DE3427852A1 - Digital/analog-wandler - Google Patents

Description

ROA 77,853

U.S. Serial Nos. 518,146

528,046

Filed: July 28, 1983

August 31, 1983

RGA Corporation
New York, N.T., V.St.v.A.

Digital/Analog-Wandler

Die Erfindung betrifft einen Digital/Analog-Wandler, insbesondere eine billige und dennoch mit hoher Auflösung arbeitende Ausführungsform, die besonders gut in einem Hörfunk- oder Fernsehempfänger verwendet werden kann.

Digital/Analog-Wandler (abgekürzt: D/A-Wandler) setzen
Digitalwörter in entsprechende Analogsignale um,und sind
daher weit verbreitet. In einem Abstimmsystem für einen
Hörfunk- oder Fernsehempfänger beispielsweise kann ein
D/A-Wandler dazu verwendet werden, ein aufgrund einer Kanalwahl erzeugtes Digitalwort in eine Abstimmspannung umzuwandlen, mit der spannungsgesteuerte frequenzselektive
Einrichtungen wie z.B. Kapazitätsdioden im Tuner beeinflußt werden können.

Abstimmsysteme enthalten häufig einen D/A-Wandler, der

einen Pulsbreitenmodulator oder einen binären Frequenzvervielfacher enthält, um ein Impulssignal mit stufenweise
veränderbarem Tastverhältnis zu erzeugen, das einer Tiefpaßfilterung unterworfen wird, um die analoge Abstimmspan-

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nung zu gewinnen. Ein D/A-Wandler mit binärem Prequenzvervielfacher spricht auf das Digitalwort an, um ein Impulssignal aus Impulsen gleichmäßig kurzer Dauer zu erzeugen, deren Anzahl in "einem Umwandlungszyklus proportional dem Betrag des analogen Abstimmsignals ist. Ein D/A-Wandler mit Pulsbreitenmodulator erzeugt in einem Umwandlungszyklus jeweils einen einzigen Impuls, dessen Dauer proportional dem Betrag der analogen Abstimmspannung ist.

Da für ein Pernseh-Abstimmsystem im allgemeinen eine Auflösung entsprechend einem Teil in 16 000 (2 )Teilen erforderlich ist, wird das Impulssignal von einem mit binärem Prequenzvervielfacher arbeitenden D/A-Wandler eine große Anzahl von ansteigenden und abfallenden Signalübergangen enthalten, während das Impulssignal von einem mit Impulsbreitenmodulator arbeitenden D/A-Wandler nur zwei Übergänge enthält. Das Impulssignal von dem mit Pulsbreitenmodulator arbeitenden D/A-Wandler erfordert ein Tiefpaßfilter mit einem Pilterkondensator relativ großer Kapazität, was eine verhältnismäßig lange Ansprechzeit für den Wandler zur Polge hat. Bei den mit binärem Prequenzvervielfacher arbeitenden D/A-Wandler sind die Anforderungen an das Filter zwar leichter zu erfüllen, andererseits führt jedoch die relativ große Anzahl von Übergängen des Impulssignals dazu, daß der Betrieb des Wandlers durch TemperaturSchwankungen beeinträchtigt wird.

Manche bekannten Tuner enthalten D/A-Wandler, die zwei Impulssignale nebeneinander erzeugen, deren eines repräsentativ für eine Grobabstimmspannung (d.h. für eine Gruppe der obersten oder höchstwertigen Bits des Digitalwortes) und deren anderes repräsentativ für eine Peinabstimmspannung ist (d.h. für die restlichen, untersten oder niedrigstwertigen Bits des Digitalwortes). Dies führt zu einer geringeren Anzahl an Impulsübergangen, wenn ein D/A-Wandler mit binärem Prequenzvervielfacher benutzt wird, und erlaubt die Verwendung von langsameren Verarbeitungsschal-

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tungen. Hierdurch sollten die Kosten des D/A-Wandlers vermindert werden. Andererseits benotigt man aber Präzisions-Schalteinrichtungen, um den Beitrag der Fein-Impulssignale in Anpassung an die Grob-Impulssignale präzise zu bemessen, damit die Kombination .der Grob- und Fein-Impulssignale zu einer analogen Ausgangsspannung führt, die gleichmäßig monoton ist. Der Ausdruck "gleichmäßig monoton" bezeichnet hier eine stetige Funktion, bei welcher jede 1-Bit-Änderung des digitalen Eingangswortes immer eine gleich große Änderung des Ausgangssignals bringt. Dieser gesonderte Schaltungsaufwand erhöht die Kompliziertheit und die Kosten des D/AWandlers.

Die Qualität eines D/A-Wandlers wird im allgemeinen an sei-ηer Auflösung (Anzahl der Quantisierungssprünge im Ausgangssignal), an seiner absoluten Genauigkeit (Genauigkeit der tatsächlichen analogen Ausgangsspannung gegenüber einer idealen Ausgangsspannung), an seiner Betriebsgeschwindigkeit sowie an den Kosten gemessen.

Es ist festzustellen, daß man einen D/A-Wandler mit hoher Auflösung und geringen Kosten herstellen kann, wenn man auf andere Qualitätsmerkmale wie z.B. die absolute Genauigkeit weniger Wert legt. Im einzelnen kann man die Genauigkeit bis auf einen Punkt verringern, wo die Ausgangsspannung nicht-monoton wird, was man bewußt in Kauf nimmt. Ein D/AWandler gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt abhängig von einer Gruppe der obersten Bits eines Digitalwortes ein erstes Signal mit schrittweise veränderbarem Tastverhältnis und abhängig von einer Gruppe der nächsten Bits des Digitalwortes ein zweites Signal mit einem schrittweise veränderbaren Tastverhältnis. Die Amplitude des ersten und die Amplitude des zweiten Signals werden unterschiedlich gewichtet, und zwar so, daß der maximale Gleichstommittelwert des zweiten Signals größer ist als der Wert eines einzigen Schrittes des ersten Signals. Die gewichteten Signale werden kombiniert und in einem Tiefpaßfilter gefiltert, um

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die Analogspannung abzuleiten. Infolge des beschriebenen Typs der unterschiedlichen Gewichtung können die Toleranzen für die Werte der Widerstände, die zur Realisierung der Gewichtungsfunktion verwendet werden, wesentlich großzügiger sein, wodurch die Kosten des D/A-Wandlers geringer werden. Da der Gesamtbeitrag des zweiten Signals größer ist als der Wert eines Schrittes des ersten Signals, ist der D/A-Wandler nicht-monoton. Trotzdem läßt sich immer noch der volle Bereich von-Analogspannungen ableiten, und zwar mit hoher Auflösung. Eine Laser-Trimmung ohmscher Bauelemente oder die Verwendung von Präzisions-Schalteinrichtungen ist nicht erforderlich, wodurch die Kosten des Wandlers noch weiter reduziert werden. Ein Anwendungsgebiet für einen Digital-Analog-Wandler dieses Typs ist ein Fernseh-Abstimmsystem, wie es hier beschrieben wird.

In manchen Fällen wie z.B. bei einem Sägezahngenerator, der die Suchlauf - Abstimmspannung für einen gewobbelten Fernsehtuner liefert, kann ein nicht-monotones Ausgangssignal unerwünscht sein, da bei jedem nicht-monotonen Änderungsschritt eine abrupte Änderung in der Abstimmspannung erfolgt. Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung ist eine Anordnung vorgesehen, um ein monotones Ausgangssignal für den oben beschriebenen D/A-Wandler zu erzeugen.

Eine solche Anordnung enthält eine Einrichtung zur Speicherung eines Signalpegels, der einem Analogsignalpegel entspricht, wie er vom D/A-Wandler vor dem Auftreten eines nicht-monotonen Schrittes geliefert wird, und zur schnellen Änderung des Wertes des Digitalwortes und damit des Analogsignalpegels, bis dieser Pegel wieder dem gespeicherten Signalpegel entspricht. Auf diese Weise werden die Werte des Digitalwortes, die den nicht-monotonen Teilen des Ausgangssignals des Wandlers entsprechen, schnell umgangen, und infolge der Wirkung des Tiefpaßfilters bleibt der Pegel des Analogsignals im wesentlichen monoton.

