DE3125664A1

DE3125664A1 - Verstellwandlervorrichtung

Info

Publication number: DE3125664A1
Application number: DE19813125664
Authority: DE
Inventors: Tadashi Inagi Tokyo Azegami
Original assignee: Hokushin Electric Works Ltd
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1980-07-01
Filing date: 1981-06-30
Publication date: 1982-02-11
Also published as: DE3125664C2; US4387601A; FR2486232A1; FR2486232B1

Description

_iÄ" *" " "Ή 8cr p-ioo -Λ0-

Anmelder: Hokushin Electric Works Limited,

30-1, Shimomaruko 3-Chome, Ohta-Ku, Tokyo, Japan

Bezeichnung

der Erfindung: Verstellwandlervorrxchtung

Beschreibung:

Die Erfindung bezieht sich auf einen kapazitiven Verstellwandler, bei dem eine physikalische Verstellbewegung infolge der Veränderung einer physikalischen Größe, beispielsweise eines Druckes oder einer Spannung, in ein elektrisches Signal umgewandelt wird.

Derartige Vorrichtungen werden zur übertragung elektrischer Signale benutzt, die von der abgefühlten Kenngröße, beispielsweise der Strömungsrate oder des Druckes des jeweiligen Systems, abgeleitet und zu einer in größerer Entfernung angeordneten Aufnahmestation übertragen werden sollen. Die Anwendung solcher Vorrichtungen ermöglicht eine Vereinfachung des Signalkreises und eine Verringerung der Herstellkosten. Eine Möglichkeit der Verbesserung solcher Systeme ist Gegenstand der japanischen Patentanmeldung No. 55-29246 der gleichen Anmelderin, deren Titel in der Übersetzung lautet "Verstellwandlervorrichtung".

30. Juni 1981 - 2 -

130066/0828

fl *t Qf.

Ein Problem üblicher kapazitiver Sensoren besteht in der nicht linearen Umwandlungscharakteristik und darüberhinaus darin, daß die Umwandlungscharakteristik infolge der unterschiedlichen Kapazitäten für stationäre und bewegliche Elektroden sowie eines Sensorgehäuses und einer stationären oder einer beweglichen Elektrode fehlerhaft sein kann.

Demzufolge ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine kapazitive Verstellwandlervorrichtung aufzuzeigen, bei der die vorgenannten Nachteile mit verhältnismäßig einfachen Mitteln, d.h. einer relativ einfachen Ausgestaltung des elektrischen Kreises, im wesentlichen vermieden sind.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung eine kapazitive Verstellwandlervorrichtung zum Ermitteln einer physikalischen Größenänderung durch Umwandlung einer von einem kapazitiven Sensor ermittelten Veränderung in ein der Veränderung proportionales Signal mit folgenden Merkmalen vorgeschlagen:

der Sensor hat eine verstellbare Elektrodenplatte, die auf die physikalische Veränderung anspricht, sowie eine stationäre Elektrodenplatte, wobei der

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 3 -

130066/0828

' * " Aft

Sensor eine Kapazität bildet, deren Wert der zu ermittelnden physikalischen Veränderung proportional ist,

ein Amplifikationsmittel hat einen Signaleingang und zwei Signalausgänge, wobei die Phase des einen Ausganges gleich, die Phase des anderen Ausganges der Phase des Einganges entgegengerichtet ist, und wobei eine der Elektrodenplatten mit dem Eingang und die andere Elektrodenplatte mit dem Ausgang verbunden ist, dessen Phase der Phase des Einganges gleichgerichtet ist und

zwischen dem Eingang und dem Ausgang mit entgegengerichteter Phase ist ein Gleichstromkreis eingeschaltet, der einen Gleichstrom in beiden Richtungen zuläßt.

Gemäß einem weiteren Vorschlag der Erfindung ist eine kapazitive Verstellwandlervorrichtung zum Ermitteln einer Veränderung einer physikalischen Größe durch Umwandlung der Veränderung der physikalischen Größe nach ihrer Ermittlung mit einem kapazitiven Sensor in ein proportionales elektrisches Signal durch folgende Merkmale gekennzeichnet :

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 4 -

130066/0028

Λ3

der Sensor weist eine bewegliche Elektrodenplatte, die auf die Änderung der physikalischen Größe anspricht, auf sowie zwei stationäre Elektrodenplatten_s wobei der Sensor zwei Kondensatoren mit einer gemeinsamen Polklemme bildet und wobei die Kapazität zumindest des einen Kondensators als zur Veränderung der physikalischen Größe proportionaler Wert gemessen wird,

einen Verstärker, dessen Eingang mit der gemeinsamen Polklemme verbunden ist und dessen Ausgang in seiner Phase der Phase des Einganges entgegengesetzt gerichtet ist,

einen Dauerstromkreis zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers, der einen Fluß des Dauerstromes in beiden Richtungen zuläßt, einen Zähler zum Zählen einer vorbestimmten Anzahl von Äusgangssignalen des Verstärkers und einen vom Ausgang des Zählers angetriebenen Schalter zur Zuführung des Ausganges des Verstärkers gleichphasig zum Eingang zur einen oder zur anderen der Polklemmen des Sensors, wobei es sich nicht um die gemeinsame Polklemme handelt.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 5 -

130066/0828

Die beiden Kondensatoren des Sensors können Differenzialkondensatoren sein.

