DE3319364C2

DE3319364C2 - Spannungsgesteuerter Oszillator

Info

Publication number: DE3319364C2
Application number: DE3319364A
Authority: DE
Inventors: Jack Bridgewater N.J. Craft; Ta-Fang Belle Mead N.J. Fang; Leopold Albert Harwood; Erwin Johann North Plainfield N.J. Wittmann
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-05-28
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1987-04-30
Also published as: HK48887A; KR910001645B1; KR840004990A; AT393424B; JPS6325525B2; AU1483783A; FR2527861B1; FI831788A0; GB2120883A; CA1196068A; AU563940B2; JPS58222602A; MY8700482A; ATA197083A; FI79005C; FR2527861A1; ES522571A0; DE3319364A1; FI79005B; GB8314410D0

Abstract

Ein Farbbezugsoszillator in einem Farbfernsehempfänger enthält einen nicht invertierenden Verstärker (10), von dessen am Ausgang angeschlossenen Lastwiderstand (14) eine positive Rückkopplung über ein Kristallfilter (35) zu seinem Eingang erfolgt. Eine mit dem Filterausgang gekoppelte 90 ° Phasenschieberschaltung (40, 41, 42) liefert phasenverschobene Signale, die mit den unmittelbar vom nicht invertierenden Verstärker gelieferten Signalen zu resultierenden Signalen matriziert werden, deren Phasenlage zwischen den Phasen der Matrixeingangssignale liegt. Eine Phasenvergleichsschaltung (54) erzeugt unter Steuerung durch Oszillatorsignale und empfangene Farbsynchronsignale Ausgangsregelsignale, welche Größe und Polarität des Ausgangssignals eines geregelten Verstärkers (61, 62) für die durch die Matrizierung gebildeten Signale bestimmt. Das Ausgangssignal des geregelten Verstärkers und das Ausgangssignal eines invertierenden Verstärkers, der ebenfalls durch die resultierenden Signale gesteuert wird, entstehen gemeinsam am Lastwiderstand des nicht invertierenden Verstärkers. Die Matrizierungsparameter und die Größe des Ausgangssignals des invertierenden Verstärkers sind so gewählt, daß schädliche Auswirkungen unerwünschter Phasennacheilungen eliminiert werden, die durch die Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers bedingt sind.

Description

Die Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein Oszillator dieser Gattung ist aus der US-Patentschrift 40 20 500 bekannt und hat als Farbbezugsoszillator in Farbfernsehempfängern weite Verbreitung gefunden.

Der bekannte Oszillator verwendet einen nicht invertierenden Verstärker, von dessen Ausgang eine Rückkopplung über ein Kristallfilter auf seinen Eingang geführt ist, um die Erzeugung eines Schwingungssignals anzuregen. Mit dem Filterausgang ist ein 90°-Phasenschieber (Quadratur- Phasenschieber) gekoppelt, der das Schwingungssignal phasenverschoben an eine zusätzliche regelbare Verstärkeranordnung liefert. Ein Phasendetektor, dem empfangene Farbsynchronsignale als Bezugsschwingungssignal und das Schwingungssignal des nicht invertierenden Verstärker zugeführt werden, erzeugt Regelspannungen, welche die Größe und Richtung eventueller Abweichungen von der gewünschten Quadratur-Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen wiedergeben. Die regelbare Verstärkeranordnung wird durch die Regelspannung beeinflußt, um abhängig von der Amplitude und der Polarität dieser Regelspannung das phasenverschobene Schwingungssignal mit solcher Verstärkung und in solchem Sinne (Polarität) an den Lastwiderstand des nicht invertierenden Verstärkers zu liefern, daß die erwähnte Abweichung der Quadratur-Phasenbeziehung an den Eingängen des Phasendetektors ausgeregelt wird.

