß der Komparator nach Fig.4 mit mehr Stufen erweitert wird, die je ein Paar D- Flipflops und ein Antivalenzgatter enthalten. Ein allgemeines Beispiel mit η Stufen ist in F i g. 7 dargestellt, in der jede Stufe ein Paar D-Flipflops ID und 2D, ein Antivalenzgatter £und einen Ausgangswiderstand R enthält. Die betreffende Stufennummer jedes Teiles wird mit einem der jeweiligen Bezugsziffer eines Teiles hinzugefügten Symbol bezeichnet. Vier Stufen sind in der Figur dargestellt, während andere Zwischenstufen mit den gestrichelten Linien angegeben sind. Die Schaltung ist weiter mit Eingangsklemmen 1 und 2, einer Ausgangsklemme 3, mit der ein integrierender Kondensator C verbunden ist, und zwei NOR-Gattern N1 und N 2 versehen. Obgleich F i g. 7 vier oder mehr Stufen, zeigt, kann ein Dreistufenkomparator dadurch erhalten werden, daß die zweite Stufe und die Gatter N1, Λ'2 fortgelassen werden.

Ein Vergleich der F i g. 7 mit F i g. 4 zeigt, daß die erstere eine einfache Erweiterung der letzteren ist, wobeider D-Eingang jeder ersten Stufe mit dem Q-Ausgang der entsprechenden letzten Stufe verbunden ist. In beiden Fällen bildet jede Kette von Flipflops einen Johnson-Ringzähler, der von dem an der Klemme 1 bzw. 2 auftretenden Eingangssignal im Takt gesteuert wird. In einem derartigen Zähler, bei dem anfänglich in allen Stufen Q = »0« ist, werden die Stufen allmählich auf den Q = »1 «-Zustand umgeschaltet, infolge der Tatsache, daß das Ausgangssignal der letzten Stufe (durch Benutzung der (p-Ausgangs in diesem Falle) invertiert wird und dem D-E'ngang der ersten Stufe zugeführt wird. Wenn die letzte Stufe zu O = »1« geht, bewirkt der nächste Taktimpuls, daß die erste Stufe zu Q = »0« geht, wonach aufeinanderfolgende Taktimpulse alle verbleibenden Stufen mit »0« füllen. Auf diese Weise teilt die Schaltung durch 2/j, wobei π die Anzahl Stufen darstellt. Wenn ein solcher Zähler vier oder mehr Stufen enthält, ergeben sich anfänglich beim Einschalten der Speisung einige Schwierigkeiten, die darauf zurückzuführen sind, daß die Stufen in einer beliebigen Weise mit »1« oder »0« gefüllt sind. Diese Schwierigkeiten werden von den beiden NOR-Gattern N1 und Λ/2 auf folgende Weise beseitigt. Wenn sich die zweitletzte Stufe im Zustand »0« und die letzte Stufe im Zustand »1« befindet, müssen sich gemäß dem Johnson-Code alle anderen Stufen in dem Zustand »0« befinden. Wenn diese besondere Bedingung der beiden letzten Stufen erreicht wird, wird das NOR-Gatter N1 (oder N 2) geöffnet und liefert ein »1 «-Ausgangssignal. Der Ausgang des Gatters Ni (N2) wird mit den Rücksetzeingängen R aller Stufen, bis auf die zwei letzten Stufen, verbunden, so daß, wenn das Ausgangssignal des Gatters Ni zu »1« geht, diese Stufen auf Q = »0« zurückgesetzt werden. Selbstverständlich kann auf verschiedene Weise gesichert werden, daß der Zähler schnell nach dem anfänglichen Einschalten auf einen Johnson-Code gesetzt wird. So kann z. B. das Gatter N 3 durch ein UND-Gatter ersetzt werden, dessen Eingänge mit dem Q-Ausgang jeder der beiden letzten Stufen verbunden sind und dessen Ausgang mit den Setzeingängen der verbleibenden Stufen verbunden ist. In diesem Falle werden alle Stufen auf »1« gesetzt, wenn sich die beiden letzten Stufen in je dem Zustand »1« befinden.