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Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt, teilweise in Blockform und teilweise im Detail, einen gemäß der Erfindung aufgebauten D/A-Wandler;

Figuren 1A und 2 zeigen Wellenformen, zur Erläuterung des

Betriebs des Wandlers nach Fig. 1; 10

Fig. 3 zeigt, teilweise in Blockform und teilweise im Detail, eine andere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen D/A-Wandlers unter Verwendung eines Mikrocomputers anstelle der in Fig. 1 gezeigten diskreten Logikschaltung·

Figuren 4- und 5 sind Flußdiagramme von Teilen eines Mikrocomputer-Steuerprogramms für den D/A-Wandler nach

Fig. 3;
20

Fig. 6 zeigt, teilweise in Blockform und teilweise im Detail, eine andere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen D/A-Wandlers;

Figuren 7 und 8 zeigen, teilweise in Blockform und teilweise im Detail, Abstimmsysterne für Fernsehempfänger unter Verwendung des D/A-Wandlers nach Fig. 1.

In der Anordnung nach Fig. 1 speichert ein Register 10 16 Bits eines DigitalWortes, das in einen Analogwert umgewandelt werden soll. Die acht obersten oder höchstwertigen Bits (abgekürzt: HWBs) des 16-Bit-Digitalwortes werden, wie mit dem breiten Pfeil angedeutet, auf einen Digital/Tastverhältnis-Wandler 12 gegeben, um an einer Klemme 14- ein ausgangsseitiges Impulssignal "Grob" zu erzeugen. Das "Grob"-Signal hat einen Gleichstrommittelwert, der repräsentativ für den Wert der acht obersten Bits des Digitalwortes ist. - 14 -

Der Wandler 12 kann unter Verwendung eines binären Frequenzvervielfachers aufgebaut sein, der eine Vielzahl von Ausgangsimpulsen erzeugt, die gleichmäßig kurze Dauer haben und deren Anzahl innerhalb einer gegebenen Umwandlungsperiode proportional zum Wert der acht obersten Bits ist. Das heißt, der Wandler 12 kann durch zwei 4~Bit-Binärfrequenzvervielfacher realisiert sein, die in der "Additions"-Betriebsart in Kaskade geschaltet sind, wie z.B. die integrierte Schaltung CD4-O89 des Herstellers ROA Corporation, Solid State Division, Somerville, N.J. (gezeigt in Fig.13 auf Seite 246 des 1978 RCA COS/MOS Integrated Circuits Data Book). I" einer ähnlichen Weise werden die acht untersten oder niedrigstwertigen Bits (abgekürzt: NWBs), das heißt die übrigen Bits des im Register 10 gespeicherten Digitalwortes, auf einen Digital/Tastverhältnis-Wandler 16 gegeben (wie mit dem breiten Pfeil angedeutet), um an der Ausgangsklemme 18 ein ausgangsseitiges Impulssignal "lein" zu liefern, das ähnlich dem an der Klemme 14· erscheinenden Impulssignal ist, jedoch ein Tastverhältnis hat, das repräsentativ für den Wert der acht untersten Bits ist.

Die in Fig. 1A dargestellte Wellenform eines Impulssignals ist typisch für das vom Wandler 12 oder 16 gelieferte Impulssignal, falls der betreffende Wandler als Binärfrequenzvervielfacher mit 256 Zeitintervallen pro Umwandlungszyklus arbeitet, um am Ausgang ein Impulssignal zu liefern, dessen Tastverhältnis in 256 Schritten von 0 bis 100$ veränderbar ist. Das dargestellte Impulssignal enthält in jedem vierten Zeitintervall jeweils einen Impuls mit der Amplitude V und einer Dauer gleicn einem Zeitintervall und hat daher einen Gleichstromniittelwert von V/4 Volt, was 25$ des maximalen Digitalwerts entspricht. Wenn die Ausgangssignale "G-rob" und "Fein" z.B. beide die dargestellte Form haben, dann repräsentiert das erstgenannte Signal 25$ des Digitalwertes der acht obersten Bits und das zweitgenannte Signal 25$ des Digitalwertes der acht untersten Bits.

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Typische bekannte D/A-Wandler enthalten Präzisions-Schalteinrichtungen, um das "Grob"- und das "Fein"-Signal derart zusammenzufassen, daß der maximale Beitrag des "Fein"-Signals genau um einen "Pein"-Teilschritt kleiner ist als ein einziger Teilschritt des "Grob"-Signals. Auf diese Weise wird eine gleichmäßig monotone Ausgangsgröße erhalten. Wenn der Beitrag eines einzigen Teilschrittes des "Grob"-Signals größer wäre als eben genannt, dann würde die Ausgangsfunktion zwar monoton aber nicht gleichmäßig bleiben, und eine Gruppe von Ausgangspegeln würde übersprungen (d.h. wäre nicht ableitbar).

Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung werden das "Grob"- und das "Fein"-Signal derart kombiniert, daß bewüßt eine nicht-monotone Ausgangsgröße erhalten wird. Somit kann das Kombinieren der Signale unter Verwendung billiger, mit normaler Toleranz (z.B. 10$) bemessener Widerstände erfolgen und ohne die Gefahr, daß man eine nicht-gleichmäßige monotone Ausgangsgröße bekommt, worin Ausgangspegel übersprungen werden.

Im einzelnen wird ein Tiefpaßfilter 20 verwendet, das einen mit der Klemme 14- verbundenen Normaltoleranz-Widerstand 22 und einen mit der Klemme 18 verbundenen Normaltoleranz-Widerstand 24 enthält, um die Ausgangsimpulssignale von den Wandlern 12 und 16 an einem Verbindungspunkt 26 zu vereinigen. Durch die Spannungsteilerwirkung der beiden Widerstände 22 und 24 werden das "Grob"- und das "Fein"-Signal unterschiedlich gedämpft oder gewichtet, so daß am Verbindungspunkt 26 der maximale Gleichstrommittelwert des "Fein"-Signals größer ist als der Gleichstrommittelwert eines einzigen Teilschrittes des "Grob"-Signals. Ein zwischen den Verbindungspunkt 26 und Masse geschalteter Kondensator 28 glättet das gewichtete und kombinierte Signal, um äas Analogsignal zu gewinnen. Ein zusätzlicher Filterabschnitt 30 mit einem Widerstand 32 und einem Kondensator 34 dient der weiteren Glättung des Analogsignals.

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Falls eine gleichmäßige Monotonie erwünscht wäre, müßten die Widerstände 22 und 24- eine unterschiedliche Gewichtung im Verhältnis 256:1 besorgen. Dies läßt sich mathematisch ausdrücken durch:

R_f = 256R_C,

wobei R_f gleich dem tatsächlichen Widerstandswert des Widerstandes 24 und R_n gleich dem tatsächlichen Widerstandswert des Widerstandes 22 ist. Die Toleranz, die zur Gewährleistung einer gleichmäßigen Monotonie gefordert wird, ist 1:2¹⁶ = 1:65 536 = 0,0015#.

Die gegenseitige Beziehung der Widerstandswerte der Widerstände 22 und 24 zur derartigen Dämpfung der "Grob"- und "Fein"-Signale, daß eine nicht-monotone Ausgangsgröße gemäß der Erfindung erhalten wird, läßt sich mathematisch folgendermaßen ausdrucken:

R„<256 B-

X C

Wenn man die Toleranz der Widerstände in Rechnung zieht, ist die vorstehende Ungleichung folgendermaßen auszudrücken:

R_f(i±tol.) < 256 R_Q (i±tol.).

Wenn man Widerstände mit einer Toleranz von z.B. 1O# verwenden würde, dann ergäbe sich für den ungünstigsten Fall:

R_f(i+0,i) < 256 R_c (1-0,1)

^Rf

Wenn man also für die Widerstände 24 und 22 Exemplare wählt, die mit 10#-iger Toleranz bemessen sind und deren Nennwerte im Verhältnis 200:1 zueinander stehen, dann ist dies mehr als ausreichend, um ein nicht-monotones Ausgangssignal zu

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garantieren (d.h. ein Signal, bei welchem alle Ausgangspegel ableitbar sind). So kann der Widerstand 22 z.B. einen Nennwert von 1 Kiloohm und der Widerstand 24 einen Nennwert von 200 Kiloohm haben. Wenn das Verhältnis der Nennwerte von 200:1 auf 256:1 erhöht wird, dann verringert sich der Grad der Nicht-Monotonie, und die für die Widerstände 22 und 24 geforderte Toleranz wird entsprechend enger. Wenn umgekehrt das Nennwerteverhältnis gegenüber dem Wert 200:1 vermindert wird, dann können Widerstände mit entsprechend größerer Toleranz verwendet werden, weil der Grad der Nicht-Monotonie höher ist.