Bei einer Ausführung des aus der erwähnten US-Patentschrift bekannten Oszillators als integrierte Schaltung können unerwünschte Phasenverschiebungen an der Last auftreten, die dem nicht invertierenden Verstärker und der regelbaren Verstärkeranordnung gemeinsam ist. Der Grund hierfür liegt in der kumulativen Wirkung parasitärer Kapazität, die an den jeweiligen Kollektoren der Mehrzahl von Transistoren auftritt, die mit der gemeinsamen Last gekoppelt sind. Ohne geeignete Kompensation hierfür kann eine solche Phasenverschiebung als Störfaktor bei der Erreichung einer optimalen Abstimmung der Freilauffrequenz des Oszillators wirken und kann eine unerwünschte Unsymmetrie in der Phasenregelcharakteristik einführen, die für Synchronisationszwecke angewandt wird. In der US- Patentschrift 40 95 255 ist eine Kaskode-Technik zur Isolierung der Kollektoren des geregelten Verstärkers von der gemeinsamen Last beschrieben, bei welcher die erwähnte unerwünschte Phasenverschiebung verringert wird. In der US-Patentschrift 42 49 199 ist eine Kompensationstechnik für die Phasenverschiebung beschrieben, welche in zufriedenstellender Weise schädliche Auswirkungen der erwähnten unerwünschten Phasenverschiebung auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung der Freilauffrequenz des Oszillators zu erreichen, eliminiert.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, in Verbesserung gegenüber der aus der US-Patentschrift 42 49 199 beschriebenen Technik sicherzustellen, daß die Symmetrie der Phasenregelcharakteristik für den gesteuerten Oszillator erreicht wird und schädliche Auswirkungen auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung der Freilauffrequenz zu erreichen, eliminiert werden. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Wie weiter oben erwähnt, kann die zum gemeinsamen Lastwiderstand gehörige Streukapazität den Signalkomponenten, die durch den nicht invertierenden Verstärker am Lastwiderstand entwickelt werden, eine unerwünschte Phasenverschiebung mitteilen, und zwar eine Phasen-Nacheilung. Um diesem Fall zu begegnen, werden vorzugsweise die Bemessungsfaktoren für eine die erwähnte Signalkombination realisierende Vereinigungsschaltung und die Verstärkung des invertierenden Verstärkers so gewählt, wie es im Patentanspruch 2 angegeben ist.