Wenn die Signale A und B den Klemmen 1 bzw. 2 zugeführt werden, werden die ersten Vorderflanken der beiden Signale vom Gatter Ei miteinander verglichen, werden die zweiten Vorderflanken vom Gatter E2 miteinander verglichen usw., wobei die /Men Vorderflanken vom Gatter En miteinander verglichen werden. Die (n + l)-ten Vorderflanken werden selbstverständlich vom Gatter £1 miteinander verglichen und der Zyklus wiederholt sich.

Wenn die Widerstände R I bis Rn einander gleich oder im Gleichgewicht sind, ist die Ausgangskennlinie des Komparators nach F i g. 7 paramidenförmig wie gezeigt in Fig.6, selbstverständlich mit der Ausnahme, daß der 720°-Punkt in Fig.6 jetzt π ■ 360", der 1440°-PunktinFig. 6 jetzt π ■ 720° wird, usw.
Die Schaltung nach F i g. 1 kann selbstverständlich auf ähnliche Weise dadurch erweitert werden, daß jeweils mehrere D-Flipflops verwendet und als Johnson-Zähler geschaltet werden, wobei die komplementären Ausgänge der letzten D-Flipflops der Johnson-Zähler entsprechend Fig. 1 mit den Eingängen der 5/?-Flipflops 6 und 7 verbunden sind. In diesem Falle hat die Ausgangskennlinie eine Sägezahnform, die über einen Phasendifferenzbereich von 0° bis η - 360° von einem Minimum auf ein Maximum ansteigt, wonach sich der Zyklus wiederholt.

In jedem der polyzyklischen Phasenkomparatoren der oben beschriebenen Art tritt jeweils Ausgleich der Welligkeitsanteile auf, wenn die Phasendifferenz ein ganzes Vielfaches von 360° ist. So tritt für η Stufen Ausgleich an den beiden Enden des Bereiches und an η — 1) Punkten dazwischen auf.

Der bisher beschriebene polyzyklische Phasenkomparator kann auf einfache Weise derart erweitert werden, daß ein Phasen- und Frequenzkomparator erhalten wird. Ein Beispiel eines Phasen- und Frequenzkomparators wird nun an Hand der F i g. 8 der Zeichnungen beschrieben, die den Phasenkomparator nach F i g. 4 unter Zusatz von vier NAND-Gattern 41-44 und zwei Invertern 45, 46 zeigt. Entsprechende Teile der F i g. 4 und 8 sind mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

Das NAND-Gatter 41 hält das Ausgangssignal des NAND-Gatters 42 auf dem Pegel »1«, wenn die Ausgangssignale der Antivalenzgatter 35 und 36 beide »1« sind. Das NAND-Gatter 43 hält das Ausgangssignal des NAND-Gatters 44 auf dem Pegel »1«, wenn die Ausgangssignale der Gatter 35 und 36 beide »0« sind. Für alle anderen Kombinationen der Zustände der Gatter 35 und 36 wirkt die Schaltung nach Fig.8 auf gleiche Weise wie die nach Fig. 4 über den 720°-Bercich. selbstverständlich mit der Ausnahme, daß die Flipflops nun auf die Hinterflanken der Signale an den Klemmen 1 und 2 infolge der Inversion dieser Signale durch die Gatter 42 bzw. 44 ansprechen. Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 8 wird nun an Hand der in F i g. 9

bis 12 dargestellten Wellenformen näher beschrieben, wobei jede dieser Figuren Eingangswellenformen Λ und B an den Eingangsklemmen 1 bzw. 2 zeigt. Die verbleibenden Wellenformen in jeder der Figuren sind die am Ausgang des mit der gleichen Bezugsziffer versehenen Schaltungselemente auftretenden Wellenformen.