Einzelheiten der Erfindung sind nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert, in der bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dargestellt sind. In der Zeichnung zeigen

Fig. 1 als Querschnitt ein Ausführungsbeispiel für

einen Sensor mit einem Kondensator, Fig. 2 einen zu Fig. 1 äquivalenten Kreis, Fig. 3j diagrammartige Stromkreisdarstellungen für

4,6+7

eine erste Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 5a Stromkreisdiagramme zur Erläuterung eines Dauer-

5A + 8

Stromkreises für die Zuordnung zu der Erfindung,

Fig. 9, Wellenformen, wie sie sich bei den Stromkreis-10

darstellungen des ersten Ausführungsbeispieles

ergeben,
Fig. 11 ein Stromkreisdiagramm über den Aufbau eines

Differenzialkondensatorsensors, Fip·. 12 ein dem Stromkreisdiagramm ähnliches Diagramm,

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 6 -

130066/0828

45 -JS-

Fig. 13,14 Querschnitte von Differenzialkondensatorsensoren mit bzw. ohne Abschirmung,

Fig. 15 und 18 StromkreisdarStellungen eines zweiten Ausführungsbeispieles der Erfindung,

Fig. 16,17 entsprechende Stromkreise für Lade- und Entladevorgänge,

Fig. 19,20 den Stromkreisen der Fig. 16,17 entsprechende Stromkreise, wenn parallelgeschaltete Kondensatoren angewendet werden,

Fig. 2OD ein weiterentwickeltes Stromkreisdiagramm für einen Stromkreis gemäß der Erfindung für den Fall, daß besondere Zählfehler vorkommen können,

Fig. 2OA, 2OB, 2OC und 2OF Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Stromkreises gemäß Fig. 2OD,

Fig. 2OF ein der Darstellung in Fig. 2OD ähnliches

Stromkreisdiagramm, wobei "NAND"- (nein-und) Gatter durch "NOR" - (nein-oder) Gatter ersetzt sind,

Fig. 2OG ein weiterentwickeltes Stromkreisdiagramm, wie es im Zusammenhang mit der Erfindung ohne Verwendung einer Kompensationskapazität anwendbar ist,

H 80 P'100

30. Juni 1981 - 7 -

130066/0828

Pig. 21 ein Strorakreisdiagramni für eine dritte Ausführungsform gemäß der Erfindung und

Fig. 22 ein Stromkreisdiagramm, wie es im Zusammenhang mit der Erzeugung eines Zählerausgangssignales anwendbar ist, wobei die Pulssignale beide Polaritäten haben.

In den Figuren der Zeichnung sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dargestellt. Zum besseren Verständnis der Erfindung ist zunächst ein Beispiel für einen Sensor vom Typ mit einer einzigen Kapazität dargestellt, wie er einer ersten Ausführungsform der Erfindung zugeordnet werden kann.

Bei der Darstellung eines Beispieles für einen Sensor mit einer Kapazität im Querschnitt gemäß Fig. 1 sind eine stationäre Elektrodenplatte SP und eine bewegliche Elektrodenplatte MP in einem Gehäuse F des Sensors angeordnet, zu dessen Platte MP eine mechanische Verstellkraft P zuzuführen ist, die der Änderung der physikalischen Größe proportional ist, die gemessen werden soll. Durch die mechanische Verstellkraft P ist die bewegliche Elektrodenplatte MP entsprechend verstellbar. Dadurch wird eine statische Kapazität C zwischen den

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 8 -

130066/0828

beiden Elektrodenplatten SP und MP entsprechend der Veränderung der mechanischen Verstellkraft P verändert.

In Fig. 2 ist ein Fig. 1 entsprechender elektrischer Stromkreis dargestellt, d.h. ein Stromkreis mit einem Sensor gemäß Fig. 1. Es ist hierfür darauf hinzuweisen, daß eine Umkehrvorrichtung in Berücksichtigung der beiden Kapazitäten CsI und Cs2 gebildet werden muß, wobei die erste Kapazität zwischen der stationären Elektrodenplatte SP und dem Gehäuse F, die zweite Kapazität zwischen der beweglichen Elektrodenplatte MP und dem Gehäuse F gebildet wird.