Weitere bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 3 bis 6 beschrieben.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand einer Zeichnung erläutert, deren einzige Figur einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit einem erfindungsgemäß ausgebildeten Farbbezugsoszillator zeigt.
In dem veranschaulichten Teil des Farbfernsehempfängers ist ein nicht invertierender Verstärker 10 mit einer ausreichenden positiven Rückkopplung über ein Bandpaßfilter zwischen seinem Ausgang und seinem Eingang versehen, so daß er als Oszillator mit einer im Durchlaßbereich des Filters liegender Betriebsfrequenz arbeitet.
Der Verstärker 10 enthält ein Paar NPN Transistoren 11 und 13, die mit zusammengeschalteten Emittern als Differenzverstärker geschaltet sind. Der Kollektor des Eingangstransistors (11) des differenzverstärkers liegt unmittelbar am positiven Anschluß +V _CC einer Betriebsspannungsquelle, während der Kollektor des Ausgangstransistors 13 des Differenzverstärkers über einen Lastwiderstand 14 am Anschluß +V _CC liegt. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 11 und 13 sind über die Kollektor-Emitter- Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 15 in Reihe mit dessen Emitterwiderstand 16 an den negativen Anschluß ( beispielsweise Masse) der Betriebsspannungsquelle geführt.
Vom Verstärkereingangsanschluß I werden Signale der Basis des Eingangstransistors 11 über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors 21 zugeführt. Vom Kollektor (am Anschluß S) des Ausgangstransistors 13 gelangen Signale zum Verstärkerausgangsanschluß O über die Basis-Emitter-Strecken eines Paares NPN Emitterfolgetransistoren 31 und 33, die über einen Widerstand 32 miteinander verbunden sind, welcher den Emitter des Transistors 31 mit der Basis des Transistors 33 verbindet. Der Emitter des Transistors 33 liegt über einen Widerstand 34 an Masse. Die Kollektoren der Emitterfolgetransistoren 21, 31, 33 sind jeweils direkt an den Betriebsspannunganschluß +V _CC geführt.
Die Basisvorspannung für den Ausgangstransistor 13 wird von einem NPN Emitterfolgetransistor 25 geliefert, der mit seinem Kollektor unmittelbar an dem Betriebsspannungsanschluß +V _CC, mit seiner Basis über einen Widerstand 26 am positiven Anschluß (+5,2 V) einer Vorspannungsquelle und mit seinem Emitter unmittelbar an der Basis des Ausgangstransistors 13 liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor 25 wird durch einen NPN-Stromquellentransistor 27 bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 25 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 28 an Masse liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor 21 am Verstärkereingang wird entsprechend durch einen NPN-Stromquellentransistor 23 bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 21 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 24 an Masse liegt. Ein Widerstand 22 verbindet die Basis des Transistors 21 mit der Vorspannungsquelle +5,2 V. Die Basen der Stromquellentransistoren 15, 23 und 27 sind jeweils direkt mit dem positiven Anschluß (+1,2 V) einer zusätzlichen Vorspannungsquelle verbunden.
Der Ausgangsanschluß O des Verstärkers ist mit dem Verstärkereingangsanschluß I über die Reihenschaltung eines piezoelektrischen Kristalls 35 mit einem festen Kondensator 36 und einem Widerstand 38 verbunden. Der Kristall 35 ist beispielsweise so geschnitten, daß er bei einer Frequenz in unmittelbarer Nähe, jedoch leicht unterhalb der Farbträgerfrequenz (beispielsweise 3,579545 MHz) der Farbfernsehsignale, auf welche der Empfänger anspricht, eine Reihenresonanz aufweist. Daher erscheint der Kristall 35 bei der Farbträgerfrequenz induktiv. Der Wert des festen Kondensators 36 ist so gewählt, daß die Reihenschaltung der Elemente 35 und 36 normalerweise eine Serienresonanz bei der Farbträgerfrequenz ergibt, wobei die Güte der Resonanzschaltung durch den Wert des Reihenwiderstandes 38 im Sinne einer geeigneten Bandbreite (beispielsweise 1000 Hz) für die Bandfiltercharakteristik des Rückkopplungsweges ergibt. Zwischen dem Anschluß I und Masse liegt ein Kondensator 39, der mit dem Widerstand 38 für eine nennenswerte Dämpfung von Oberwellen der gewünschten Betriebsfrequenz sorgt, so daß bei solchen höheren Frequenzen praktisch keine Schwingungen aufrechterhalten werden können. Die durch die Elemente 35 und 36 bestimmte Bandpaßcharakteristik erlaubt eine positive Rückkopplung einer schwingungsaufrechterhaltenden Größe in unmittelbarer Nähe der Farbträgerfrequenz. Eine genaue Angleichung der Freilauffrequenz an die Farbträgerfrequenz kann jedoch wegen praktisch auftretender Toleranzen der Elemente 35 und 36 nicht immer sichergestellt werden. Wie noch beschrieben werden wird, enthält das dargestellte System zusätzliche Maßnahmen zum Abgleich der Freilauf-Betriebsfrequenz auf eine gewünschte genaue Frequenz.
