AT393424B - Schaltungsanordnung zum synchronisieren eines oszillators - Google Patents

Description

AT 393 424 B

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Oszillators, welcher einen nichtinvertierenden Signalverstärker mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß sowie ein Bandpaß-filter aufweist, welches zwischen den Ausgangs- und den Eingangsanschluß des nichtinvertierenden Signalver-stärkers gekoppelt ist und einen Mitkopplungsweg für den nichtinvertierenden Verstärker zur S Erzeugung von Schwingungen mit einer im Durchlaßbereich des Filters liegenden Frequenz bildet, mit einem Phasenschieber, dessen Eingang Schwingungen vom nichtinvertierenden Verstärker zugeführt werden und der an einem Ausgangsanschluß phasenverschobene Schwingungen liefert, und mit einem Phasenvergleicher, dem an einem ersten Eingangsanschluß Schwingungen von dem nichtinvertierenden Verstärker und an einem zweiten Eingang Bezugs-schwingungssignale zugeführt werden und der eine Regelspannung erzeugt, deren Amplitude und 10 Polarität ein Maß für Größe und Richtung der eventuellen Abweichung von einer 90° Phasenbeziehung zwischen den ihren Eingangsanschlüssen zugeführten Signalen ist.

In der US-Patentschrift Nr. 40 20 500 ist ein synchronisiert»* Oszillator einer generellen Art beschrieben, die als Farbbezugsoszillator in Farbfernsehempfängern weite Verbreitung gefunden hat. Der Oszillator verwendet einen nicht invertierenden Verstärk», von dessen Ausgang eine Rückkopplung über ein Kristallfilter auf seinen 15 Eingang geführt ist. Mit dem Filterausgang ist eine Quadraturphasenschieberschaltung gekoppelt, die phasenverschobene Signale an einen zusätzlich»! geregelten Verstärker liefert. Ein Phasendetektor, dem die empfangenen Farbsynchronsignale der Bezugsschwingung und Signale von dem nicht invertierenden Verstärker zugeführt werden, erzeugt Steuerspannungen, welche Größe und Richtung von eventuellen Abweichungen von der gewünschten Quadraturphasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen wiedergeben. Der zusätzliche geregelte 20 Verstärker liefert phasenverschobene Signale an die Last des nicht invertierend»! Verstärkers, deren Polarität und

Größe durch die Regelspannung im Sinne einer Minimalisi»ung der erwähnten Abweichungen bestimmt wird.

Bei einer integrierten Schaltungsausführung gemäß der soeben erwähnten US-PS 40 20 500 können unerwünschte Phasenverschiebung»! an der Last auftrcten, welche der nicht invertierende Verstärker mit dem geregelten Verstärk» für die phasenverschobenen Signale gemeinsam hat. D» Grund hierfür liegt in der kumulativen 25 Wirkung parasitärer Kapazität, die an den jeweiligen Kollektoren der Mehrzahl von Transistoren auftritt, die mit der gemeinsamen Last gekoppelt sind. Ohne geeignete Kompensation hierfür kann eine solche Phasenverschiebung als Störfaktor bei der Erreichung ein» optimalen Abstimmung der Freilauf£requ»iz des Oszillators wirken und kann eine unerwünschte Unsymmetrie in die Phasenregelcharakteristik einführen, die für Synchronisationszwecke angewandt wird. Die US-Patentschrift Nr. 40 95 255 beschreibt eine Kaskode-Technik zur 30 Isolierung der Kollektoren des geregelten Verstärkers von d» gemeinsam»! Last, bei welch» die erwähnte un»- wünschte Phasenverschiebung verringert wird. In der US-PS 42 49 199 ist eine Kompensationstechnik für die Phasenv»schiebung beschrieben, welche in zufriedenstellender Weise schädliche Auswirkungen d» »wähnten unerwünschten Phasenverschiebung auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung d» Freilauffrequenz des Oszillators zu erreichen, eliminieren. 35 Aufgabe der Erfindung ist eine V»bessenmg gegenüber der in d» US-PS 42 49199 beschrieben»! Schaltung durch welche sichergestellt wird, daß die Symmetrie der Phasenregelcharakteristik für den gesteuerten Oszillator erreicht wird und schädliche Auswirkungen auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung der Freilauffrequenz zu »-reichen, eliminiert werden.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß eine Matrixschaltung zur Matrizierung der am Ausgangsan-40 Schluß des Phasenschiebers anliegenden phasenverschobenen Schwingungen mit Schwingungen, welche direkt vom nicht invertierenden Verstärk» hergeleitet sind zur Erzeugung eines Matrixausgangssignals, dessen Phase zwischen den Phasen der den Eingangsanschlüssen der Matrixschaltung zugeführten Signalen liegt, einen invertierenden Verstärker, welch» an seinem Eingang das Matrixausgangssignal empfängt und eine phasenin-vertierte Version des Matrixausgangssignals mit einer im wesentlichen festen Größe liefert, einen geregelten 45 V»stärker, welcher unter Steuerung durch das Matrixausgangssignal und die Regelspannung das Matrixausgangssignal verstärkt und invertiert, wenn zwischen den an den Eingangsanschlüssen des Phasenvergleich»s anliegenden Signalen eine Abweichung in der einen Richtung auftritt, und das Matrixausgangssignal ohne Invertierung verstärkt, wenn zwischen den an den Eingangsanschlüssen des Phasenvergleichers anliegenden Signalen eine Abweichung in der entgegengesetzten Richtung auftritt, wobei d» Grad der Verstärkung des 50 Matrixausgangssignals von der Größe der Abweichung gegenüber d» 90° Phasenv»schiebung abhängt, und durch eine Kombinationsschaltung, welche die Ausgangssignale des invertierenden Verstärkers und des geregelten Verstärkers mit dem Ausgangssignal des nicht inverti»enden Verstärkers vergleicht