Die in der Fig. 2 gezeigten Signalformen veranschaulichen die Gewichtung und Vereinigung der "Grob"- und "Fein"-Signale gemäß den Prinzipien der Erfindung. Die Darstellung a) zeigt die Gleichstrommittelwerte der 256 Teilschritte des "Fein"-Signals, wie es am Verbindungspunkt 26 erscheinen würde, wenn das "Grob"-Signal nicht vorhanden wäre. Jeder gezeigte vertikale Teilschritt bedeutet ungefähr 20 tatsächliche Teilschritte des Digitalwertes. Der Digitalwert ist entlang der horizontalen Achse angezeigt. Da das "Fein"-Signal entsprechend den acht untersten Bits des Digitalwortes erzeugt wird, ist die Signaldarstellung a) eine sich wiederholende Treppe aus jeweils 255 Stufen eines Gleichstrommittelwerts. Der maximale Gleichstrommittelwert nach 255 Stufen wäre gleich V/200, wenn man für die Widerstände 22 und 24 ein Gewichtsverhältnis von 200:1 verwenden würde.

Die Signaldarstellung b) in Fig. 2 zeigt einige Teilschritte des "Grob"-Signals, wie es am Verbindungspunkt 26 erscheinen würde, falls das "Fein"-Signal nicht vorhanden wäre. Da das "Grob"-Signal entsprechend den acht obersten Bits des Digitalwortes erzeugt wird, ist der einem einzigen Teilschritt des "Grob"-Signals entsprechende Digitalwert gleich 256 Teilschritten des "Fein"-Signals. Dies zeigt sich deutlich dadurch, daß jeweils nach 255 Amplitu-

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denschritten des Signals a) ein Amplitudenschritt des Signals b) erfolgt. Der GleictLStrommittelwert jedes Teilschrittes des "Grob"-Signals ist gleich V/256. Wie oben erwähnt, ist jedoch der maximale Amplitudenmittelwert des "Fein"-Signals gleich V/200. Wenn also die Signale a) und b) miteinander kombiniert werden, wie es die Wellenform c) zeigt, dann zeigt sich, daß der maximale Gleichstrommittelwert nach 255 Teilschritten des "Fein"-Signals nicht um einen "Fein"-Teilschritt kleiner ist als ein Teilschritt des "Grob"-Signals, wie es bei einem gleichmäßig monotonen D/A-Wandler der Fall ware. Vielmehr ist der maximale Gleichstrommittelwert nach 255 Teilschritten des "Fein"-Signals um einen festen Betrag großer als der Gleichstrommittelwert eines einzigen Teilschrittes des "Grob"-Signals. Bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel entspricht dieser Betrag dem Maß 1/200 - 1/256, also etwa 22#. Infolgedessen ist das kombinierte Signal nicht monoton, sondern enthält nach jeder Gruppe von 256 Teilschritten des Digitalwertes einen nicht-monotonen Abschnitt, wie es die Wellenform c) zeigt.

Die ersten 512 Teilschritte des mit der Wellenform c) gezeigten kombinierten Signals sind zeitlich gedehnt dargestellt, während die übrigen Teilschritte, d.h. die Schritte 512 bis 65 535» der Einfachheit halber komprimiert dargestellt sind. Der maximale Digitalwert des 16-Bit-Digital-

1Pi

Wortes ist gleich 2 oder 65 535» und dieser Wert entspricht dem erreichbaren maximalen Gleichstrommittelwert, d.h. dem Wert V.

Es sind also 65 536 Auflösungselemente vorhanden, um ein Analogsignal präzise abzuleiten. Wegen der Nicht-Monotonie der Umwandlung gibt es jedoch nach jedem nicht-monotonen Teilschritt Gruppen von Digitalwerten, die bewirken, daß das kombinierte Signal vorher gelieferte Schrittwerte wiederholt. So wird z.B. während des Zeitintervalls t^. der Wert des vom Zähler (Register) 10 gelieferten Digitalwor-

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tes von O auf 255 erhöht, und der Gleichstrommittelwert des kombinierten Signals nach 255 Teilschritten ist ungefähr gleich V/2OO. Am Beginn des Zeitintervalls t₂ jedoch fällt der Gleichstrommittelwert des kombinierten Signals ab, und es sind ungefähr 56 positive Teilschritte des Digitalwortes erforderlich, bevor wieder ein Gleichstrommittelwert von V/200 erreicht wird.

Jeder analoge Ausgangswert zwischen 0 und V ist ableitbar, und zwar mit einer hohen Auflösung in der Größenordnung von 1:2 (also 1:65 565) abzüglich eines Überlappungsmaßes, das infolge der Nicht-Monotonie besteht und beim hier behandelten Beispiel ungefähr 56/256 oder 22# beträgt, wie oben erläutert. Die Gesamtauflösung ist also gleich 1: 51 176, was immer noch wesentlich größer ist als eine 14-Bit-Auflösung von 1:16 384, wie sie im allgemeinen für Fernseh-Abstimmsysteme gefordert wird.

In der Anordnung nach Fig. 8 sind zwei Digital/Tastverhältnis-Wandler 816 und 820 enthalten, die jeweils einen Ausgang 818 bzw. 822 haben, und die in der gleichen Weise arbeiten wie die Wandler 12 und 16 nach Fig. 1. In der gleichen Weise, wie im Falle der Fig. 1 die beiden Widerstände 22 und 24 mit dem Kondensator 28 gekoppelt sind, sind auch in der Anordnung nach Fig. 8 zwei Widerstände 826 und 828 mit einem Kondensator 831 und einem Summierungspunkt 83O verbunden. In der Anordnung nach Fig. 8 sind zusätzliche Maßnahmen getroffen, um den Wert des Mgitalwortes nach einem nicht-monotonen Schritt schnell zu ändern, so daß die Nicht-Monotonie im gefilterten analogen Ausgangssignal im wesentlichen beseitigt wird. Ein 16-Bit-Zähler 810 Iiefert ein Digitalwort, dessen Wert sich zwischen 0 und 2 (also 65 536) ändern kann. Ein einpoliger Umschalter 812 überträgt normalerweise ein relativ niedrigfrequentes Taktsignal (z.B. 1 KHz) von einer Taktsignalquelle 814 zu einem Takteingang G des Zählers 810, um den Wert des erwähnten Digitalwortes periodisch und gleichförmig zu ändern. Der

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Zähler 810 spricht auf ein Vorwärts/Rückwärts-Steuersignal V/R an, um den Wert des Digitalwortes in positiver Richtung zu ändern (Vorwärtszählung), wenn dieses Signal einen hohen Binärwert oder Logikpegel hat, und um den Wert des Digitalwortes in negativer Richtung zu ändern (Rückwärtszählung), wenn das Steuersignal niedrigen Logikpegel hat. Der Zähler 810 zählt die Impulse des ihm zugeführten Taktsignals, wenn er durch ein ihm angelegtes Aktivierungssignal E eingeschaltet ist.