1. Erste Ausführungsform.

Ein Stromkreisdiagramm für eine erste Ausführungsform gemäß der Erfindung ist in Fig. 3 dargestellt. Der Stromkreis ist so ausgelegt, daß er einem Sensor mit einer Kapazität und einem dem Stromkreis gemäß Fig. 2 entsprechenden Stromkreis zugeordnet werden kann. In dem Stromkreis ist ein erster und ein zweiter Inverter Gl und G2 vier CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor = komplementäre Metalloxidhalbleiter) vom Typ FET (Field Effect Transistor = Feldtransistor) Ql bis Q4 zugeordnet und in Kaskadenform miteinander verbunden.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 9 -

130066/0828

Die elektrostatische Kapazität Cl des eine Kapazität aufweisenden Sensors Cs ist in Serienschaltung zwischen der Ausgangsklemme des zweiten Inverters G2 und der Eingangsklemme des ersten Inverters Gl angeordnet, und ein Dauerstromkreis CC ist über die Eingangs- und die Ausgangsklemme des ersten Inverters Gl angeschlossen. Bei dem auf diese Weise aufgebauten Stromkreis arbeiten die kaskadierten beiden Inverter Gl und G2 als ein Verstärkerelement in der Weise, daß der Ausgangsstrom des zweiten Inverters G2 durch die elektrostatische Kapazität Cl positiv zu der Eingangsklemme des ersten Inverters Gl zurückgeführt wird und der Ausgangsstrom des ersten Inverters Gl negativ durch den Dauerstromkreis CC zur Eingangsklemme des ersten Inverters Gl zurückgeführt wird.

Nach grundsätzlich dem gleichen Prinzip der Anordnung gemäß Fig. 3 arbeiten auch die anderen erfindungsgemäßen Anordnungen, beispielsweise die gemäß Fig. 4. Diese Anordnung ist so ausgelegt, daß ein nichtumpolender Verstärker Gl vorgesehen ist, in dem ein Operationsverstärker oder Schmidtrigger zur Rückführung des Ausgangsstromes des Verstärkers Gl durch eine elektrostatische Kapazität zur Eingangsklemme verwendet wird und ein Inverter G2 in umgekehrter und paralleler Relation zum Verstärker Gl

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 10 -

130068/0828

vorgesehen und mit dem Dauerstromkreis CC zwischen der Eingangsklemme des Verstärkers Gl und der Ausgangsklemme des Inverters G2 eingeschaltet ist.

Ein Beispiel für ein Stromkreisdiagramm für den DauerStromkreis CC ist in Fig. 5 dargestellt, wobei zwei FET Q5 und Q6 in Serienschaltung miteinander verbunden sind, um einen dualen gerichteten Dauerstromkreis zu bilden, wobei die Gatter Gl und G2 direkt gekoppelt sind und mit einer negativen Rückkoppelungsspannung gespeist werden, die über den jeweiligen Widerstand Rl bzw. R2 aufgebaut wird, die zwischen den Gattern Gl und G2 und den Klemmen Sl bzw. S2 der FET eingeschaltet sind. Dieser Dauerstromkreis CC kann auch dadurch gebildet werden, daß jeder FET umgekehrt der Anordnung gemäß Fig. 5 zugeordnet wird, bei der die Gatter als Ein- und Ausgang des Dauerstromkreises dienen, während die Drainanschlüsse gemäß Fig. 21 miteinander verbunden sind. Die Stromkreise gemäß Fig. 3,^ können auch in anderer als der dargestellten Weise ausgeführt werden, entweder durch die Verwendung zweier Einrichtungsdirektdauerstromkreise, die entgegengesetzt parallel angeordnet sind, wie es in Fig. 6,7 dargestellt ist, oder durch die Verwendung eines Einrichtungsdirektstromkreises und einer Diode (Fig.8).

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 11 -

130068/0828

Zum besseren Verständnis des Dauerstromkreises werden nachfolgend die wesentlichen Grundzüge beschrieben, nach denen der Stromkreis arbeitet. Dabei wird auf mögliche Ausgestaltungen und Abwandlungen hingewiesen. Unter Bezugnahme auf Fig. 5 und unter der Voraussetzung, daß dem Drainanschluß D2 ein höheres Potential zugeführt wird als dem Drainanschluß Dl, ist der durch die FET Q5 und Q6 gelangende Strom durch die gestrichelte Linie L gekennzeichnet, die durch den Drainanschluß D2, die Klemme S2, den Widerstand R2, das Gatter Gl und den Drainanschluß Dl verläuft. In diesem Fall wirkt der FET Q5 als eine nach vorn gespannte Diode, während der FET Q6 als Dauerstromvorrichtung wirkt, die den Strom mittels einer negativen Rückkoppelung über den Widerstand R2 steuert, um ihn auf einen Wert der Pinch-off-Spannung des FET Q6 geteilt durch den Widerstand des Widerstandes R2 einzustellen. Ist die Polarität des Zuführungspotentials verändert, so wird die Arbeitsweise des Stromkreises umgepolt, und der dabei sich ergebende Stromverlauf ist durch die gestrichtelte Linie R in Fig. 5 dargestellt. Auf diese Weise ist ein Dauerstromkreis mit zwei Stromrichtungen gegeben.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 12 -

