DE69422531T2

DE69422531T2 - Frequenzsteuerschaltung für FM-Modulator

Info

Publication number: DE69422531T2
Application number: DE69422531T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Iizuka
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1993-01-28
Filing date: 1994-01-26
Publication date: 2000-08-31
Anticipated expiration: 2014-01-27
Also published as: KR100199310B1; US5585751A; EP0608867A1; EP0608867B1; KR940019059A; DE69422531D1; JPH06224642A

Description

i) Erfindungsgebiet:

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators und insbesondere eine Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators mit einer kleinen Anzahl an äußeren Teilen und einer niedrigen Anzahl von IC- Stiften.

ii) Beschreibung des Standes der Technik:

Herkömmlicherweise ist eine Oszillatorschaltung der Multivibratorbauart bekannt. Wenn diese Art von Oszillatorschaltung für einen FM-(Frequenzmodulator)-Modulator verwendet wird, muss zwischen einer Eingangsspannung und einer Oszillationsfrequenz eine ausreichende Linearität bestehen. Wenn beispielsweise in einem VTR (Videobandrekorder) diese Linearität schlecht ist, tritt in den wiedergegebenen Videosignalen eine Störung auf, was eine Verschlechterung der wiedergegebenen Bildqualität verursachen kann.
In der Fig. 1 ist eine herkömmliche Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators zusammen mit einer Oszillatorschaltung gezeigt, die einen emittergekoppelten Multivibrator verwendet, wie sie in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. Sho 59-30337 offenbart ist. In dieser Oszillatorschaltung ist eine Oszillationsfrequenz Fo wie folgt ausgedrückt:
wobei Io den Kollektorstrom des Transistors 1 repräsentiert, C die Kapazität des Kondensators repräsentiert, der zwischen den zwei Punkten A und B geschaltet ist, und ΔV den Scheitelwert der Signalform repräsentiert, der an dem Punkt A oder B erzielt wird. Wenn nun angenommen wird, dass die elektrischen Potentiale an den Anschlusspunkten p und q Ea bzw. Eb sind, wird der Scheitelwert ΔV der Spannung, die an den Punkten A und B erzielt wird, wie folgt ausgedrückt wird:
ΔV = 2(Ea - Eb)....................... (2)
Daher werden in der Gleichung 1 die Kapazität C und der Scheitelwert ΔV konstant und somit ist die Oszillationsfrequenz Fo proportional zum Kollektorstrom Io.
In der Fig. 1 sind Videosignale (Luminanzsignale) an einen Eingangsanschluss 2 angelegt. Der Wert der elektrischen Stromquelle 3 ist so bestimmt, dass das Gleichstrompotenzial an den Punkten C und D gleich sein kann. Ein erster Varistor 4 bestimmt die Oszillationsfrequenz zum Zeitpunkt keines Eingangssignals, das heißt den Stromwert Io in der Fig. 1. Der Strom Io fließt durch den Transistor 6 über den Transistor 5. Daher fließt der Strom 10 auch zum Transistor 1, der mit dem Transistor 6 in Form einer Stromspiegelschaltung verbunden ist. Als Ergebnis schwingt die Oszillatorschaltung mit einer konstanten Frequenz Fo. Wenn das Videosignal ausgehend von dem Kein-Eingangssignal-Zustand angelegt wird, fließt ein Signalstrom in einen zweiten Varistor 7 und der Emitterstrom des Transistors variiert. Somit wird ein variabler Stromteil dem Strom Io addiert oder von diesem subtrahiert und die Oszillationsfrequenz variiert.
Zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung an dem Punkt D nicht verändert und daher kann die Oszillationsfrequenz präzise in Abhängigkeit von dem Videosignal geändert werden.
Bei dem Frequenzsteuerverfahren gemäß Fig. 1 sind jedoch bei dem Herstellvorgang eine Einstellarbeit und äußere Teile einer IC und Stifte erforderlich, da die Varistoren erforderlich sind.