Die Matrizierungsparameter und die Verstärkung des invertierenden Verstärk»s werden im Zusammenhang mit der unerwünschten Phasenverschiebung gewählt, welche an dem gemeinsamen Lastwiderstand auftritt, und 55 zwar so, daß 1. die Kombination (a) d» am gemeinsamen Lastwiderstand infolge des inverti»enden Verstärkers auftretenden Signale mit (b) den am gemeinsamen Lastwiderstand infolge des nicht invertierenden Verstärkers auftretenden Signalen Signale ergibt, die im wesentlichen in Phase mit den am Eingang des nicht inverti»end»i Verstärkers liegenden Signalen sind, und 2. die unerwünschte Phasenverschiebung, die am gemeinsamen Lastwid»stand auftritt, auf das Ausgangssignal des geregelten Verstärkers, welches an diesem Lastwiderstand 60 auftritt, so wirkt, daß die Phasenlage dieses Signals praktisch um 90° gegenüb» d» Phasenlage des vorerwähnten

Kombinationssignals verschoben ist

In den Zeichnungen zeigt die einzige Figur einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit einem spannungsge- -2-

AT 393 424 B steuerten Farbbezugsoszillator gemäß einer Ausführung der Erfindung.

In dem dargestellten Teil des Farbfernsehempfängers ist ein nicht invertierender Verstärker (10) mit einer ausreichenden positiven Rückkopplung über ein Bandpaßfilter zwischen seinem Ausgang und seinem Eingang versehen, so daß er als Oszillator mit ein»' im Durchlaßbereich des Filters liegenden Betriebsfrequenz arbeitet

Der Verstärker (10) enthält ein Paar NPN Transistoren (11 und 13), die mit zusammengeschalteten Emittern als Differenzverstärker geschaltet sind. Der Kollektor des Eingangstransistors (11) des Differenzverstärkers liegt unmittelbar am positiven Anschluß (+Vq^) einer Betriebsspannungsquelle, während der Kollektor des Ausgangstransistors (13) des Differenzverstärkers über einen Lastwiderstand (14) am Anschluß (+Vcc) liegt. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren (11 und 13) sind über die Kollektor-

Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors (15) in Reihe mit dessen Emitterwiderstand (16) an den negativen Anschluß (beispielsweise Masse) der Betriebsspannungsquelle geführt

Vom Verstärkereingangsanschluß (I) werden Signale der Basis des Eingangstransistors (11) üb» die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors (21) zugeführt Vom Kollektor (am Anschluß (S)) des Ausgangstransistors (13) gelangen Signale zum Verstärkerausgangsanschluß (0) über die Basis-Emitter-Strecken eines Paares NPN Emitterfolgetransistoren (31 und 33), die über einen Widerstand (32) miteinander verbunden sind, welcher den Emitter des Transistors (31) mit der Basis des Transistors (33) verbind». Der Emitter des Transistors (33) liegt über einen Widerstand (34) an Masse. Die Kollektoren der Emitterfolgetransistoren (21,31,33) sind jeweils direkt an d»i Betriebsspannungsanschluß (+V^^~.) geführt.