Die acht untersten Bits des Digitalwortes werden auf einen Detektor 832 gegeben, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, kurz bevor der Ausgang des D/A-Wandlers einen nicht-monotonen Schritt macht. Der Detektor 832 kann z.B. ein für 8 Bits ausgelegtes Exklusiv-ODER-Glied aufweisen, um einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, wenn gefühlt wird, daß die acht untersten Bits alle den Binärwert "1" haben (was bei Rückwärtszählung des Zählers 810 unmittelbar vor einem nicht-monotonen Schritt eintritt). Das Ausgangssignal des Detektors 832 wird dem Setzeingang S eines Setz/Rücksetz-Flipflops 834· angelegt. Als Antwort auf das Signal an seinem Setzeingang liefert das Flipflop 834- an seinem Q-Ausgang ein Signal mit hohem Logikpegel. Dieser hohe Pegel wird an einer Abfrage- und Halteschaltung 836 gelegt, um diese Schaltung zu veranlassen, den unmittelbar vor jedem nicht-monotonen Schritt erhaltenen Pegel des analogen Ausgangssignals des D/A-Wandlers abzufragen und zu halten. Der gehaltene Signalpegel Vtt wird auf einen Eingang eines Vergleichers 838 gegeben. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops 834- wird außerdem an den Umschalter 812 gelegt, um diesen Umschalter zu veranlassen, ein relativ schnelles Taktsignal (z.B. 10 KHz) von einer .Taktsignalquelle 84-0 auf den Takteingang C des Zählers 810 zu koppeln und das langsamere Taktsignal (1 KHz) der Quelle 814- vom Zähler 810 abzukoppeln. Als Folge davon werden die Digitalwerte des Zählers 810 ab dem nicht-monotonen Schritt in schnellen Schritten weiter verändert. Die schnell veränderten Digitalwerte entsprechen Ausgangssig-

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nalpegeln des D/A-Wandlers, die eine Wiederholung der vor dem nicht-monotonen Schritt gelieferten Ausgangssignalpegel darstellen.

Der Vergleicher 838 empfängt ferner das Ausgangssignal V des D/A-Wandlers und liefert ein Signal zur Rücksetzung des Flipflops 834-, wenn der Ausgangspegel des D/A-Wandlers den Wert erreicht hat, den er unmittelbar vor dem nichtmonotonen Schritt hatte. Wenn das Flipflop 834· durch den Ausgang des Vergleichers 838 zurückgesetzt wird, gerät der Umschalter 812 wieder in den Zustand, in welchem er die Taktsignal quelle 814- anstatt der Taktsignalquelle 84-0 mit dem Zähler 810 koppelt, so daß der Zähler seine langsame Zählung wieder aufnimmt.

Im folgenden sei anhand der Wellenform c) der Fig. 2 die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 8 für den Fall beschrieben, daß der Zähler durch die von der Quelle 814-kommenden Taktsignale in positiver Richtung fortgeschaltet wird, und zwar ausgehend vom Wert "0" in allen Bits des Digitalwortes. Während des Zeitintervalls t^. erhöht sich der Zählstand des Zählers 810 von O bis 255 mit einer Schrittgeschwindigkeit von 1 KHz. Beim Zählstand 255 liefert der Detektor 832 ein Signal an den Eingang S des Flipflops 834-, und der Gleichstrommittelwert des Ausgangssignals des D/A-Wandlers beim Zählstand 255 wird von der Abfrage- und Halteschaltung 836 gehalten und an einen Eingang des Vergleichers 838 gelegt. Der gehaltene Signalpegel ist mit Vj₁ in der Wellenform c) eingetragen. Anschließend bringen das Flip flop 834·, der Umschalter 812 und die Taktsignalquelle 84-0 den Zähler 810 dazu, mit der zehnfachen Geschwindigkeit weiterzuschalten, bis der Vergleicher 838 anzeigt, daß der Ausgangssignalpegel des D/A-Wandlers wieder den Wert V₁₁ erreicht hat. Durch diese schnelle Schrittgeschwindigkeit wird das Zeitintervall t₂ auf den zehnten Teil verkürzt, wie es mit dem kleinen Intervall t'₂ dargestellt ist. Am Ende des Zeitintervalls t'₂ nimmt der Zähler 810

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Λ seine langsamere Schrittfolge wieder ein. Es sei erwähnt, daß sich beim Zählwert 256 wieder alle Bits auf 0 stellen und daß dieser Zustand vom Detektor 832 unmittelbar nach dem Zählstand 255 (alle Bits gleich 1) ebenfalls erfaßt wird. Dies beeinflußt jedoch die Abfrage- und Halteschaltung 836 oder den Schalter 812 nicht, da sich das Ausgangssignal des Flipflops 834- nicht ändert, wenn seinem Setzeingang S ein zweites Signal angelegt wird.

Es werden also ungefähr 56 Teilschritte der Wellenform c) sehr schnell während des relativ kurzen Zeitintervalls t*2 durchlaufen, wodurch der nicht-monotone Teil aus dem gefilterten Ausgangssignal des D/A-Wandlers im wesentlichen eliminiert wird. Dies ist in der Wellenform c) durch den gestrichelt gezeichneten Signalabschnitt veranschaulicht, der am Ende des Zeitintervalls t^ beginnt und aufeinanderfolgende gleichmäßige Erhöhungen des Gleichstrommittelwertes nach dem Zählwert 255 darstellt.

Der in Pig. 8 dargestellte D/A-Wandler kann in einem Fernsehempfänger verwendet werden, um eine sägezahnähnliche Abstimmspannung zur Wobbelung des Überlagerungsoszillators im Fernsehtuner 842 zu liefern und damit den Empfänger sukzessiv auf aufeinanderfolgende Kanäle abzustimmen. In diesem Fall ist es wünschenswert, ein weiteres Tiefpaßfilter 84-6 einzufügen, das eine relativ große Zeitkonstante im Vergleich zu derjenigen des Tiefpaßfilters 824· hat, um das Ausgangssignal V zusätzlich zu glätten und ein Signal

V zu erzeugen, das sich als Wobbeispannung eignet. Ein a

Kanalwähler 84-4, der eine herkömmliche Anordnung aus Kanalwahl-Drucktasten einschließlich jeweils einer "Aufwärts"- und einer "Abwärts"-Taste aufweisen kann, liefert bei Betätigung durch den Benutzer das Aktivierungssignal E und das Vorwärts/Rückwärts-Steuersignal V/R mit wahlweise hohem oder niedrigem Pegel. Wenn daraufhin die Analogsignalpegel am Ausgang des D/A-Wandlers sukzessiv ansteigen (oder abnehmen), wird der Empfänger vom Tuner 872 nach-

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einander auf Kanäle steigender (oder abnehmender) Ordnungszahl abgestimmt. Wenn der Benutzer sieht, daß ein gewünschter Fernsehkanal empfangen wird, laßt er die Drucktaste des Kanalwählers 84-4- los, so daß das Aktxvierungssignal E nicht langer an den Zähler 810 angelegt wird. Dies bewirkt, daß der Zähler 810 mit dem Zählen aufhört.

Wenn der nicht-monotone Teil des Ausgangssignals des D/AWandlers nicht im wesentlichen eliminiert werden würde, wie es die erfindungsgemäße Anordnung besorgt, dann wäre es möglich, daß eine zweimalige Abstimmung auf einem einzigen Kanal erfolgt (z.B. einmal bei einem Digitalwert von 255 und dann noch einmal bei einem Digitalwert von ungefähr 315)· Dies könnte den Benutzer dahingehend verwirren, daß er nicht mehr genau weiß, auf welchen Kanal die Abstimmung zielt.

Im Gegensatz zum gewobbelten Fernsehtuner nach Fig. 8 ist im Fernsehempfänger nach Fig. 7 ein Mikrocomputer 700 vorgesehen, der die Abstimmung des Empfängers auf einen gewünschten Kanal steuert, indem er intern ein 16-Bit-Digitalwort erzeugt und an zwei Ausgängen 710 und 712 ein "Grob"- und ein "Fein"-Impulssignal liefert, deren erstes für die acht obersten Bits und deren zweites für die acht untersten Bits des Digitalwortes repräsentativ ist. Diese an den Ausgangen 710 und 712 erscheinenden Impulssignale werden unterschiedlich gewichtet und über Normaltoleranz-Widerstände 716 und 718 eines Tiefpaßfilters 714- miteinander kombiniert, um an einem Kondensator 719 ein Analogsignal zu erzeugen, ähnlich wie es weiter oben in Verbindung mit Fig. 8 beschrie-

JO ben wurde. Das Analogsignal wird durch ein zusätzliches Tiefpaßfilter 720, das einen Widerstand 722 und einen Kondensator 724- enthält, weiter geglättet und dann als Abstimmspannung dem Überlagerungsoszillator eines Tuners 726 angelegt.