In der Zeitschrift I. E. E. E. Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, Nr. 2, April 1988, New York, US, Seiten 474-479 ist von K. Kato u. a. in dem Aufsatz "A Low-Power 128-MHz VCO for Monolithic PLL IC's" eine weitere Frequenzsteuerschaltung offenbart. Der Zweck des VCO dieser Veröffentlichung ist es; die Linearität zu verbessern. Diese Linearität des VCO wird jedoch durch Dioden verursacht, wobei die Frequenz der Gleichung Vo = I/4 CVBE folgt. In dieser Gleichung repräsentiert VBE eine Spannungsumkehr der vorstehend beschriebenen Dioden. Eine weitere Diode ist in Reihe zu den vorstehend genannten Dioden vorgesehen, um das Maß der Stromänderung durch die vorstehend genannten Dioden zu detektieren. Das detektierte Maß der Änderung wird auf einen D/A-Konverter zurückgeführt, um die Stromdichte durch die Dioden über einen breiten Frequenzbereich unverändert aufrecht zu erhalten.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators unter Berücksichtigung der Probleme des Standes der Technik zu schaffen, die die Frequenzsteuerung eines FM-Modulators leicht durchführen kann, ohne dass irgendwelche externen Teile und Extrastifte erforderlich sind, die mit einer IC verbunden werden müssen, und mit der der Herstellvorgang vereinfacht werden kann.
Diese Aufgabe wird durch eine Frequenzsteuerschaltung gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Die abhängigen Patentansprüche beziehen sich auf weitere vorteilhafte Aspekte der vorliegenden Erfindung.
Eine Frequenzsteuerschaltung eines Frequenzmodulationsmodulators gemäß der vorliegenden Erfindung hat (a) einen nichtlinearen Digital-/Analogkonverter mit einer Anzahl von Widerständen, die durch Kn gewichtet sind (n ist eine Folge von aufeinander folgenden natürlichen Zahlen), um in Abhängigkeit von digitalen Frequenzsteuersignalen einen analogen Widerstandswert zu geben; (b) Stromgeneratormittel, die an den nichtlinearen Digital-/Analogkonverter angeschlossen sind, um einen Strom ΔI in Abhängigkeit von dem Widerstandswert des nichtlinearen Digital-/Analogkonverters zu erzeugen; und (c) einen emittergekoppelten Multivibrator, der an die Stromgeneratormittel angeschlossen ist, um ein Oszillationssignal zu erzeugen, das eine Oszillationsfrequenz hat, die proportional zu Io/4CRΔI bestimmt ist (Io repräsentiert einen Stromwert einer Betriebsstromquelle, C repräsentiert die Kapazitanz eines Kondensators, R repräsentiert den Widerstandswert eines Widerstandes und ΔI repräsentiert den Strom, der durch einen Widerstand fließt), wobei die Oszillationsfrequenz des emittergekoppelten Multivibrators in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom ΔI der Stromgeneratormittel gesteuert wird.
In der Frequenzsteuerschaltung ist K vorzugsweise in einem Bereich von 1 < K < 2 eingestellt.
In der Frequenzsteuerschaltung kann der nichtlineare Digital-/Analogkonverter die durch Kn gewichteten Widerstände, die parallel geschaltet sind, und eine Anzahl von Schaltvorrichtungen enthalten, die in Reihe zu den entsprechenden Widerständen geschaltet sind, und die einen Enden der Widerstände sind an die Stromgeneratormittel angeschlossen.
In der Frequenzsteuerschaltung kann das EIN oder AUS der Schaltvorrichtung durch Zappen entschieden werden.
Die Schaltvorrichtung hat weiterhin einen Schalttransistor mit einem Basisanschluss, einem Kollektoranschluss und einem Emitteranschluss, die an eine Stromquelle angeschlossen sind, wobei der Widerstand durch Kn gewichtet ist bzw. an Masse angeschlossen sind; eine Diode ist parallel zu dem Schalttransistor geschaltet, um umgekehrt vorgespannt zu sein; und ein Steueranschluss ist an ein Ende der Diode angeschlossen und das digitale Frequenzsteuersignal ist an den Steueranschluss angelegt, um den Schalttransistor ein- oder auszuschalten.
In der Frequenzsteuerschaltung ist das digitale Frequenzsteuersignal ein Steuersignal einer Frequenzabweichung. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird durch die Verwendung des nichtlinearen Digital-/Analogkonverters, der eine Anzahl von Widerständen aufweist, die durch Kn gewichtet sind (n ist eine sequenzielle natürliche Zahl), eine Modulationsempfindlichkeit des emittergekoppelten Multivibrators gesteuert, um die Frequenzsteuerung des FM-Modulators durchzuführen.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN

Die Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden unter Berücksichtigung der folgenden detaillierten Beschreibung, die anhand der begleitenden Figuren durchgeführt wird, klarer ersichtlich, in welchen zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmliche Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators;
Fig. 2 eine schematische Darstellung der Signalformen der Signale, welche an der in der Fig. 1 gezeigten Schaltung erscheinen;
Fig. 3 ein Schaltbild einer Frequenzsteuerschaltung eines FM-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Schaltbild einer Frequenzsteuerschaltung des unteren Endes eines synchronen Signals gemäß Fig. 3;
Fig. 5 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen einem Stromwert und digitalen Signalen in der Schaltung gemäß Fig. 3;
Fig. 6 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen einer Frequenzabweichung und digitalen Signalen in der Schaltung gemäß Fig. 3;
Fig. 7 ein Schaltbild eines nichtlinearen Digital-/Analogkonverters, der in der in der Fig. 3 gezeigten Schaltung verwendet wird; und
Fig. 8 eine grafische Darstellung der Veränderung der Frequenzabweichung, wenn der in der Fig. 7 gezeigte nichtlineare Digital-/Analogkonverter verwendet wird.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die vorliegende Erfindung wird nun anhand ihrer bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die begleitenden Figuren beschrieben, wobei gleiche Teile, wie jene, die vorstehend in Verbindung mit der herkömmlichen Ausführungsform beschrieben worden sind, durch die gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind und daher die wiederholte Beschreibung derselben der Kürze halber weggelassen werden kann.
In der Fig. 3 ist eine Ausführungsform einer Steuerschaltung eines FM-(Frequenzmodulations-)Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt.
Wie in der Fig. 3 gezeigt, ist ein nichtlinearer D/A-(Digital-/Analog-)Konverter 8 zur Erzielung eines optimalen Widerstandswertes aus ersten bis fünften Widerstanden 9 bis 13 und ersten bis fünften Schaltern 14 bis 18, die mit diesen jeweils in Reihe geschaltet sind, aufgebaut, die in Antwort auf digitale Frequenzsteuersignale geöffnet oder geschlossen sind. Ein Stromgenerator 19 hat einen ersten Operationsverstärker zum Erzeugen eines Stromes mit Minimalwert, einen zweiten Operationsverstärker 21 zum Erzeugen eines Stromes in Abhängigkeit von dem Ausgangswiderstandswert des nichtlinearen D/A-Konverters 8 und erste und zweite Stromspiegelschaltungen 22 und 23 zum Mischen des Ausgangsstroms des zweiten Operationsverstärkers 21 und des Stroms mit Minimalwert vom ersten Operationsverstärker 20. In dem FM-Modulator 24 ändert sich die Spannung am Widerstand 25 in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom ΔI des Stromgenerators 19 und damit die Oszillationsempfindlichkeit (die Variation der Oszillationsfrequenz/des Steuersignals). Ein Festwiderstand 26 bestimmt eine Frequenzabweichung des FM-Modulators 24 und eine Steuerfrequenz 27 für die untere Endfrequenz eines Synchronsignals erzeugt einen Strom, um eine Zentralfrequenz des FM-Modulators 24 zu bestimmen.