F i g. 9 zeigt die verschiedenen Wellenformen mit positiver Phasendifferenz zwischen den Signalen A und B von 60°, d. h., daß die Hinterflanke α des Signals A 60° vor der Hinterflanke b des Signals B auftritt. Die WeI-lenformen 35 und 36 sind dieselben wie in F i g. 5 und die Neigung des Ausgangssignals über den Bereich 0—720^e ist dieselbe wie in Fig. 6. Da die Wellenformen 35 und 3b nie zugleich im »1«-Zustand befindlich sind, bleibt die Wellenform 41 mit »1 «-Zustand und ist die Wellenform 42 die Inverse der Wellenform A. Während der Perioden, in denen sich die Wellenformen 35 und 36 beide im Zustand »0« befinden, ist jedes Eingangssignal des Gatters 43 »1«, wobei das erhaltene »0«-Ausgangssignal des Gatters 43 bewirkt, daß das Ausgangssignal des Gatters 44 ein »!«-Signal ist, ungeachtet des Signals A. Jeweils wenn sich der Zustand der Wellenform 35 oder 36 ändert, geht die Wellenform 43 infolge einer Hinterflanke des Signals A zu »1«. So ist zum Eintreffzeitpunkt der Hinterflanke b des Signals B die Wellenform 43 »1«, so daß das Gatter 44 die Flanke b invertiert, wodurch ein Taktimpuls für die Flipflops 32 und 34 erhalten wird. Auf diese Weise werden die Hinterflanken des Signals A und B invertiert und den betreffenden Flipflops in ihren richtigen Phasenbeziehungen zugeführt.

Bei zunehmender Phasendifferenz in positivem Sinne bewegt sich die Hinterflanke b nach rechts in Fig. 1, während die Breite der Impulse in der Wellenform 43 zunimmt, bis sich bei einer Phasendifferenz von 360° die Wellenform 43 dauernd im »1 «-Zustand befindet. Wenn die Phasendifferenz bis oberhalb 360" zunimmt, wird die Wellenform 41 pulsierend. F i g. 10 zeigt dieselben Wellenformen, wenn die Phasendifferenz zwischen den Hinterflanken a und b auf 420° zugenommen hat. Zu dem Eintreffzeitpunkt jeder Hinterflanke des Signals A befindet sich die Wellenform 41 im»l«-Zustand. so daß die Hinlerflanken der Signale A und B wieder invertiert und den betreffenden Flipflops in ihrer richtigen Phasenbezichung zugeführt werden. Die Wellenformen 35 und 36 weisen nun ein Impulstastverhältnis von 420°/720° (7/12) auf.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den Hinterflanken η und b auf 720° zunimmt, nimmt das Impulstastverhältnis der Wellenformen 35 und 36 zu und nimmt das Impulstastverhäitnis der Wellenlormen 41 ab. Fig. 11 zeigt die Wellenformen, wenn die Phasendifferenz zwischen den Hinterflanken a und b auf gerade unterhalb 720' zugenommen hat, wobei die Hinterflanke c der Wellenform A eine Phasendifferenz von 720° darstellt. Wie sich erkennen läßt, befinden sich die Wellenformen 35 und 36 nahezu auf ihrem maximalen Ausgangspegel und sie sind nach Integration durch einen Punkt gerade unterhalb der 720°-Spitze der 0°—720"-Neigung der F i g. 6 dargestellt.

Die Breite des Impulses d der Wellenform 41 der F i g. 11 wird durch die Phasendifferenz zwischen den Hinterflanken b und c definiert, und dieser Impuls muß vorhanden sein, damit die Hinterflanke c invertiert und als Taktimpuls den betreffenden Flipflops zugeführt wird. Wenn sich die Phasendifferenz zwischen den Signalcn A und B dem Wert von 720° nähert, nähert sich die Breite des Impulses d Null und verschwindet endgültig, wenn die Phasendifferenz 720° ist Wenn sich dies ereignet, wird die Hinterflanke c nicht vom Gatter 42 durchgelassen, weil der Impuls d nun verschwunden ist. Fig. 12 zeigt die Situation, in der die Phasendifferenz zwischen den Signalen A und B auf gerade oberhalb 720° zugenommen hat, was in der Figur durch die Hinterflanke b dargestellt ist, die nun eben rechts von der Hinterflanke c liegt. Zum Eintreffzeitpunkt der Flanke c ist die Wellenform 41 »0« und daher wird die Wellenform 42 auf »1« gehalten.