Über einen Widerstand 728 ist die Quelle einer Betriebsspannung +V mit der Kathode einer 30-VoIt-Zenerdiode 730 verbunden, um eine Referenzspannung zu entwickeln, die höher

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ist als die maximal erforderliche Abstimmspannung. Über einen Widerstand 732 und über die Ausgangsklemme 710 werden 30 Volt von der Kathode der Zenerdiode 730 auf die Ausgangsstufe des Mikrocomputers 700 gekoppelt.Dies hat zur Folge, daß an der Klemme 710 ein "Grob"-Signal erscheint, das ähnlich dem "Grob"-Signal nach Fig. 2 ist, jedoch eine Impulsamplitude von 30 Volt hat. Eine 5-VoIt-Zenerdiode 734- empfängt über einen Widerstand 736 Spannung von der Diode 730 und liefert eine Betriebsspannung von 5 Volt für den Mikrocomputer 700. Um die Anforderungen an die Halbleiterelemente innerhalb des Mikrocomputers 700 hinsichtlich der Spannungsfestigkeit zu verringern, verwendet die Ausgangsstufe für die Klemme 712 das Betriebspotential von 5 Volt, und die Impulse des "Fein"-Signals haben eine Amplitude von 5 Volt. Die Art und Weise, wie der Mikrocomputer 700 das "Grob"- und das "Fein"-Signal erzeugt, wird ausführlicher weiter unten in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.

Da die Amplitude der Impulse des "Fein"-Signals ein Sechstel der Amplitude der Impulse des "Grob"-Signals beträgt, kann die von den Widerständen des Filters 71^ durchzuführende Gewichtung entsprechend einem Sechstel des in Verbindung mit Fig. 1 beschriebenen Verhältnisses 200:1 erfolgen, d.h.

im Verhältnis 33ί1· Der Widerstand 716 kann also einen Nennwert von 1 Kiloohm und der Widerstand 718 einen Nennwert von 33 Kiloohm haben (wenn Widerstände mit 10^-iger Toleranz benutzt werden).

Im Betrieb des Empfängers koppelt eine Empfangsantenne 738 empfangene HF-Signale auf den Tuner 726, worin sie mit dem von einem Überlagerungsoszillator 739 erzeugten Uberlagerungssignal gemischt werden, um ein ZF-Signal zu erhalten, in welchem der Bildträger eine Nennfrequenz von z.B. 45,75 MHz (im Falle des NTSC-Fernsehsysteros) hat. Das ZF-Signal wird in einer ZF-Stufe 740 verstärkt und dann auf die restlichen Schaltungen 742 des Fernsehempfängers gegeben, um

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Bild und Ton entsprechend dem gewählten Kanal wiederzugeben.

Zur Steuerung der Abstimmung des Fernsehempfängers betätigt der Benutzer einen Kanalwähler 74-4-, der entweder ein Tastatur-Eingabegerät oder ein Fernsteuersender sein kann, um dem Mikrocomputer 700 ein Signal einzugeben, das repräsentativ für den gewünschten zu empfangenden Kanal ist. Aufgrund dieses Kanalwählsignals speichert der Mikrocomputer 700 in einem Register 74-6 ein Signal, das repräsentativ für das tatsächliche Überlagerungssignal ist, welches zur korrekten Abstimmung auf das dem gewählten Kanal entsprechende HF-Signal benötigt wird. Der Mikrocomputer 700 enthält einen zweiten Registerteil 74-8, der auf das vom Tuner gelieferte Überlagerungssignal anspricht (nach Frequenzteilung dieses Signals in einem Frequenzteiler 74-9 zur Verringerung auf eine Frequenz, die vom Mikrocomputer 700 leichter verarbeitet werden kann), um ein Signal zu speichern, das repräsentativ für die Istfrequenz des Überlagerungssignals ist. Ein Vergleicher 750 vergleicht das im Register 74-6 gespeicherte Signal mit dem im Register 74-8 gespeicherten Signal, um festzustellen, ob die Frequenz des Überlagerungssignals und damit die analoge Abstimmspannung zu niedrig oder zu hoch ist. Wenn der Wert des im Register 74-8 gespeicherten Signals größer (kleiner) als der im Register 74-6 gespeicherte Wert ist, dann ist die Frequenz des Überlagerungssignals zu hoch (zu niedrig).

Zur Abstimmung des Überlagerungssignals auf die richtige Frequenz liefert ein Steuerteil 752 des Mikrocomputers Befehle zur Erhöhung oder Verminderung des Wertes eines 16-Bit-Digitalwortes, das in einem Register 754- gespeichert ist. Das im Register 754· gespeicherte Digitalwort wird dazu verwendet, die an den Klemmen 710 und 712 gelieferten "Grob"- und "Fein"-Impulssignale zu bilden. Der Digitalwert des gespeicherten Wortes wird so lange geändert (mit Hilfe einer Technik der schrittweisen Annäherung, die

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ausführlicher weiter unten beschrieben wird), bis der Vergleicher 750 anzeigt, daß die Istfrequenz des Überlagerungsoszillators der für die korrekte Kanalwahl erforderlichen Frequenz entspricht (d.h. der Vergleicher vergleicht alle in den Registern 746 und 74-8 gespeicherten Bits).

In diesem Stadium ist der Erfassungsbetrieb der Abstimmung abgeschlossen, und der Mikrocomputer 700 tritt in einen Betrieb der automatischen Frequenzregelung(AFR) ein, bei welchem er auf die Frequenz des Bildträgers im ZF-Signal (nach passender Teilung in einem festen Frequenzteiler 751) anspricht, um einen Wert zu speichern, der repräsentativ für die Istfrequenz des ZF-Signals ist, und um diesen Wert mit einem gespeicherten Wert zu vergleichen, der repräsentativ für die Nominalfrequenz des ZF-Bildträgers ist (45*75 MHz). Ähnlich wie beim oben beschriebenen Erfassungsbetrieb wird das im Register 754 gespeicherte Digitalwort erhöht oder vermindert, um eine Abstimmspannung zu erzeugen, welche die Istfrequenz des ZF-Bildträgers auf dem Nominalwert hält.

Wie bereits oben angedeutet, werden die Bits des im Register 75^ gespeicherten Digitalwortes durch eine Technik schrittweiser Annäherung bestimmt. Eine Steuereinheit 752 setzt am Anfang das oberste Bit des im Register 754 gespeicherten Digitalwortes auf den Binärwert Λ und den Rest der Bits auf den Binärwert 0. Dies entspricht einem Digitalwert, der 50$ des maximal möglichen Digitalwertes ist. Wenn der Vergleicher 750 anzeigt, daß die Frequenz des Überlagerungssignals und somit die Abstimmspannung zu hoch ist (d.h. höher, als ea zur Abstimmung auf den gewählten Kanal erforderlich ist), wird der im Register 754- gespeicherte Digitalwert um 50$ vermindert. Dies geschieht dadurch, daß das oberste Bit auf 0 und das nächste Bit auf 1 gesetzt wird (die übrigen Bits bleiben noch auf O). Wenn umgekehrt die Abstimmspannung zu niedrig ist, dann wird der Digitalwert um 50$ erhöht, indem das oberste Bit auf 1 be-

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lassen und das nächste Bit von O auf 1 gebracht wird. Nach sechszehnmaliger Wiederholung dieses Vorgangs hat das im Register 75^ gespeicherte Digitalwort genau denjenigen Wert, der die Abstimmspannung zur korrekten Ab-Stimmung auf den gewählten Kanal bringt.

Die analoge Abstimmspannung wird also präzise durch eine Rückkopplungsschleife 760 bestimmt, die den Mikrocomputer 700, die Tiefpaßfilter 714 und 720, den Tuner 726 und den Frequenzteiler 74-9 umfaßt. Obwohl die Übertragungsfunktion dieses D/A-Wandlers nicht-monoton ist, wie es die Wellenform c) in Fig. 2 zeigt, kann jede analoge Abstimmspannung von 0 Volt bis V Volt erzeugt werden, und zwar mit einer Genauigkeit von ungefähr 1:50 000, was wesentlich größer ist als im allgemeinen für Fernseh-Abstimmsysterne notwendig.