Die Basisvorspannung für den Ausgangstransistor (13) wird von einem NPN Emitterfolgetransistor (25) geliefert, der mit seinem Kollektor unmittelbar an dem Betriebsspannungsanschluß (+Vq^), mit seiner Basis über einen Widerstand (26) am positiven Anschluß (+5,2 V) einer Vorspannungsquelle und mit seinem Emitter unmittelbar an der Basis des Ausgangstransistors (13) liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor (25) wird durch einen NPN-Stromquellentransistor (27) bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors (25) und mit seinem Emitter über einen Widerstand (28) an Masse liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor (21) am V»stärkereingang wird entsprechend durch einen NPN-Stromquellentransistor (23) bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors (21) und mit seinem Emitter über einen Widerstand (24) an Masse liegt. Ein Widerstand (22) verbindet die Basis des Transistors (21) mit der Vorspannungsquelle +5,2 V. Die Basen der Stromquellentransistoren (15, 23 und 27) sind jeweils direkt mit dem positiven Anschluß (+1,2 V) ein» zusätzlichen Vorspannungsquelle veibunden.

Der Ausgangsanschluß (0) des Verstärk»s ist mit dem Verstarkereingangsanschluß (I) über die Reihenschaltung eines piezoelektrischen Kristalls (35) mit einem festen Kond»isator (36) und einem Widerstand (38) verbunden. Der Kristall (35) ist beispielsweise so geschnitten, daß er bei einer Frequenz in unmittelbarer Nähe, jedoch leicht unterhalb der Farbträgerfrequenz (beispielsweise 3,579545 MHz) der Faibfemsehsignale, auf welche der Empfäng» anspricht, eine Reihenresonanz aufweist. Daher »scheint der Kristall (35) bei der Farbträgerfrequenz induktiv. Der Wert des festen Kondensators (36) ist so gewählt, daß die Reihenschaltung d» Elemente (35 und 36) normalerweise eine Serienresonanz bei der Farbträg»frequenz ergibt, wobei die Güte der Resonanzschaltung durch den Wert des Reihenwiderstandes (38) im Sinne einer geeignet»! Bandbreite (beispielsweise 1000 Hz) für die Bandfiltercharakteristik des Rückkopplungsweges ergibt. Zwischen dem Anschluß (I) und Masse liegt ein Kondensator (39), der mit dem Widerstand (38) für eine nennenswerte Dämpfung von Oberwellen der gewünschten Betriebsfrequenz sorgt, so daß bei solchen höheren Frequenzen praktisch keine Schwingungen aufrechterhalten werden können. Die durch die Elemente (35 und 36) bestimmte Bandpaß-charakteristik erlaubt eine positive Rückkopplung ein» schwingungsaufrecht»haltenden Größe in unmittelbarer Nähe der Farbträgerfrequenz. Eine genaue Angleichung der Freilauffrequenz an die Farbträgerfrequenz kann jedoch wegen praktisch auftretender Toleranzen der Elemente (35 und 36) nicht immer sichergestellt werden. Wie noch beschrieben werden wird, enthält das dargestellte System zusätzliche Maßnahmen zum Abgleich der Freilauf-Belriebsfrequenz auf eine gewünschte genaue Frequenz. Für den Zweck der Synchronisierung des oben beschriebenen Oszillators nach Phase und Frequenz mit der Farbträgerfrequenz des empfangenen Farbfemsehsignals enthält das dargestellte System eine Phasenvergleichsschaltung (54). Dem einen Eingang der Phasenv»gleichsschaltung (54) werden Schwingungen vom Anschluß (F) an der Basis des Eingangstransistors (11) zugeführt. Ein Farbverstärker (50) spricht auf die Farbkom-ponente des empfangenen Signals an, die am Anschluß (C) auftritt und periodische Synchronsignalschwingungen von der Farbträgerfrequenz mit einer Bezugsphase enthält. Ein Ausgangssignal des Farbverstärkers (50) wird ein» Farbsynchronsignaltrennschaltung (52) zugeführt, welche afogetrennte Farbsynchronsignale an den anderen Eingang der Phasenv»gleichsschaltung (54) gelangen läßt.