In der Fig. 3 wird, wenn die Oszillationsfrequenz des FM- Modulators 24 gesteuert wird, als Erstes eine Steuerung (für den Fall von Bildsignalen 1 MHz Breite) der Frequenzabweichung durchgeführt und dann wird eine Steuerung der Zentralfrequenz (Zentralfrequenz ist ein Kopfwert eines Synchronsignals und ist in der vorliegenden Erfindung auf einen Wert von 3,4 MHz bestimmt) durchgeführt, um die gewünschten Charakteristika zu erzielen.
Das heißt, aus den Gleichungen (1) und (2) wird die Frequenz 1% des FM-Modulators 24 wie folgt erzielt:
In der Gleichung (3) ist 10 wie folgt ausgedrückt:
Io - Icar + IDEV......................... (4),
wobei Icar einen Strom zum Zeitpunkt keines Eingangssignals repräsentiert (synchrone untere Endfrequenz) und IDEV einen Abweichungsstrom zum Zeitpunkt eines angelegten Signals repräsentiert.
Es gilt auch:
Ea - Eb = ΔIRb......................... (5)
Durch Einsetzen der Gleichungen (4) und (5) in die Gleichung (3) wird die Oszillationsfrequenz Fo wie folgt erhalten:
In dieser Ausführungsform sind die Kapazitanz C, der Widerstandswert Rb und der Stromwert IDEV als Festwerte bestimmt und durch Steuern des veränderlichen Teils der Festwerte durch den Strom ΔI wird die Oszillationsfrequenz auf den Stromwert wieder hergestellt. Auf diese Art und Weise wird die Steuerung der Frequenzabweichung durchgeführt. Danach wird der Strom Icar so gesteuert, dass die Zentralfrequenz bestimmt wird. Als ein Ergebnis können die gewünschten Frequenzcharakteristika erzielt werden.
Als Nächstes wird die vorstehend beschriebene Steuerung nun im Einzelnen beschrieben.
In der Fig. 3 hat der Widerstand 26 zur Bestimmung der Frequenzabweichung einen Festwert. Wenn nun angenommen wird, dass ein Abweichungsstrom IDEV1 ist, wenn ein Signal mit Maximalpegel an den Eingangsanschluss 2 angelegt ist, wird die Frequenzabweichung FDEV wie folgt erzielt:
Dann ist der Wert des Stroms ΔI so bestimmt, dass der Wert der Gleichung (7) genau 1 MHz ist.
Der Strom ΔI wird durch Addieren des Ausgangsstroms des ersten Operationsverstärkers 20 und des Ausgangsstroms des zweiten Operationsverstärkers 21 berechnet und bestimmt die maximale Oszillationsfrequenzbreite (ungefähr 1,2 MHz). Das heißt ein Strom ΔI&sub1;, der durch Teilen einer Spannung der Referenzspannungsquelle des ersten Operationsverstärkers 20 durch einen Widerstand 30 erzielt worden ist, fließt zu einem Kollektor des Transistors 29. In einem Anfangszustand der Steuerung sind alle der ersten bis fünften Schalter 14 bis 18 des nichtlinearen D/A-Konverters 8 geschlossen. Daher fließt ein Maximalstrom ΔI&sub2;, der durch die ersten bis fünften Widerstände 9 bis 13 des nichtlinearen D/A-Konverters 8 bestimmt ist, zu dem Kollektor eines Transistors 31 des zweiten Operationsverstärkers 21.
In diesem Fall ist ein Strom, der in dem Widerstand 32 fließt, verglichen mit dem Strom ΔI&sub1; ein vernachlässigbarer Wert. Der Strom ΔI&sub1; fließt über die ersten und zweiten Stromspiegelschaltungen 22 und 23 und wird dem Strom ΔI&sub1; addiert.