Die Flanke c wird daher nicht an die Flipflops 31 und 33 als Taktimpuls weitergeleitet, wodurch keines der Gatter 35, 36 und 41—44 seinen Zustand beim Eintreffen der Flanke c ändert. Tatsächlich ist somit der Impuls c unterdrückt, weil er die Schaltung nicht beeinflußt. Dieser Effekt läßt sich leicht erkennen, wenn Fig. 12 als sich an das rechte Ende der Fig. 11 anschließend betrachtet wird, wobei sich die Phasendifferenz an derVerbindungslinie von gerade unterhalb bis gerade oberhalb 720° ändert. Die Schaltung ist durch das Eintreffen der Flanke c der Fig. 1 derart vorbereitet, daß sie auf das Eintreffen einer nächstfolgenden Flanke b anspricht; die Flanke cder Fig. 12 wird also vernachlässigt, wodurch die Wirkung des Flipflops 31 oder 33 um eine Periode des Signals a verzögert wird, wobei sich das Ausgangssignal an der Klemme 3 dementsprechend verschiebt. Auf diese Weise hat die Schaltung das Vorhandensein zweier Hinterflanken des Signals A zwischen zwei benachbarten Hinterflanken des Signals ßdetektiert.

Die Verzögerung in der Wirkung des Flipflops 31 oder 33 hat zur Folge, daß im Betrieb die Phasenbeziehung zwischen den Flipflops 31, 33 und 32, 34 sich um 360" ändert, was wieder bewirkt, daß die Schaltung auf einen Zustand zurückgeschaltet wird, der dem nach Fig. 10 ähnlich ist. Wie aus Fig. 12 ersichtlich ist, ist das Impulstastverhältnis nahezu 1 :1, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal an der Klemme 3 von seinem Höchstwert auf einen Wert halbwegs zwischen dem maximalen und dem minimalen Pegel herabsinkt.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen A und B in positivem Sinne von 720° auf 1080° zunimmt, nimmt der Signalpegel an der Klemme 3 auf den Höchstwert zu und fällt bei 1080° wieder auf den halben Wert ab. wonach sich der Zyklus jeweils nach einer Zunahme der Phasendifferenz von 360° wiederholt. Wenn sich die Phasendifferenz zwischen den Signalen A und B mit konstanter Geschwindigkeit ändert, stellt dies eine Frequenzdifferenz zwischen den beiden Signalen dar, wobei jede Änderung von 360° eine Frequenzdifferenz von 1 Hz darstellt. Fig. 13 zeigt den Ausgangspegel an der Klemme 3, wenn sich die Phase ΦΑ des Signals A in bezug auf das Signal B ändert, wobei aus dieser Figur ersichtlich ist, daß dieser Ausgangspegel immer innerhalb der oberen Hälfte des Ptgelbereiches liegt, wenn die positive Phasendifferenz 360° überschreitet. Wenn somit die Frequenz des Signals A höher als die des Signals B ist, liegt das Ausgangssignal der Schaltung innerhalb der oberen Hälfte seines Bereiches. Die gestrichelte Kurve zeigt das Ausgangssignal an der Klemme 3 für eine negative Phasendifferenz, woraus ersichtlich ist, daß wenn die Frequenz des Signals A niedriger als die des Signals B ist, das Ausgangssignal der Schaltung innerhalb der unteren Hälfte des Ausgangssignalbereiches liegt. Wenn also die Signale A und B verschiedene Frequenzen aufweisen, liefert die Schaltung eine Anzeige, ob die Frequenz des Signals A höher oder niedriger als die Frequenz des Signals B ist, wodurch eine sehr schnelle Verriegelung der beiden Signale in einem Phasenverriegelungsschleifensystem mög-

Hch wird.

Wenn die Antivalenzgatter 35 und 36 von dem Typ mit Q- und Q-Ausgängen _si_nd, sind die Inverter 45 und 46 nicht erforderlich.weil die Eingangssignale für das Gatter 43 direkt den (^-Ausgängen der Gatter 35 und 36 entnommen werden.

Es wird jedem Fachmann klar sein, daß die Schaltung nach F i g. 1 auch derart abgewandelt werden kann, daß auf gleiche Weise wie in F i g. 4 ein Phasen- und Frequenzkomparator erhalten werden kann. Auch wird es klar sein, daß Schaltungen mit einem linearen Ausgangsbereich über eine Phasendifferenz von η ■ 360° ebenso derart abgeändert werden können, daß eine Frequenzempfindlichkeit oberhalb dieses Bereiches erhalten wird, wobei das Prinzip der Unterdrückung eines Impulses des Signals höherer Frequenz jeweils bei Änderung der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen um 360°, wenn die Phasendifferenz einmal größer als η · 360° ist, angewandt wird.