Für den Zweck der Synchronisierung des oben beschriebenen Oszillators nach Phase und Frequenz mit der Farbträgerfrequenz des empfangenen Farbfernsehsignals enthält das dargestellte System eine Phasenvergleichsschaltung 54. Dem einen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 54 werden Schwingungen vom Anschluß F an der Basis des Eingangstransistors 11 zugeführt. Ein Farbverstärker 50 spricht auf die Farbkomponente des empfangenen Signals an, die am Anschluß C auftritt und periodische Synchronsignalschwingungen von der Farbträgerfrequenz mit einer Bezugsphase enthält. Ein Ausgangssignal des Farbverstärkers 50 wird einer Farbsynchronsignaltrennschaltung 52 zugeführt, welche abgetrennte Farbsynchronsignale an den anderen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 54 gelangen läßt.
Die Phasenvergleichsschaltung 54 leitet eine Ausgangsregelspannung ab, deren Amplitude und Polarität von Größe und Richtung jeglicher Abweichung von der 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung abhängt. Beispielsweise kann die Phasenvergleichsschaltung 54 Gegentaktausgangssignale liefern, welche komplementäre Regelspannungen an den Ausgangsanschlüssen CV und CV&min; darstellen. Diese Regelspannungen dienen zur Regelung einer regelbaren Verstärkeranordnung, die mit dem nicht invertierenden Verstärker 10 den gemeinsamen Lastwiderstand 14 hat.
Vom Ausgangsanschluß P eines Phasenschiebers 40, 42, 41 werden phasenverschobene Signale abgeleitet. Der Phasenschieber enthält eine Induktivität 40, die zwischen den Verstärkereingangsanschluß I und den Phasenschieberausgangsanschluß P geschaltet ist, und die Serienschaltung eines Widerstandes 42 mit einem Kondensator 41 zwischen dem Anschluß P und Masse. Die Werte der Phasenschieberelemente sind so gewählt, daß die vom Anschluß I gelieferten Schwingungen eine nacheilende Phasenverschiebung (von praktisch 90° bei der Farbträgerfrequenz) erhalten. Die phasenverschobenen Schwingungen am Ausgangsanschluß P des Phasenschiebers werden einem Eingangsanschluß E einer Summierschaltung 56, 58 über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors 43 zugeführt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Anschluß +V _CC, mit seiner Basis unmittelbar am Anschluß P und mit seinem Emitter unmittelbar am Anschluß E liegt. Der Ruhestrom durch den Transistor 43 wird bestimmt durch einen NPN-Stromquellentransistor 45, dessen Kollektor unmittelbar an den Anschluß E geschaltet ist, dessen Basis an der +1,2 V Vorspannungsquelle liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 46 nach Masse geführt ist.
Die Ausgangsregelspannungen von der Vergleichsschaltung 54 werden einer regelbaren Verstärkeranordnung zugeführt, der ein Paar NPN Transistoren 61 und 62 enthält, die als Differenzverstärker geschaltet sind und mit ihren zusammengeschalteten Emittern über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN- Stromquellentransistors 63 in Reihe mit dessen Emitterwiderstand 64 an Masse liegen. Die Basis des Transistors 63 ist direkt mit dem +1,2 V Anschluß einer Vorspannungsquelle verbunden. Phasenverschobene Signale vom Anschluß E gelangen über einen Bewertungswiderstand 56 zur Basis des Transistors 61. Vom Anschluß F am Eingang des nicht invertierenden Verstärkers 10 werden ebenfalls Signale über einen Bewertungswiderstand 58 auf die Basis des Transistors 61 gegeben. Der Basis eines Transistors 62 wird vom Anschluß G (an der Basis des Transistors 13) Vorspannung zugeführt.