Ausgehend von diesem Zustand, werden die ersten bis fünften Schalter 14 bis 18 geöffnet, um die Größe des Stroms ΔI&sub2; zu reduzieren und damit den Ausgangsstrom ΔI zu reduzieren und daher wird der Strom, welcher im Widerstand 25 fließt, reduziert. Durch Absenken des Spannungsabfalls wird der Nenner in der Gleichung (7) vermindert und damit wird die Frequenzabweichung vergrößert. Wenn alle der ersten bis fünften Schalter 14 bis 18 geschlossen sind, wird der Widerstandswert des nichtlinearen D/A-Konverters 8 so bestimmt, dass der Wert der Gleichung (7) ungefähr 800 kHz ist. Demgemäß kann durch Anlegen der Maximalamplitude des Videosig nals (einem Testsignal zur Steuerung) an den Eingangsanschluss 2 eine Frequenzänderung der vorstehend genannten 800 kHz an einem Ausgangsanschluss 33 verursacht werden. Dann wird die vorstehend beschriebene Frequenz von 800 kHz mit dem gewünschten Wert von 1 MHz unter Verwendung einer Steuerschaltung, wie beispielsweise einem Mikrocomputer oder dergleichen, verglichen und in Abhängigkeit von ihrem Fehlerwert werden die ersten bis fünften Schalter 14 bis 18 geöffnet. Daher wird der Strom Ab reduziert und weiterhin wird der Strom ΔI gesenkt, um den Wert der Gleichung (7) zu erhöhen. In diesem Zustand mit erhöhtem Wert wird der Vergleich für die vorstehend beschriebene Frequenzabweichungssteuerung wiederum durchgeführt und wenn ein Fehlerwert vorhanden ist, wird der vorstehend beschriebene Strom ΔI weiter reduziert. Dieser Vorgang wird solange wiederholt bis der Wert der Gleichung (7) 1 MHz erreicht.
Daher wird die Frequenzabweichung des FM-Modulators 24, der in der Fig. 3 gezeigt ist, genau und automatisch auf 1 MHz gesteuert. Somit wird nach dieser Frequenzabweichungssteuerung der Strom Icar zum Einstellen der Zentralfrequenz in der Gleichung (6) durch die Steuerschaltung 27 für das untere Frequenzende des Synchronsignals bestimmt, um die gewünschten Charakteristika zu erzielen.
Bei dieser Ausführungsform sind der nichtlineare D/A-Konverter 8 und die Steuerschaltung 27 für die untere Endfrequenz des Synchronsignals innerhalb einer IC angeordnet und werden durch Zappen gesteuert und somit sind äußere Teile, die an die IC angeschlossen werden müssen, nicht erforderlich.
Bezüglich des Zappens ist eine Diode an einen Anschluss innerhalb der IC angeschlossen und indem bewirkt wird, dass ein Überstrom von dem Anschluss zur Diode fließt, wird die Diode unterbrochen oder nicht unterbrochen, um zwei unterschiedliche Spannungen zu erzielen. In Abhängigkeit von diesen zwei Spannungen wird ein Transistorschalter ein- oder ausgeschaltet.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform der Steuerschaltung 27 für die untere Endfrequenz des Synchronsignals, die in der Fig. 3 gezeigt ist. Die Faktorwerte der ersten bis fünften Widerstände 34 bis 38, die parallel geschaltet sind, sind mit 2n (n ist eine sequenzielle natürliche Zahl) und durch digitale Steuersignale bestimmt, die ersten bis fünften Schalter 39 bis 43, die mit den jeweiligen ersten bis fünften Widerständen 34 bis 38 in Reihe geschaltet sind, sind geschlossen, um einen linearen Stromwert zu erzielen. Dieser Vorgang ist in der Fig. 5 gezeigt. Jeder Schalter wird durch ein Steuersignal "0" geöffnet und durch ein Steuersignal "1" geschlossen. An die ersten bis fünften Schalter 39 bis 43 werden fünf Bits der digitalen Steuersignale (0, 0, 0, 0, 0) bis (1, 1, 1, 1, 1) angelegt und der Strom, welcher fließt, steigt fast linear (tatsächlich, mikroskopisch betrachtet, stufenförmig). Der Strom, welcher in der in der Fig. 4 gezeigten Schaltung fließt, entspricht dem Strom Icar, der im Zähler der Gleichung (6) existiert und daher kann der Strom graduell erhöht werden, um die Frequenzsteuerung durchzuführen.