Die Phasenvergleichsschaltung (54) leitet eine Ausgangsregelspannung ab, deren Amplitude und Polarität von Größe und Richtung jeglich» Abweichung von d» 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung abhängt. Beispielsweise kann die Phasenvergleichsschaltung (54) Gegentaktausgangssignale liefern, welche komplementäre Regelspannungen an den Ausgangsanschlüssen (CV und CV') darstellen. Diese Regelspannungen dienen zur Regelung des Verstärkers für die phasenverschobenen Signale, der mit dem nicht invertierenden Verstäiker (10) den gemeinsamen Lastwid»stand (14) hat.

Vom Ausgangsanschluß (P) eines Phasenschiebers (40,42,41) werden phasenv»schobene Signale äbge- -3-

AT 393 424 B leitet. Der Phasenschieber enthält eine Induktivität (40), die zwischen den Verstärkereingangsanschluß (I) und den Phasenschieberausgangsanschluß (P) geschaltet ist, und die Serien Schaltung eines Widerstandes (42) mit einem Kondensator (41) zwischen dem Anschluß (P) und Masse. Die Wate der Phasenschieberelemente sind so gewählt, daß die vom Anschluß (I) gelieferten Schwingungen eine nacheilende Phasenverschiebung (von praktisch 90° bei der Farbträgerfrequenz) erhalten. Die phasenverschobenen Schwingungen am Ausgangsanschluß (P) des Phasenschiebers werden einem Matrizierungseingangsanschluß (E) über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors (43) zugeführt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Anschluß (+V^^), mit seiner Basis unmittelbar am Anschluß (P) und mit seinem Emitter unmittelbar am Anschluß (E) liegt Der Ruhestrom durch den Transistor (43) wird bestimmt durch einen NPN-Stromquellentransistor (45), dessen Kollektor unmittelbar an den Anschluß (E) geschaltet ist, dessen Basis an der +1,2 V Vorspannungsquelle liegt und dessen Emitter über einen Widerstand (46) nach Masse geführt ist

Die Ausgangsregelspannungen von der Vergleichsschaltung (54) werden einem geregelten Verstärker zugeführt, der ein Paar NPN Transistoren (61 und 62) enthält, die als Differenzverstärker geschaltet sind und mit ihren zusammengeschalteten Emittern über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors (63) in Reihe mit dessen Emitterwiderstand (64) an Masse liegen. Die Basis des Transistors (63) ist direkt mit dem +1,2 V Anschluß einer Vorspannungsquelle verbunden. Phasenverschobene Signale vom Anschluß (E) gelangen über einen Matrizierungswiderstand (56) zur Basis des Transistors (61). Vom Anschluß (F) am Eingang des nicht invertierenden Verstärkers (10) werden ebenfalls Signale über einen Matrizierungswiderstand (58) auf die Basis des Transistors (61) gegeben. Der Basis eines Transistors (62) wird vom Anschluß (G) (an der Basis des Transistors (13)) Vorspannung zugeführt.

Der Kollektor des Transistors (61) liefert eine invertierte Version der matrizierten Signale, die an der Basis des Transistors (61) erscheinen, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren (65 und 66). Vom Kollektor des Transistors (62) wird eine nicht invertierte Version der matrizierten Signale, die an der Basis des Transistors (62) auftreten, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren (67 und 68) geliefert Die am Ausgangsanschluß (CV) der Phasenvergleichsschaltung (54) auftretende Ausgangsregelspannung gelangt zu den Basen der Transistoren (65 und 67), während die sich komplementär verändernde Ausgangsregelspannung am Ausgangsanschluß (CV‘) den Basen der Transistoren (66 und 68) zugeführt wird.