Der Kollektor des Transistors 61 liefert eine invertierte Version der über die Bewertungswiderstände 56, 58 vereinigten Signale, die an der Basis des Transistors 61 erscheinen, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren 65 und 66. Vom Kollektor des Transistors 62 wird eine nicht invertierte Version der vereinigten Signale, die an der Basis des Transistors 62 auftreten, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren 67 und 68 geliefert. Die am Ausgangsanschluß CV der Phasenvergleichsschaltung 54 auftretende Ausgangsregelspannung gelangt zu den Basen der Transistoren 65 und 67, während die sich komplementär verändernde Ausgangsregelspannung am Ausgangsanschluß CV&min; den Basen der Transistoren 66 und 68 zugeführt wird.
Die Kollektoren der Transistoren 66 und 67 liegen unmittelbar an der Betriebsspannungsquelle +V _CC, während die Kollektoren der Transistoren 65 und 68 unmittelbar an den Kollektor des Transistors 13 angeschlossen sind, so daß sie Ausgangssignale am gemeinsamen Lastwiderstand 14 erzeugen. Am Widerstand 14 wird auch ein Ausgangssignal von einem zusätzlichen NPN Transistor 70 erzeugt, der mit seiner Basis-Emitter-Strecke unmittelbar parallel zur Basis- Emitter-Strecke des Differenzverstärkers 61 liegt und mit seinem Kollektor direkt mit dem Anschluß S verbunden ist. Die Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkertransistors 63 liegt direkt parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines weiteren NPN Transistors 72, dessen Kollektor unmittelbar an den Betriebsspannungsanschluß +V _CC geführt ist.
Wenn im Betrieb ein Farbsignal empfangen wird, dann führt eine Abweichung in einem Sinn von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den empfangenen Farbsynchronsignalen und den Schwingungen vom Anschluß F zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen an den Anschlüssen CV und CV&min; in einer solchen Richtung, daß das Potential an den Basen der Transistoren 65 und 67 ansteigt, während das Potential an den Basen der Transistoren 66 und 68 absinkt. In diesem Fall wird die invertierte Version des Eingangssignals der regelbaren Verstärkeranordnung, welches den Transistor 65 durchlaufen hat, größer als die nicht invertierte Version, welche den Transistor 68 durchlaufen hat. Entsprechend führt eine Abweichung im entgegengesetzten Sinn von der 90° Phasenbeziehung zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen in der entgegengesetzten Richtung, wobei die nicht invertierte Version, welche den Transistor 68 durchlaufen hat, größer als die invertierte Version wird, die den Transistor 65 durchlaufen hat. In beiden Fällen verändert die dabei auftretende Einspeisung der phasenverschobenen Signale in die Oszillatorschleife die Oszillatorfrequenz in einer solchen Richtung, daß Abweichungen von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung verringert werden, so daß die gewünschte Synchronisation eintritt. Es sei darauf hingewiesen, daß die gemeinsame Verwendung des Lastwiderstandes 14 durch den nicht invertierenden Verstärker 10 und die regelbare Verstärkeranordnung für die phasenverschobenen Signale zur Folge hat, daß eine Mehrzahl von Kollektorelektroden dort unmittelbar angeschlossen sind. Der Lastwiderstand 14 ist somit durch parasitäre Kapazitäten überbrückt, die zu den einzelnen Kollektoren gehören. Insgesamt erhält man dadurch eine unerwünschte Phasennacheilung, welche so groß ist, daß Asymmetrieprobleme hinsichtlich des Abstimmbereiches und/oder der Phasenregelung auftreten, welche eine Korrektur erfordern, wenn ein optimales Betriebsverhalten gewünscht wird.
Die bewertete Summierung der Signale von den Anschlüssen E und F zur Bildung des Eingangssignals für die regelbare Verstärkeranordnung stellt einen Teil der erfindungsgemäßen Korrekturtechnik dar. Das Verhältnis der Widerstandswerte der Bewertungswiderstände 56 und 58 ist so gewählt, daß das aus der Vereinigung resultierende Signal gegenüber der Phasenlage des 90° Phasensignals vom Anschluß E in voreilender Richtung phasenverschoben ist. Die Größe dieser Phasenvoreilungsverschiebung paßt im wesentlichen zur Größe der nacheilenden Phasenverschiebung infolge der Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers 10. Außerdem wird die Größe der invertierenden Version des aus der Summierung resultierenden Signals, welches durch den invertierenden Verstärker 70 in die gemeinsame Last eingespeist, so gewählt, daß die Vektorsumme aus (a) diesen eingespeisten Signalen und (b) den vom Ausgangstransistor 13 des nicht invertierenden Verstärkers der gemeinsamen Last zugeführte Signalkomponenten Signale darstellt, welche praktisch phasengleich mit den an der Basis des Eingangstransistors 11 des nicht invertierenden Verstärkers erscheinenden Signalen sind.