Wenn andererseits die Widerstandswerte des in der Fig. 4 gezeigten nichtlinearen D/A-Konverters 8 so bestimmt werden, dass sie die gleichen Werte wie jene des in der Fig. 3 gezeigten nichtlinearen D/A-Konverters 8 sind, das heißt k = 2, und der nichtlineare D/A-Konverter 8 betrieben wird, dann wird der Wert FDEV der Gleichung (7) in der linearen Form nicht geändert, wie dies in der Fig. 5 gezeigt ist, aber in einer nichtlinearen Form, wie in der Fig. 6 gezeigt, geändert. Der Grund hierfür liegt darin, dass der Ausgangsstrom des Stromgenerators 19 in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom ΔI&sub2; in dem Nenner der Gleichung (7) vorliegt. Daher wird die Steuerungsgröße pro Einheit nicht konstant und die exakte Steuerung kann nicht durchgeführt werden.
Demgemäß und gemäß der vorliegenden Erfindung ist der nichtlineare D/A-Konverter 8 vorgesehen, wobei der Strom ΔI so variiert wird, dass der Wert der Gleichung (7) linear geändert werden kann, wie dies in der Fig. 5 gezeigt ist. Das heißt, das Verhältnis der Widerstandswerte der ersten bis fünften Widerstände 9 bis 13, die den nichtlinearen D/A-Konverter 8 bilden, sind so bestimmt, dass sie Kn sind, um den linearen Ausgangswert zu erzielen.
In der Fig. 7 ist eine Ausführungsform des nichtlinearen D/A-Konverters 8 gezeigt. Wie in der Fig. 7 gezeigt, ist der Widerstandswert, der ein Referenzwert ist, auf 10 kΩ und K auf 1, 2 festgelegt. Die Steuersignale für die Frequenzabweichung werden an die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 auf einen Massepegel oder in der offenen Form angelegt. In diesem Fall werden die ersten bis fünften Transistoren 49 bis 53, die den ersten bis fünften Schaltern 14 bis 18, die in der Fig. 3 gezeigt sind, entsprechen, in Abhängigkeit von den digitalen Steuersignalen ein- oder ausgeschaltet, um die entsprechenden ersten bis fünften Widerstände 9 bis 13 zu wählen. Wenn beispielsweise die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 den Massepegel erlangen, werden die ersten bis fünften Transistoren 49 bis 53 alle ausgeschaltet und wenn die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 offen werden, dann werden die ersten bis fünften Transistoren 49 bis 53 alle eingeschaltet.
Fig. 8 zeigt die Variation der Frequenzabweichung, die durch die Verwendung der in der Fig. 7 gezeigten Schaltung erzielt wird. In der Fig. 8 zeigt eine horizontale Achse die digitalen Signale an ("0" ist der Massepegel und "1" ist offen), die an die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 angelegt werden, welche von (1, 1, 1, 1, 0) bis (0, 0, 0, 0, 1) variieren. Zu diesem Zeitpunkt wird die Frequenz abweichung durch das Digitalsignal (0, 1, 1, 0, 0) 1 MHz. Wie aus der Fig. 8 zu ersehen ist, kann durch die Verwendung der in der Fig. 7 gezeigten Schaltung eine fast lineare Frequenzabweichung erzielt werden. Auf diese Art und Weise ist in der Fig. 8 gezeigt, wie die digitalen Signale an die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 anzulegen sind, um einen nahezu linearen Ausgang zu erzielen. Von links nach rechts entlang der horizontalen Achse sind die digitalen Signale der Modi 1 bis 30 angelegt. Aus diesen Digitalwerten ist klar zu ersehen, dass die Reihenfolge des Anlegens der digitalen Signale nicht notwendigerweise regelmäßig ist. Um die Linearität der in der Fig. 8 gezeigten Kurve zu verbessern, sollte es klar sein, dass der Wert K