Die Kollektoren der Transistoren (66 und 67) liegen unmittelbar an der Betriebsspannungsquelle (+Vqq), während die Kollektoren der Transistoren (65 und 68) unmittelbar an den Kollektor des Transistors (13) angeschlossen sind, so daß sie Ausgangssignale am gemeinsamen Lastwiderstand (14) erzeugen. Am Widerstand (14) wird auch ein Ausgangssignal von einem zusätzlichen NPN Transistor (70) erzeugt, der mit seiner Basis-Emitter-Strecke unmittelbar parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkers (61) liegt und mit seinem Kollektor direkt mit dem Anschluß (S) verbunden ist. Die Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkertransistors (63) liegt direkt parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines weiteren NPN Transistors (72), dessen Kollektor unmittelbar an den Betriebsspannungsanschluß (+V^-^) geführt ist

Wenn im Betrieb ein Farbsignal empfangen wird, dann führt eine Abweichung in einem Sinn von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den empfangenen Farbsynchronsignalen und den Schwingungen vom Anschluß (F) zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen an den Anschlüssen (CV und CV') in einer solchen Richtung, daß das Potential an den Basen der Transistoren (65 und 67) ansteigt während das Potential an den Basen der Transistoren (66 und 68) absinkt In diesem Fall wird die invertierte Version des Eingangssignals für den geregelten Verstärker, welches den Transistor (65) durchlaufen hat, größer als die nicht invertierte Version, welche den Transistor (68) durchlaufen hat Entsprechend führt eine Abweichung im entgegengesetzten Sinn von der 90° Phasenbeziehung zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen in der entgegengesetzten Richtung, wobei die nicht invertierte Version, welche den Transistor (68) durchlaufen hat größer als die invertierte Vasion wird, die den Transistor (65) durchlaufen hat In beiden Fällen verändert die dabei auftretende Einspeisung der phasenverschobenen Signale in die Oszillatorschleife die Oszillatorfrequenz in einer solchen Richtung, daß Abweichungen von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung verringert werden, so daß die gewünschte Synchronisation eintritt. Es sei darauf hingewiesen, daß die gemeinsame Verwendung des Lastwiderstandes (14) durch den nicht invertierenden Verstärker (10) und den geregelten Verstärker für die phasenverschobenen Signale zur Folge hat daß eine Mehrzahl von Kollektorelektroden dort unmittelbar angeschlossen sind. Der Lastwiderstand (14) ist somit durch parasitäre Kapazitäten überbrückt die zu den einzelnen Kollektoren gehören. Insgesamt erhält man dadurch eine unerwünschte Phasennacheilung, welche so groß ist daß Asymmetrieprobleme hinsichtlich des Abstimm-beieiches und/oder der Phasenregelung auftreten, welche eine Korrektur erfordern, wenn ein optimales Betriebsverhalten gewünscht wird.

Die Matrizierung der Signale von den Anschlüssen (E und F) zur Bildung des Eingangssignals für den geregelten Verstärker stellt einen Teil der erfindungsgemäßen Korrekturtechnik dar. Das Verhältnis der Widerstandswerte der Matrizierungswiderstände (56 und 58) ist so gewählt daß das aus der Matrizierung resultierende Signal gegenüber der Phasenlage des 90° Phasensignals am Anschluß (E) in voreilender Richtung phasenverschoben ist Die Größe dieser Phasenvoreilungsverschiebung paßt im wesentlichen zur Größe der nacheilenden -4-

Claims (6)