Infolge der erwähnten Einspeisung kompensierender Signale vom invertierenden Verstärker 70 hat die durch die Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers 10 bedingte Phasennacheilung praktisch keine Auswirkung auf den freilaufenden Betrieb des Oszillators. Für die Symmetrie der Phasenregelung der Synchronisierschleife muß jedoch zusätzlich für eine Kompensation der Auswirkungen der Phasenverzögerung gesorgt werden, die an der gemeinsamen Last am Ausgang des geregelten Verstärkers auftritt. Eine solche Kompensation wird durch die Voreilungseinspeisung bewirkt, welche durch die Summierschaltung 56, 58 für das Eingangssignal des geregelten Verstärkers vorgesehen wird. Die Gesamtauswirkung dieser Voreilungseinspeisung und der durch die gemeinsame Last bedingten Nacheilung führt dazu, daß die von der regelbaren Verstärkeranordnung eingespeisten Komponenten entweder um 90° nacheilen oder um 90° voreilen (wie es für die zur Synchronisation erforderliche Einstellung richtig ist) gegenüber dem (ständig vorhandenen) resultierenden Signal aus den Beiträgen der Transistoren 70 und 13, wobei eine symmetrische Regelung sichergestellt ist.
Bei dem in der Zeichnung speziell dargestellten Ausführungsbeispiel hat der Transistor 70 des invertierenden Verstärkers eine gemeinsame Stromquelle (Transistor 63) mit dem aus den Transistoren 61 und 62 gebildeten Differenzverstärker. Der symmetrische Betrieb des Differenzverstärkers wird bei einer solchen gemeinsamen Stromquelle durch Hinzufügen eines Transistors 72 sichergestellt (der zweckmäßigerweise in gleicher Weise aufgebaut ist wie der Transistor 70), der ebenfalls aus der gemeinsamen Stromquelle gespeist wird und (durch Verbindung seiner Basis mit der Basis des Transistors 62) gezwungen wird, seinen Strom komplementär zu Änderungen des im Transistor 70 fließenden Stromes zu ändern. Die richtige Größe der Einspeisung des Kompensationssignals durch den Transistor 70 läßt sich leicht erreichen durch die Wahl geeigneter Emitter-Abmessungen für den Transistor 70 (dem der Transistor 72 geeignet angepaßt ist).
Es wurde bereits gesagt, daß es bei Systemen der dargestellten Art wünschenswert ist, eine Möglichkeit zur Einstellung der Freilauffrequenz des Farbbezugsoszillators vorzusehen, so daß er genau auf eine gewünschte Farbträgerfrequenz eingestellt werden kann. Ein bekanntes Verfahren, eine solche Möglichkeit vorzusehen, besteht in der Verwendung eines veränderbaren Kondensators im Rückkopplungsfilter des Oszillators, wie es beispielsweise in der bereits erwähnten US-Patentschrift 40 20 500 gezeigt ist.
In dem in der Zeichnung dargestellten System wird jedoch eine andere Technik (die im einzelnen in der US-Patentanmeldung 3 83 303 von R. Shanley et al. mit dem Titel "Oszillator Synchronizing System Incorporating DC Control Of Free-Running Frequency" vom 28. Mai 1982 beschrieben ist). Phasenverschobene Signale vom Anschluß E werden dem Signaleingang eines zusätzlichen geregelten Verstärkers 47 zugeführt, dessen Ausgang an den Anschluß A an der Basis des Ausgangs-Emitterfolgetransistors 33 des Oszillators angeschlossen ist. Dem Steuereingang FR des Verstärkers 47 wird eine einstellbare Gleichspannung vom verstellbaren Abgriff eines Potentiometers 48 zugeführt (das mit seinen festen Enden an die Betriebsspannungsklemme +V _CC bzw. Masse geschaltet ist). Der Verstärker 47 speist in die Oszillatorschleife phasenverschobene Signale ein, deren Größe und Polarität von Größe und Richtung der Verschiebung der Einstellung des Potentiometerabgriffs aus der Symmetrieeinstellung abhängen. Die eingespeiste Komponente ist eine voreilende Komponente, wenn eine höhere Einstellung gegenüber der Freilauffrequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht wird, und eine 90° Komponente, wenn eine niedrigere Einstellung gegenüber der Freilauffrequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht ist.