näher an 1 gebracht werden muss. Wenn jedoch dies getan ist, wird die Reihenfolge des Anlegens der Digitalsignale, die in der Fig. 8 gezeigt sind, unregelmäßiger und die Belastung der Steuerschaltung, wie beispielsweise des Mikrocomputers, zum Steuern dieser Unregelmäßigkeit wird erhöht. Selbst wenn der Wert K beispielsweise auf ungefähr 1, 1 gesetzt ist, wird die Differenz zwischen den Widerständen fast keine und es ist schwierig, das gewünschte Verhältnis der Widerstandswerte infolge der Beeinflussung durch Fehler, die zum Zeitpunkt der Herstellung verursacht worden sind, einzustellen. Daher ist es unter Betrachtung des Wertes K wünschenswert, den Wert K mit 1 < K < 2 zu setzen, aber in der Praxis wird er bei der vorliegenden Erfindung Ausführungsform insbesondere auf K = 1, 2 gesetzt.
Als Nächstes wird das Zappen in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben. Wie vorstehend beschrieben, wird beispielsweise durch Anlegen des Massepegels oder offener Signale an die ersten bis fünften Anschlüsse 44 bis 48 der Zustand entsprechend dem digitalen Signal (1, 0, 0, 1, 1), wie in der Fig. 8 gezeigt, eingestellt. In diesem Fall wird eine Signalform mit Überstrom an die zweiten und dritten Anschlüsse 45 und 46 angelegt, um die zweiten und dritten Dioden 50 und 51 zu unterbrechen. Wenn die Dioden unterbrochen sind, sind beide Enden kurzgeschlossen und die zweiten und dritten Transistoren sind ausgeschaltet. Als ein Ergebnis fließt kein Strom in den zweiten und dritten Widerständen 10 und 11. Danach werden die zweiten und dritten Anschlüsse 44 und 46 geöffnet. Die ersten, vierten und fünften Anschlüsse 44, 47 und 48 sind immer noch offen. Somit werden die ersten, vierten und fünften Transistoren 49, 51 und 52 eingeschaltet gehalten, um die Steuerwerte so lange zu halten als eine Spannung (+Vcc) einer Stromquelle der IC den Transistoren zugeführt wird. Das Anlegen der Spannung an die zweiten und dritten Anschlüsse 45 und 46 wird in einem Inspektionsvorgang bei einem Herstellschritt vor dem Einbetten der IC durchgeführt und wird durch eine Steuerung unter Verwendung eines Testers durchgeführt. Daher ist nach der Fertigstellung der IC keine Steuerung oder Einstellung erforderlich.
Bei dieser Ausführungsform werden der Mindestwert (0, 0, 0, 0, 0) und der Maximalwert (1, 1, 1, 1, 1) der digitalen Signale nicht verwendet, weil die Variationsgrößen ihrer Frequenzabweichung groß wird.
Wie vorstehend beschrieben und gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Frequenzsteuerung des FM-Modulators durchgeführt werden, ohne dass äußere Teile und zusätzliche oder besondere Stifte, die an die IC angeschlossen werden müssen, erforderlich sind, und der Herstellvorgang kann vereinfacht werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann insbesondere der Wert der Frequenzabweichung fast linear in Abhängigkeit von den digitalen Signalen geändert werden und die Steuerung kann leicht durchgeführt werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand bestimmter illustrierender Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist sie nicht auf diese Ausführungsformen, sondern nur durch die anhängenden Patentansprüche begrenzt. Selbstverständlich kann der Fachmann die Ausführungsformen ohne Abwei chung vom Umfang der vorliegenden Erfindung ändern oder modifizieren.