In der Anordnung nach Fig. 3 ersetzt ein Mikrocomputer 300 einen wesentlichen Teil der in Fig. 8 dargestellten Schaltungen, um einen D/A-Wandler gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung zu bilden. Eine Zentraleinheit 310 des Mikrocomputers 300 liefert in Verbindung mit einem Register 312, das einen Speicherplatz eines Speichers mit wahlfreiem Zugriff (Randomspeicher RAM) darstellt und ein für eine Analogspannung repräsentatives 16-Bit-Digitalwort speichert, ein für die acht obersten Bits des Digitalwortes repräsentatives "Grob"-Impulssignal an einen Widerstand 314 und ein für die acht untersten Bits des Digitalwortes repräsentatives "Fein"-Impulssignal an einen Widerstand 316. Die Widerstände 314 und 316 sind Bestandteil eines Tiefpaßfilters 318, um die beiden Impulssignale unterschiedlich zu gewichten und sie zu kombinieren, so daß an einem Kondensator 320 ein Analogsignal V in ähnlicher Weise erzeugt wird, wie es weiter oben in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben wurde.

Die nachfolgende Beschreibung des Algorithmus, der zur Erzeugung der "Grob"- und "Fein"-Impulssignale verwendet wird, gilt sowohl für die Anordnung nach Fig. 3 als auch für die

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Anordnung nach Fig. 7. Um das "Grob"- und das "Pein"-Impulssignal zu liefern (deren erstes für die acht obersten Bits und deren zweites für die acht untersten Bits des im Register 312/74-6 gespeicherten Digitalwortes repräsentativ ist), gibt der Mikrocomputer 300/700 ein Zeitintervall mit 256 Teilschritten vor. In jedem Teilschritt des Zeitintervalls addiert die Zentraleinheit 310/752 einmal die acht obersten Bits zum Inhalt eines Akkumulators. Wenn aus dieder Addition ein neuntes Bit (ein Übertragsbit) resultiert, wird ein hoher Signalpegel an den Widerstand 314/716 gelegt; wird kein Übertragsbit erzeugt, dann wird ein niedriger Signalpegel an den Widerstand 31V716 gelegt. Ein Flußdiagramm für diesen Algorithmus ist in Fig. 4- gezeigt. Nachdem der in Pig. 4- gezeigte Prozeß 256 mal wiederholt worden ist, hat das am Widerstand 314-/716 entwickelte Ausgangssignal ein Tastverhältnis (und somit einen Gleichstrommittelwert), der repräsentativ für den Digitalwert der acht obersten Bits ist. Als vereinfachtes Beispiel sei die Binärzahl 01 betrachtet, deren Wert 25$ des Maximalwertes entspricht, der durch zwei Bits dargestellt werden kann. Durch aufeinanderfolgendes Addieren von 01 zu irgendeiner 2-Bit-Binärzahl wird in 25$ der Zeit ein Übertragsbit erzeugt. Am Widerstand 316/718 wird abhängig von acht untersten Bits des im Register 312 gespeicherten Digitalwortes ein Tastverhältnissignal in der gleichen Weise erzeugt, wie es vorstehend für die acht obersten Bits beschrieben wurde.

Um die Punktion der Abfrage- und Halteschaltung gemäß Fig. 8 zu realisieren, enthält in der Anordnung nach Fig. 3 der Mikrocomputer 300 ein zweites 16-Bit-Register 322 (ebenfalls ein Speicherplatz eines Randomspeichers), um Werte eines Digitalwortes zu speichern, das an einem Kondensator 324- eine Spannung V^ entwickelt, die der am Kondensator 320 entwickelten Spannung V folgt. Diese folgende oder nacKLaufende Spannung V^ wird entwickelt durch unterschiedliche Gewichtung zweier zusätzlicher Impulssignale, die von der Zentraleinheit 310 an Widerstände 326 und 328 ge-

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legt wird, ähnlich wie es weiter oben für die Erzeugung der Spannung V beschrieben wurde. Die Spannungen V und Vm werden über zwei gleichgroße Widerstände 330 und 332 an die Eingänge eines Spannungsvergleichers 33^ gelegt.

Der Vergleicher 334- liefert ein Signal hohen Pegels an die Zentraleinheit 310, wenn die Spannungsdifferenz zwischen seinen beiden Eingängen kleiner ist als die Hälfte eines Teilschrittes der Spannung V , damit dieser Vergleicher

el

334 genau feststellen kann, ob V_a und V^ einander gefolgt sind. Vorzugsweise ist die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 318 relativ klein, so daß der Vergleicher 334- schnell der Zentraleinheit 310 anzeigen kann, ob die Spannung V_

der Spannung V™ gefolgt ist. Wenn der D/A-Wandler nach Fig. 3 dazu verwendet wird, das Abstimmsignal in einem Fernsehempfänger zu liefern, kann es wünschenswert sein, ein weiteres Tiefpaßfilter 338 vorzusehen, das einen Widerstand 340 und einen Kondensator 34-2 (gestrichelt gezeichnet) enthält und eine relativ große Zeitkonstante hat, um das Signal V zusätzlich zu glätten und damit ein Aus-

ει

gangssignal V' zu bilden, das sich zur Verwendung als Abstimmsignal eignet.

Die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 3 wird nachstehend anhand des Flußdiagramms nach Fig. 5 beschrieben, welches das Steuerprogramm des Mikrocomputers 300 zeigt.

Ein vom Benutzer betätigbares Eingabegerät 336, z.B. ein Gerät ähnlich dem Kanalwähler 844 in Fig. 8, gibt Befehle an den Mikrocomputer 300, um den Betrieb des D/A-Wandlers zu steuern. Als Beispiel sei angenommen, daß das Eingabegerät 336 dem Mikrocomputer 300 befiehlt, für die Erzeugung eines ansteigenden analogen Ausgangssignals zu sorgen. Nach Empfang dieses Befehls initialisiert die Zentraleinheit 310 die Register 312 und 322 durch Einstellen eines Minimum-Digitalwertes in jedem Register. Anschließend erhöht die Zentraleinheit die Digitalwerte in den Registern 312 und 322 stufenweise entsprechend den Schritten 500 bis

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550 des in Pig. 5 dargestellten Programms, um eine monoton ansteigende Analogspannung V aus den im Register 312 gespeicherten Digitalwerten zu erzeugen und ferner aus den im Register 322 gespeicherten Digitalwerten eine Spannung Vm zu erzeugen, die den Amplitudenwerten der Spannung V folgt. Infolge kleiner Differenzen in der Größe der Amplitudenschritte der Spannungen V und Vm, die aus Unterschieden der tatsächlichen Widerstandswerte zwischen den Widerständen 3Ή und 316 und den Widerständen 326 und 328 resultieren können, kann die Zentraleinheit 310 während des Programmschrittes 550 den Ausgang des Vergleichers 334· fühlen, um sicherzustellen, daß Vm und V einander folgen.

Wenn die Zentraleinheit 310 fühlt, daß V vor einem nichtmonotonen Änderungsschritt steht, d.h. wenn die acht untersten Bits des im Register 312 gespeicherten Digitalwortes alle den Binärwert 1 haben, dann geht die Zentraleinheit 310 vom Programmschritt 5^-0 in die Schleife der Programmschritte 560, 570 und 580, in welcher der Wert des im Register 322 gespeicherten Digitalwortes nicht mehr erhöht und stattdessen der Wert des im Register 312 gespeicherten Digitalwortes schnell erhöht wird, bis der Vergleicher 334· an die Zentraleinheit 310 ein Signal liefert, welches anzeigt, daß die Spannung V_a nun der Spannung V^ gefolgt ist.

Anschließend fährt die Zentraleinheit 310 mit der schrittweisen Weiterschaltung der Register 312 und 322 fort, bis sie wiederum fühlt, daß ein nicht-monotoner Inderungsschritt bevorsteht, um in diesem Fall den vorstehend beschriebenen Prozeß zu wiederholen. Würde der Benutzer über das Eingabegerät 336 dem Mikrocomputer 300 befehlen, ein abnehmendes Analogsignal zu erzeugen, dann würden die in den Registern 312 und 322 gespeicherten Digitalwörter auf einen Maximalwert initialisiert werden und anschließend vermindert werden. Der Betrieb wäre im wesentlichen der gleiche wie oben beschrieben, nur daß die Zentraleinheit 310 das Bevorstehen eines nicht-monotonen Änderungsschrittes dann fühlen würde, wenn die acht untersten Bits des Digitalwortes alle den Wert 0 haben. - 31 _

Die Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. 3 ist also ähnlich wie diejenige der Anordnung nach Fig. 8. In beiden Fällen sind Maßnahmen getroffen, um das Auftreten eines nicht-monotonen Anderungsschrittes zu erfassen, ferner um ein Signal zu speichern, das repräsentativ für den Ausgangspegel des D/A-Wandlers kurz vor dem nicht-monotonen Änderungsschritt ist, und schließlich um den Ausgangssignalpegel des D/A-Wandlers nach dem Auftreten eines nicht-monotonen Änderungsschrittes schnell zu ändern, bis er wieder gleich demjenigen Wert ist, den das Ausgangssignal kurz vor dem nicht-monotonen Änderungsschritt hatte.