Claims

1. Spannungsgesteuerter Oszillator mit folgenden Einrichtungen:

- einem nicht invertierenden Signalverstärker (10), der einen Eingangsanschluß (I), einen Lastwiderstand (14) und einen an den Lastwiderstand angekoppelten Ausgangsanschluß (O) aufweist,

- einem Bandpaßfilter (35, 36, 37), das zwischen den Ausgangsanschluß und den Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers (10) geschaltet ist,

- einem Phasenschieber (40, 41, 42), der an seinem Eingang ein Signal aus dem nicht invertierenden Verstärker empfängt,

- einer Phasenvergleichsschaltung (54), die an einem ersten Eingang das Signal aus dem nicht invertierenden Verstärker und an einem zweiten Eingang ein Bezugssignal empfängt und die Regelspannung erzeugt, deren Amplitude und Polarität ein Maß dafür ist, wie weit und in welcher Richtung die beiden empfangenen Signale von einer 90°-Phasenbeziehung abweichen.

- einer regelbaren Verstärkeranordnung, (61, 65, 66; 62, 67, 68), die ein zusätzliches, phasenverschobenes Signal, welches mit Hilfe des Phasenschiebers aus dem Ausgangssignal des nicht invertierenden Verstärkers (10) gewonnen wird, empfängt und es unter dem steuernden Einfluß der Regelspannung abhängig von deren Amplitude und Polarität mit solcher Verstärkung und in solchem Sinne am Lastwiderstand des nicht invertierenden Verstärkers erscheinen läßt, daß die erwähnte Abweichung von der 90°-Phasenbeziehung an den Eingängen der Phasenvergleichsschaltung ausgeregelt wird,

dadurch gekennzeichnet,

- daß das von der regelbaren Verstärkeranordnung (61, 65, 66 und 62, 67, 68) empfangene zusätzliche, phasenverschobene Signal das Ausgangssignal einer Summierschaltung (56, 58) ist, die das vom Ausgang des Phasenschiebers (40, 41, 42) gelieferte Signal und ein direkt aus dem nicht invertierenden Verstärker (10) kommendes Signal jeweils mit einem bestimmten Bewertungsfaktor miteinander vereinigt, um dem Ausgangssignal eine Phase zu geben, die zwischen den Phasen der beiden vereinigten Signale liegt, und

- daß das Signal der Summierschaltung außerdem über einen invertierenden Verstärker (70) geführt wird, um in invertierter Form als Komponente fester Größe am Lastwiderstand (14) zu erscheinen.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (40, 41, 42) eine Phasenverzögerung von im wesentlichen gleich 90° bei der Betriebsfrequenz des Oszillators ergibt.

3. Oszillator nach Anspruch 2, worin die zu dem Lastwiderstand gehörige Streukapazität den Signalkomponenten, die durch den nicht invertierenden Verstärker am Lastwiderstand entwickelt werden, eine Phasen-Nacheilung erteilt, gekennzeichnet durch solche Wahl der Bewertungsfaktoren der Vereinigungsschaltung (56, 58) und der Verstärkung des invertierenden Verstärkers (70),

- daß die Kombination der invertierten Version des resultierenden Signals der Summierschaltung, die durch den invertierenden Verstärker am Lastwiderstand (14) entwickelt wird, mit der Signalkomponente, die durch den nicht invertierenden Verstärker (10) am Lastwiderstand entwickelt wird, ein Signal von im wesentlichen gleicher Phase bildet wie das am Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers auftretende Signal, und

- daß die Phase des Signals, das durch die regelbare Verstärkeranordnung (65 bis 68) am Lastwiderstand (14) entwickelt wird, im wesentlichen um 90° gegenüber der Phase des am Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers (10) auftretenden Signals versetzt ist.

4. Oszillator nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die regelbare Verstärkeranordnung folgendes aufweist:

- einen ersten und einen zweiten Transistor (61 und 62) mit zusammengeschalteten Emittern, an die eine gemeinsame Stromquelle (63) angeschlossen ist, während die Basis des ersten Transistors (61) das Ausgangssignal der Vereinigungsschaltung (56, 58) empfängt und die Basis des zweiten Transistors (62) auf einem vorbestimmten Versorgungspotential (Schaltungspunkt G) gehalten wird;

- einen ersten Verstärker (65, 66) mit einem Signaleingang, der an dem Kollektor des ersten Transistors (61) angeschlossen ist;

- einen zweiten Verstärker (67, 68) mit einem Signaleingang, der an den Kollektor des zweiten Transistors (62) angeschlossen ist;

- eine Einrichtung, die unter Steuerung durch die Regelspannung vom Ausgang der Phasenvergleichsschaltung (54) die Verstärkung des ersten und zweiten Verstärkers (65, 66 und 67, 68) differentiell verändert;

- eine Anordnung (Schaltungspunkt S) zum Kombinieren der Ausgangssignale des ersten und zweiten Verstärkers.

5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Verstärker durch einen dritten Transistor (70) gebildet ist, der mit seiner Basis- Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (61) geschaltet ist und der mit seinem Kollektor an den Lastwiderstand (14) angeschlossen ist.

6. Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Transistor (72) mit seiner Basis- Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors (62) geschaltet ist.