Claims

1. Frequenz-Modulator zum Erzeugen eines Oszillationssignales in Antwort auf ein Eingangssignal mit:

einer Emitter-gekoppelten Oszillationsvorrichtung zum Ausgeben des Oszillationssignales, die einen Kondensator C und einen ersten Widerstand (25) mit einem ersten Widerstandswert R enthält,

einer Betriebsstromquelle (2, 26), die das Eingangssignal empfängt und einen ersten Strom IDEV1 an die Oszillationsvorrichtung ausgibt zum Modulieren des Oszillationssignals,

einer ersten Steuerschaltung zum Steuern einer Frequenzabweichung des Oszillationsignals mit einer nichtliniaren Digita/Analog-Konvertervorrichtung (8) mit einer Vielzahl von zweiten Widerständen (KR) gewichtet mit Kn, wobei K eine positive reelle Zahl und n eine Folge von aufeinanderfolgenden natürlichen Zahlen darstellt, um einen zweiten analogen Widerstandswert zu geben, der von digitalen Frequenzsteuersignalen abhängt, und einer Stromgeneratorvorrichtung (19), die mit der nicht-linearen Digital/Analog-Konvertervorrichtung (8) verbunden ist, zum Erzeugen eines zweiten Stromes ΔI, der von dem analogen Widerstandswert der nicht-linearen Digital/Analog- Konvertervorrichtung (8) abhängt; und

wobei die Frequenzabweichung des Oszillationssignals bestimmt ist, um proportional zu IDEV1/4CRΔI zu sein.

2. Modulator nach Anspruch 1, wobei K eine reelle Zahl ist, die 1 < K < 2 erfüllt.

3. Modulator nach Anspruch 1, wobei die nicht-lineare Digitalanalog-Konvertervorrichtung (8) die Widerstände (KR) gewichtet durch Kn parallel verbunden enthält und eine Vielzahl von Schaltvorrichtungen (14-18) in Serie verbunden mit dem jeweiligen Widerstand (KR), und wobei ein Ende eines jeden Widerstandes mit der Stromgeneratorvorrichtung (19) verbunden ist.

4. Modulator nach Anspruch 3, wobei entweder EIN oder AUS der Schaltvorrichtung (14-18) durch Zappen entschieden wird.

5. Modulator nach Anspruch 3, wobei die Schaltvorrichtung (14-18) aufweist:

einen Schalttransistor(49-53) mit einem Basisanschluß, einem Kollektoranschluß und einem Emitter, die an eine Spannungsquelle angeschlossen sind, wobei der Widerstand durch Kn gewichtet ist, beziehungsweise an Masse;

eine Diode (55-58), die parallel mit dem Schalttransistor verbunden ist, um rückwärts vorgespannt zu werden; und

einen Steueranschluß (44-48), der mit einem Ende der Diode verbunden ist,

wobei das digitale Frequenzsteuersignal dem Kontrollanschluß zugeführt wird, um den Schalttransistor EIN oder AUS zuschalten.

6. Modulator nach Anspruch 1 mit einer zweiten Steuerschaltung (27), die von zweiten digitalen Frequenzsteuersig-nalen abhängt und einen dritten Strom ICAR an die Oszillationsvorrichtung ausgibt, um die Zentralfrequenz des Oszillationssignals zu steuern, wobei die Oszillationsfrequenz Fo des Oszillationssignals bestimmt ist als

Fo = (ICAR+IDEV1)/4CRΔI.

7. Modulator nach Anspruch 6, wobei die zweite Steuerschaltung eine Vielzahl von dritten Widerständen (34-38) aufweist, die parallel verbunden sind, und wobei die Faktorwerte der dritten Transistoren bestimmt sind zu 2n, wo torwerte der dritten Transistoren bestimmt sind zu 2n, wobei n eine Folge von aufeinanderfolgenden natürlichen Zahlen ist, um den dritten Strom linear zu steuern.