Es gibt natürlich auch andere Ausführungsformen, mit denen diese Funktionen erfüllt werden können. Zur Erfassung des Auftretens jeder nicht-monotonen Änderung in der Anordnung nach Fig. 3 beispielsweise können die Spannungen V_ und Vm auf die Eingänge eines zusätzlichen Spannungsvergleichers gegeben werden, um ein Ausgangssignal an die Einheit 310 zu liefern, wenn die Amplitudendifferenz zwischen den Änderungen von V_& und Y^ um ein bestimmtes Maß größer ist als erwartet. Obwohl gemäß der Fig. 3 die Spannung Vm in der gleichen Weise und mit der gleichen Anzahl von Bits im Digitalwort erzeugt wird wie die Spannung V , können auch andere Methoden zur Erzeugung einer mitlaufenden Spannung angewandt werden. Außerdem kann die schnelle Änderung des Wertes des Digitalwortes nach dem Fühlen eines nicht-monotonen Änderungsschrittes auch auf andere Weise bewirkt werden, als es vorstehend beschrieben wurde. Beispielsweise kann bei anfänglicher Einschaltung des Systems ein Eichdurchlauf in Gang gesetzt werden, bei welchem im einem RAM-Speicherplatz (z.B. im Mikrocomputer 300) die Digitalwerte gespeichert werden, die den Werten entsprechen, welche das Analogsignal wieder auf den Pegel bringen, den es unmittelbar vor jedem nicht-monotonen Änderungsschritt hatte, Während des Betriebs werden dann alle diese Digitalwerte nacheinander in das Register 312 (Fig. 3) nach dem Fühlen des jeweiligen nicht-monotonen ÄnderungsSchrittes eingegeben,

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um die Zeit zu verkürzen, die erforderlich ist, bis der Analogsignalpegel wieder auf dem Wert ist, den er unmittelbar vor dem Auftreten des nicht-monotonen Änderungsschrittes hatte.

Während der in Fig. 1 dargestellte D/A-Wandler das im Register 10 gespeicherte Digitalwort in zwei Gruppen mit jeweils der gleichen Anzahl von Bits verarbeitet, sind auch andere Gruppenaufteilungen möglich. So können z.B. ein

Ί0 "Grob"-, ein "Mittel"- und ein "Fein"-Impulssignal erzeugt werden, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Bei diesem Beispiel speichert ein Register 610 ein 18-Bit-Digitalwort. Digital/ Tastverhältnis-Wandler 612 bis 616 sprechen jeweils auf eine der drei aufeinanderfolgenden 6-Bit-Gruppen des Digitalwortes an, beginnend mit dem obersten Bit, um an ihren Ausgängen die "Grob"-, "Mittel"- und "Fein"-Impulssignale in ähnlicher Weise zu erzeugen, wie es weiter oben für die "Grob"- und "Fein"-Impulssignale anhand der Figuren 1, 3, 7 oder 8 beschrieben wurde. Mit den Ausgängen der Wandler 612 bis 616 sind Formaltoleranz-Widerstände 618 bis 622 gekoppelt, um die Impulssignale gemäß den Prinzipien der Erfindung miteinander zu kombinieren, so daß der maximale Gleichstrommittelwert jedes der Impulssignale aus einer niedrigerwertigen Bitgruppe großer ist als ein einziges Teilschritt des Impulssignals aus der nächst höherwertigen Bitgruppe.

Obwohl es nicht unbedingt notwendig ist, die Bits des Digitalwortes in Gruppen mit jeweils der gleichen Anzahl von

JO Bits zu teilen, ist ein solches Vorgehen doch zweckmäßig, da hierdurch die für die Impulswandler erforderliche Betriebsfrequenz so gering wie möglich wird. Ferner sei erwähnt, daß erfindungsgemäße D/A-Wandler auch auf vielen anderen Gebieten als in der beschriebenen Rückkopplungssohleife eines Fernseh-Abstimmsystems Verwendung finden können. Beispielsweise könnte der in Fig. 1 dargestellte Wandler anstelle des in der Ausführungsform nach Fig. 3 enthaltenen

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Mikrocomputers 300 verwendet werden. Diese und andere Abwandlungen liegen natürlich ebenfalls innerhalb des Bereichs der Erfindung.

3t.

- Leerseite -

Claims (26)

1. PATENTANWÄLTE : Z '. DR. DIETERvV BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. ⁷WOLFGANG HEUSLER

   MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 O2 60

   D-8OOO MUENCHEN 86

   RGA 77,853

   U.S. Serial Nos. 5*18,146

   528,046

   Filed: July 28, 1983

   August 31, 1983

   ZUGELASSEN BEIM EUROPÄISCHEN PATENTAMT

   EUROPEAN PATENT ATTORNEYS MANDATAIRES EN BREVETS EUROPEEN

   TELEFON 0B9/4 70 C)O 06 TELEX 522 638
   TELEGRAMM SOMBEZ

   ROA Corporation New York, N.T., V.St.v.A,

   Digital/Analog-Wandler

   Patentan spräche

   My Anordnung zur Umwandlung eines Digitalwortes, das eine Vielzahl von Bits enthält, in ein Analogsignal, gekennzeichnet durch:

   eine Einrichtung (12) zum Umwandeln einer ersten Gruppe der höchstwertigen Bits des Digitalwortes in ein erstes Impulssignal, das ein schrittweise veränderbares Tastverhältnis hat;
   eine Einrichtung (16) zum Umwandeln einer zweiten Gruppe der nächsten höchstwertigen Bits des Digitalwortes in ein zweites Impulssignal, das ein schrittweise veränderbares Tastverhältnis hat; eine Vereinigungsschaltung (20), die unter Vereinigung des ersten und des zweiten Impulssignals an ihrem

   — 2 —

   Λ Ausgang ein Analogsignal erzeugt, das bei aufeinanderfolgenden schrittweisen Änderungen des Wertes des Digitalwortes periodisch nicht-monotone Änderungen erfährt.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vereinigungsschaltung (20) einen ersten Widerstand (22) enthält, der zum Empfang des ersten Impulssignals angeschlossen ist, und einen zweiten Widerstand (24), der zum Empfang des zweiten Impulssignals angeschlossen ist, und daß diese beiden Widerstände das erste und das zweite Impulssignal gewichten.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht-monotonen Teile damit zusammenhängen, daß ein gegebener Prozentanteil der Stufenwerte des Analogsignals wiederholt wird und daß die tatsächlichen Widerstandswerte des ersten und des zweiten Widerstandes (22, 24) gegenüber jeweils einem Nennwert eine Bemessungstoleranz haben, die im wesentlichen gleich der Hälfte des gegebenen Prozentanteils ist.
4. 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vereinigungsschaltung(20) ein Tiefpaßfilter enthält.
5. 5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Vereinigungsschaltung (20) einen Kondensator (28) enthält, der mit dem ersten und dem zweiten Widerstand (22, 24) gekoppelt ist, um das erste und das zweite Impulssignal zu filtern und damit das Analogsignal am Ausgang zu liefern.
6. 6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Bitgruppe jeweils 8 Bits enthält.
7. 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandswerte des ersten und des zweiten Widerstandes (22, 24·) eine Bemessunge to ler an ζ haben, die ungefähr 10# beträgt, wenn das Verhältnis der Nennwerte der Widerstände ungefähr gleich 1:200 ist, und die immer geringer wird, wenn das Nennwerteverhältnis auf 1:256 hin erhöht wird.
8. 8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ΊΟ das Digitalwort 18 Bits umfaßt und daß die erste und die zweite Bitgruppe jeweils 6 Bits enthalten.
9. 9. Anordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung des Verhältnisses des Nennwertes des ersten Widerstandes (22) zum Nennwert des zweiten Widerstandes (24·), daß das erste und das zweite Impulssignal derart unterschiedlich gedämpft werden, daß der maximale Gleichstrommittelwert des zweiten Impulssignals um einen vorbestimmten Prozentanteil größer ist als der Gleichstrommittelwert eines einzigen Anderungsschrittes des ersten Impulssignals·
10. 10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die tatsächlichen Widerstandswerte des ersten und des zweiten Widerstandes innerhalb einer gegebenen Toleranz vom Nennwert liegen und daß das Prozentmaß dieser Toleranz ungefähr gleich der Hälfte des vorbestimmten Prozentanteils ist.
11. 11. Anordnung nach Anspruch 1 in einem Fernseh-Abstimmsystem, dadurch gekennzeichnet, daß das Analogsignal ein auf das Abstimmsystem gekoppeltes Abstimmsignal ist und daß das Abstimmsystem folgendes enthält: einen Oszillator (739), der auf das Abstimmsignal anspricht, um ein Überlagerungssignal zu erzeugen; eine Kanalwähleinrichtung (74-4) zur Lieferung von Signalen, die repräsentativ für einen gewählten Kanal sind; eine auf die von der Kanalwählein-