Die Phasen- und Frequenzkomparatoren der obenbeschriebenen Art können selbstverständlich lediglich als Frequenzkomparatoren verwendet werden, wenn dies erforderlich ist, und die Istfrequenzdifferenz kann dadurch bestimmt werden, daß die Anzahl von Abweichungen der Ausgangswellenform als Funktion der Zeit gezählt wird.

Es kann dafür gesorgt werden, daß jeder der obigen Phasen- und/oder Frequenzkomparatoren auf beide Flanken der Eingangswellenformen anspricht, indem jeder Eingang mit einer zusätzlichen Schaltung versehen wird, die einen einseitig gerichteten Impuls für jede Flanke der Eingangswellenform liefert. Eine solche Schaltung kann z. B. ein von einer Flanke getriggertes Verzögerungs-Flipflop 51 und ein Antivalenzgatter 52 enthalten, die auf die in Fig. 14 dargestellte Weise geschaltet sind. Die Eingangs- und Ausgangswellenformen dieser Schaltung sind in Fig. 15 dargestellt, wobei die Breite jedes Ausgangsimpulses gleich den kombinierten Schaltzeiten des Flipflops 51 und des Gatters 52 ist. Durch Anwendung derartiger Schaltungen wird selbstverständlich der Phasenbereich des betreffenden !Comparators halbiert. So wird z. B. der Bereich eines 720°-Phasenkomparators auf 360° in bezug auf die Eingangswellenform der Flankenimpulsschaltung herabgesetzt, aber vorausgesetzt, daß die Impulstastverhältnisse der beiden Eingangswellenformen nahezu einander gleich sind, wird die Welligkeitsamplitude im Vergleich zu bereits bekannten Phasenkomparatoren in erheblichem Maße herabgesetzt.

Ein Komparator nach der Erfindung mit einem Phasendifferenzbereich von 720^c wurde ais Schieifenphasenkomparator in einem Frequenzsyntetisierer vom programmierbaren Teilertyp verwendet und es wurde gefunden, daß mit diesem Komparator eine Welligkeitsunterdrückung von 60 dB im Vergleich zu der Anwendung eines üblichen Zweiteilers-(720°)-Komparators im Frequenzsynthetisierer erhalten wurde.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

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Claims (2)

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Bestimmung der Phasendifferenz zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangssignal mit je einer sich periodisch wiederholenden Wellenform in einem Phasendifferenzbereich yon π - 360 Grad, wobei π eine ganze Zahl größer als 2 ist, mit je einer Frequenzteüerstufe für beide Eingangssignale und mit mindestens zwei an Ausgangen der Frequenzteilerstufen angeschlossenen Phasenkomparatoren, die auf je eine von π aufeinanderfolgenden periodischen Wellenformen der Eingangssignale ansprechen und je ein Impulssigna] mit phasendifferenzproportionaler Impulsbreite erzeugen, sowie mit einer Summierschaltung zur Zusammenfügung der Impulssignale, deren Ausgang ein zusammengesetztes Signal mit phasendifferenzproportionalem Mittelwert liefert, dadurch gekennzeichnet, daß beide Frequenzteilerstufen je ein n-stufiges rückgekoppeltes Schieberegister (31 bis 34; IDl bis IDn, 2Dl bis 2dn) enthalten, wobei das betreffende Eingangssignal dem Takteingang (1, 2) des Schieberegisters zugeführt ist, und daß jeweils einander entsprechende Stufen (ζ. Β. 31, 32; lD/j, 2Dn) der beiden Schieberegister über je einen der Phasenkomparatoren (35,36; £1, En) mit der Summierschaltung (8,9,10; R 1 bis Rn, Cn) verbunden sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale dem Takteingang (C) des zugehörigen Schieberegisters (31,33; 32,34) über je ein NAND-Gatter (42,44) zugeführt sind, die von den Phasenkomparatoren (35,36) derart gesteuert werden, daß sie beim Auftreten von zwei gleichartigen Flanken eines Eingangssignals zwischen zwei benachbarten gleichartigen Flanken des anderen Eingangssignals eine Flanke des einen Eingangssignals sperren.

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