1. AT 393 424 B Phasenverschiebung infolge der Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers (10). Außerdem wird die Größe der invertierenden Version des aus der Matrizierung resultierenden Signals, welches durch den invertierenden Verstärker (70) in die gemeinsame Last eingespeist, so gewählt, daß die Vektorsumme aus (a) diesen eingespeisten Signalen und (b) den vom Ausgangstransistor (13) des nicht invertierenden Verstärkers der gemeinsamen Last zugeführte Signalkomponenten Signale darstellt, welche praktisch phasengleich mit den an der Basis des Eingangstransistors (11) des nicht invertierenden Verstärkers »scheinenden Signalen sind. Infolge der erwähnten Einspeisung kompensierende Signale vom invertierenden Verstärk» (70) hat die durch die Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers (10) bedingte Phasennacheilung praktisch keine Auswirkung auf den freilaufenden Betrieb des Oszillators. Für die Symmetrie der Phasenregelung d» Synchronisierschleife muß jedoch zusätzlich für eine Kompensation der Auswirkungen der Phasenverzögerung gesorgt werden, die an der gemeinsamen Last am Ausgang des geregelten Verstärkers auftritt Eine solche Kompensation wird durch die Voreilungseinspeisung bewirkt, welche durch die Matrix (56, 58) für das Eingangssignal des geregelten Verstärkers vorgesehen wird. Die Gesamtauswirkung dieser Voreilungseinspeisung und d» durch die gemeinsame Last bedingten Nacheilung führt dazu, daß die vom geregelten Verstärker eingespeisten Komponenten entweder um 90° nacheilen oder um 90° voreilen (wie es für die zur Synchronisation erford»liche Einstellung richtig ist) gegenüber dem (ständig vorhandenen) resultierenden Signal aus den Beiträg»! d» Transistoren (70 und 13), wobei eine symmetrische Regelung sichergestellt ist Bei dem in der Zeichnung speziell dargestellten Ausführungsbeispiel hat der Transistor (70) des invertierenden Verstärkers eine gemeinsame Stromquelle (Transistor (63)) mit dem aus den Transistoren (61 und 62) gebildeten Differenzverstärker. Der symmetrische Betrieb des Differenzverstäikers wird bei einer solchen gemeinsamen Stromquelle durch Hinzufügung eines Transistors (72) sichergestellt (der zweckmäßigerweise in gleich» Weise aufgebaut ist wie der Transistor (70)), der ebenfalls aus der gemeinsamen Stromquelle gespeist wird und (durch Verbindung seiner Basis mit der Basis des Transistors (62)) gezwungen wird, seinen Strom komplementär zu Änderungen des im Transistor (70) fließenden Stromes zu ändern. Die richtige Größe d» Einspeisung des Kompensationssignals durch den Transistor (70) läßt sich leicht erreichen durch die Wahl geeigneter Emitter-Abmessungen für den Transistor (70) (dem der Transistor (72) geeignet angepaßt ist). Es wurde b»eits gesagt, daß es bei Systemen der dargestellten Art wünschenswert ist, eine Möglichkeit zur Einstellung der Freilauffrequenz des Farbbezugsoszillators vorzusehen, so daß » genau auf eine gewünschte Farbträgerfrequenz eingestellt werden kann. Ein bekanntes Verfahren, eine solche Möglichkeit vorzusehen, besteht in d» Verwendung eines veränderbaren Kondensators im Rückkopplungsfilter des Oszillators, wie es beispielsweise in der bereits »wähnten US-Patentschrift Nr. 40 20 500 gezeigt ist. In dem in der Zeichnung dargestellten System wird jedoch eine andere Technik verwendet Phasenverschobene Signale vom Anschluß (E) werden dem Signaleingang eines zusätzlich»! geregelt»! Verstärkers (47) zugefuhrt, dessen Ausgang an den Anschluß (A) an d» Basis des Ausgangs-Emitterfolgetransistors (33) des Oszillators angeschlossen ist Dem Steuereingang (FR) des Verstärkers (47) wird eine einstellbare Gleichspannung vom verstellbaren Abgriff eines Potentiometers (48) zugeführt (das mit seinen festen Enden an die Betriebsspannungsklemme (+V££·) bzw. Masse geschalt» ist). Der Verstärker (47) speist in die Oszillatorschleife phasenverschobene Signale ein, deren Größe und Polarität von Größe und Richtung der Verschiebung der Einstellung des Potentiometerabgriffs aus d» Symmetrieeinstellung abhängen. Die eingespeiste Komponente ist eine 90° voreilende Komponente, wenn eine höhere Einstellung gegenüber der Freilauffrequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht wird, und eine um 90° nacheilende Komponente, wenn eine niedrigere Einstellung gegenüber der Freilauffiequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht ist. PATENTANSPRÜCHE 1. Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Oszillators, welcher einen nichtinvertierenden Signalverstärk» mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß sowie ein Bandpaßfilter aufweist, welches zwischen den Ausgangs- und den Eingangsanschluß des nichtinv»ti»enden Signalverstärkers gekoppelt ist und einen Mitkopplungsweg für den nichtinvertierenden Verstärk» zur Erzeugung von Schwingungen mit einer im Durchlaßbereich des Filters liegenden Frequenz bildet, mit einem Phasenschieber, dessen Eingang Schwingung»! vom nichtinvertierenden Verstärk» zugeführt werden und d» an einem Ausgangsanschluß phasenverschobene Schwingungen liefert, und mit einem Phasenvergleich», dem an einem ersten Eingangsanschluß Schwingungen von dem nichtinvertierend»! Verstärker und an einem zweiten Eingang Bezugsschwingungssignale zugeführt werden und der eine Regelspannung erzeugt, deren Amplitude und Polarität ein Maß für Größe und Richtung d» eventuellen Abweichung von einer 90° Phasenbeziehung zwischen den ihren Eingangsanschlüssen zugeführten Signalen ist, gekennzeichnet durch eine Matrixschaltung (56, 58) zur Matrizierung der am Ausgangsanschluß des Phasenschiebers anliegenden phasenverschobenen Schwingungen mit Schwin- -5- AT 393 424 B gungen, welche direkt vom nichtinvertierenden Verstärker (10) heigeleitet sind zur Erzeugung eines Matrix-ausgang^signals, dessen Phase zwischen den Phasen der den Eingangsanschlüssen der Matrixschaltung zugeführten Signalen liegt, einen invertierenden Verstärker (70), welch»’ an seinem Eingang das Matrixausgangssignal empfängt und eine phaseninvertierte Version des Matrixausgangssignals mit ein» im wesentlichen festen Größe liefert, einen geregelten Verstärker (61,65,66; 62,67,68), welcher unter Steuerung durch das Matrixausgangssignal und die Regelspannnung das Matrixausgangssignal v»stärkt und invertiert, wenn einen Richtung auftritt, und das Matrixausgangssignal ohne Invertierung verstärkt, wenn zwischen den an den Eingangsanschlüssen des Phasenv»gleichers anliegenden Signalen eine Abweichung in der entgegengesetzten Richtung auftritt, wobei der Grad d» Verstärkung des Matrixausgangssignals von der Größe der Abweichung gegenüb» der 90° Phasenverschiebung abhängt, und durch eine Kombinationsschaltung (14), welche die Ausgangssignale des invertierenden Verstärkers (70) und des geregelten Verstärkers (61, 65, 66; 62, 67, 68) mit dem Ausgangssignal des nichtinvertierenden Verstärkers (10) v»gleichL
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (40,41,42) eine Phasenverzögerung von im wesentlichen 90° bei d» Betriebsfrequenz des Oszillators bewirkt
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinationsschaltung einen Lastwiderstand (14) aufweist, welcher sich auf den nichtinvertierenden Verstärker (10), den invertierenden Verstärker (70) und den geregelten Verstärker (61, 65, 66; 62, 67, 68) aufteilt, daß die zu dem Lastwiderstand gehörige Streukapazität dem Ausgangssignal des nichtinvertierenden Verstärkers (10) eine Phasennacheilung erteilt, und daß die Parameter der Matrixschaltung (56, 58) und die Verstärkung des invertierenden Verstärkers (70) so gewählt sind, daß die Kombination der vom invertierenden Verstärker »zeugten invertierten Version der Matrixausgangssignale mit dem Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers Signale mit im wesentlichen gleich» Phase wie die am Eingangsanschluß des nichtinverti»enden Verstärkers auftretenden Schwingungen büdet, wogegen die Phase des Ausgangssignals des g»egelten Verstärkers (61,65, 66; 62, 67, 68) im wesentlichen um 90° gegenüber der Phase der am Eingangsanschluß des nichtinvertierenden Verstärkers auftretenden Schwingungen verschoben ist.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 od» 3, dadurch gekennzeichnet, daß der geregelte Verstärker einen ersten (61) und einen zweiten Transistor (62) mit zusammengeschalteten Emittern sowie eine mit diesen Emittern gekoppelte Stromquelle (63) aufweist, wobei der Basis des ersten Transistors (61) das Matrixausgangssignal zugeführt wird, wogegen die Basis des zweiten Transistors (62) auf einem vorbestimmten Vorspannungspotential (Schaltungspunkt (B)) gehalten wird, daß ein erster Verstärker (65,66) mit einem Signaleingang an den Kollektor des ersten Transistors (61) gekoppelt ist, daß eine zweite V»stärkerschaltung (67, 68) mit einem Signaleingang an den Kollektor des zweiten Transistors (62) gekoppelt ist, daß eine Schaltung unter Steuerung durch die Ausgangsregelspannung des Phasenvergleichers (54) die Verstärkung des ersten und des zweiten Verstärkers (65, 66; 67, 68) unterschiedlich verändert, und daß eine Kombinationsschaltung (Schaltungspunkt (S)) die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Verstärkers kombiniert.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der inverti»ende Verstärker einen dritten Transistor (70) aufweist, dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (61) geschaltet ist und dessen Kollektor mit dem Lastwid»stand (14) verbunden ist.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünfter Transistor (72) mit sein» Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors (62) geschaltet ist. Hiezu 1 Blatt Zeichnung -6-