    richtung gelieferten Signale (700) ansprechende Einrichtung zur Erzeugung eines aus mehreren Bits bestehenden Digitalwortes.
12. 12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des Digitalwortes folgendes aufweist:

    eine Einrichtung (750) zum Vergleichen der Frequenz des Überlagerungssignals mit dem von der Kanalwahleinrichtung (74-4·) gelieferten Signal;

    eine Steuereinrichtung (752), die auf das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung anspricht, um das Digitalwort zu erzeugen.
13. 13· Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (739), die Vergleichseinrichtung (750), die Steuereinrichtung (752) und die Einrichtung zur Lieferung der Abstimmspannung eine Rückkopplungsschleife (760) bilden.
    20
14. 14. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

    eine Erfassungseinrichtung (832) zur Erfassung des Auftretens jedes der nicht-monotonen Änderungsschritte des Analogsignals;
    eine Einrichtung (840, 812), die bei Erfassung des Auftretens jedes der nicht-monotonen Inderungsschritte den Wert des Digitalwortes schnell ändert, um den Betrag des Analogsignals schnell zu ändern; eine Speichereinrichtung (836) zum Speichern von Signalen mit Beträgen, die zu denjenigen Beträgen in Beziehung stehen, die das Analogsignal vor jedem nichtmonotonen Änderungsschritt hat;

    eine Fühleinrichtung (838), die einen auf den Betrag des Analogsignals ansprechenden ersten Eingang und einen auf den Betrag des gespeicherten Signals ansprechenden zweiten Eingang hat, um die schnelle Änderung des Wertes des Digitalwortes zu beenden, wenn der Betrag des Ana-

    — 5 —

    logsignals dem Betrag des gespeicherten Signals entspricht.
15. 15. Anordnung nach Anspruch 14-, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung (832) auf das Digitalwort anspricht und ein Anzeigesignal liefert, wenn sie einen Wert des Digitalwortes erfaßt, der dem nichtmonotonen Anderungsschritt um eine vorbestimmte Anzahl von Inderungsschritten vorangeht.
16. 16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung (832) das Anzeigesignal bei einem Digitalwert liefert, das jedem der nichtmonotonen Anderungsschritte unmittelbar vorangeht·
17. 17· Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,

    daß das Digitalwort von einem Zähler (810) erzeugt wird;

    daß die Einrichtung (840, 812) zur schnellen Änderung des Wertes des Digitalwortes eine Einrichtung zur Erhöhung der Portschaltgeschwindigkeit des Zählers enthält, die auf das Anzeigesignal anspricht, um die schnelle Änderung zu beginnen,
18. 18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühleinrichtung einen Spannungsvergleicher (838) enthält.
19. 19. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung eine Abfrage- und Halteschaltung (836) enthält, die zum Empfang des Analogsignals angeschlossen ist, um als Antwort auf das Anzeigesignal den Amplitudenpegel des Analogsignals an ihrem Ausgang zu halten·
20. 20. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung

    eines nachlaufenden Signals enthält, dessen Amplitude sich in Beziehung zu den Amplitudenänderungen des Analogsignals bis zum Auftreten des Anzeigesignals ändert, und daß die Amplitudenänderungen des nachlaufenden Signals beim Erscheinen des Anzeigesignals beendet werden.
21. 21. Anordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des nachlaufenden Signals auf das Ausgangssignal der Fühleinrichtung anspricht, um die Amplitude des nachlaufenden Signals wieder in Beziehung zu den Amplitudenänderungen des Analogsignals zu ändern, wenn der Betrag des Analogsignals der beim Erscheinen des Anzeigesignals vor- handenen Amplitude des nachfolgenden Signals entspricht.
22. 22. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung folgendes enthält:

    eine dritte Einrichtung (326) zum Umwandeln einer ersten Gruppe der höchstwertigen Bits eines nachlaufenden Digitalwortes in ein drittes Impulssignal mit schrittweise veränderbarem Tastverhältnis;

    eine vierte Einrichtung (328) zum Umwandeln einer zweiten Gruppe der nächsten höchstwertigen Bits des nachlaufenden Digitalwortes in ein viertes Impulssignal mit schrittweise veränderbarem Tastverhältnis;

    eine Einrichtung (324), die das dritte und das vier-■ te Impulssignal vereinigt, um an ihrem Ausgang ein zweites Analogsignal zu erzeugen, dessen Amplitudenänderungen zu den Amplitudenänderungen des ersterwähnten Analogsignals in Beziehung stehen.
23. 23. Anordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet,

    daß die dritte und die vierte Umwandlungseinrichtung (326, 328) jeweils auf das Anzeigesignal ansprechen, um die Amplitudenänderungen des zweiterwähnten Analogsignals zu stoppen;

    daß das ersterwähnte Digitalwort von einem Zähler (312) erzeugt wird;

    daß die Einrichtung^vzum schnellen Ändern des Wertes des ersterwähnten Digitalwortes eine Einrichtung zur Erhöhung der Fortschaltgeschwindigkeit des Zählers enthält, die auf das Anzeigesignal anspricht, um die schnelle Änderung zu beginnen.
24. 24. Anordnung nach Anspruch 23» dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Vereinigen des ersten und des zweiten Impulssignals einen das erste Impulssignal empfangenden ersten Widerstand (314) und einen das zweite Impulssignal empfangenden zweiten Widerstand (316) und eine erste Integrationsschaltung (320) enthält, die mit den Enden des ersten und des zweiten Widerstandes gekoppelt ist;

    daß die Einrichtung zum Vereinigen des dritten und des vierten Impulssignals einen das dritte Impulssignal empfangenden dritten Widerstand (326) und einen das vierte Impulssignal empfangenden vierten Widerstand (328) und eine zweite Integrationsschaltung (324) enthält, die mit den Enden des dritten und des vierten Widerstandes gekoppelt ist;

    daß das ersterwähnte Analogsignal von der ersten Integrationsschaltung (320) und das zweiterwähnte Analogsignal von der zweiten Integrationsschaltung (324) erzeugt wird.
25. 25. Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Nicht-Monotonie des ersten Analogsignals dazu führt, daß ein gegebener Prozentanteil seiner Amplitudenänderung wiederholt wird und daß der erste, der zweite, der dritte und der vierte Widerstand (314, 316, 326, 328) tatsächliche Werte haben, die gegenüber den jeweiligen Nennwerten innerhalb einer Bemessungstoleranz von im wesentlichen gleich der Hälfte des gegebenen Prozentanteils liegen.
26. 26. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß sie in einem Fernsehempfänger enthalten ist, der ein auf ein Abstimm-Steuersignal ansprechendes Suchlauf-Abstimmsystem aufweist und daß die Einrichtung zur schnellen Änderung des Wertes des Digitalwortes ein im wesentlichen monotones Analogsignal erzeugt, das dem Abstimmsystem als Abstimm-Steuersignal angelegt wird.