130068/0828

Dem Dauerstromkreis mit zwei Stromrichtungen ist die Erzeugung eines Spitzenladestromes im Zeitpunkt der Änderung der Stromrichtung eigentümlich. Das liegt daran, daß der Spaltladebereich oder die Kapazität sich plötzlich ändert, wenn sich die Vorspannung von der einen zur anderen Richtung ändert und einen Ausgleich für die Spaltladung erfordert. Im Hinblick auf dieses Phänomen und wenn es zur Verhinderung eines solchen Spifczenladestromes in einem Maße notwendig ist, daß die Verstellvorrichtung gemäß der Erfindung im Fall der Verwendung eines solchen Dauerstromkreises.ohne wesentliche Meßfehler zufriedenstellend arbeitet, wird ein Beispiel einer Stromkreisanordnung vorgeschlagen. Gemäß Fig. 5A ist der Stromkreis zur Verringerung des Wertes des Spitzenladestromes so ausgestaltet, daß Dioden D5 und D6 parallel zu dem jeweiligen FET Q5 bzw. Qö verbunden sind. Hierdurch wird bei einer Vorwärtsvorspannung zwischen dem Gatter und dem Drainanschluß von einem der FET mittels der Dioden mit der geringeren Spaltladekapazität und daher der Dioden mit einer niedrigen Sperrspannung als die FET der Hauptteil des Stromes, der andernfalls durch den FET fließt, vorbeigeführt und es werden dabei die Meßfehler deutlich verringert.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 13 -

130066/0828

Es ist dabei zu bemerken, daß im Fall eines dualen Richtgleichstromkreises in der erfindungsgemäßen Anwendung die begrenzten Stromwerte in beiden Richtungen voneinander verschieden sein können, wie nachfolgend erläutert wird.

Die erste Ausführungsform gemäß Fig. 3 arbeitet mit einer Oszillationsfrequenz, die der elektrostatischen Kapazität Cl eines Sensors mit einer Kapazität entspricht. Sie liefert einen Ausgangsstrom, dessen Spitzenwert im allgemeinen etwa eine Klemmenspannung E erreicht, wenn CMOS-Inverter angewendet werden. Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird nachfolgend die Arbeitsweise der ersten Ausführungsform beschrieben.

Die Wellenformen an den Punkten A, B und C von Fig. 3 sind in Fig. 9 dargestellt. Wenn der Ausgangsstrom A des zweiten Inverters G 2 auf den Wert H (hoher Wert) mit einem Spannungsniveau +E geändert worden ist, so wird der Serienstromkreis aus der elektrostatischen Kapazität Cl und der verteilten Kapazität Cs2 sofort in der Zeit der ansteigenden Wellenform geladen, sodaß die Spannung über die verteilte Kapazität Cs2 sofort auf einen bestimmten Wert ansteigt, wie es mit

H 80 P 100
30. Juni I98I

130066/0828

der Wellenform B in Fig. <* gezeigt ist. In diesem Fall kann infolge der geringen Ausgangsimpedanz des zweiten Inverters >12 die verteilte Impedanz GsI vernachlässigt werden.

Während für den Ausgangsstrom des zweiten Inverters G2 die Bedingung "H" (hoher Wert) vorliegt, kehrt der Ausgangsstrom C des ersten Inverters Gl zum Wert L (niedriger Wert) zurück und der Dauerstromkreis CC ist zwischen Eingang und Aasgang des ersten Inverters Gl eingeschaltet, sodaß die der verteilten Kapazität Cs2 zugeführte elektrische Energie während des Ladevorganges durch den Dauerstromkreis CC und die Ausgangsimpedanz des ersten Inverters Gl im Wechsel sofort entladen wird.

Der Ausgangsstrom B fällt linear ab, weil der Entladestrom durch den Dauerstromkreis CC unter einen bestimmten Wert begrenzt wird. Der Ausgangsstrom fällt ab, bis er einen Schwellwert VTH erreicht hat, in dem der Ausgangsstrom des ersten Inverters Gl eine andere Dauerbedingung von L nach H einnimmt. Auf diese Weise verändert sich der Ausgangsstrom A des zweiten Inverters G2 zu L, sodaß der Ausgangsstrom B auf einen bestimmten Wert verringert wird

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 15 -

130066/0828

und zwar infolge einer plötzlichen Entladung der verteilten Kapazität Cs2 durch die Kapazität Cl. Danach wird die verteilte Kapazität Cs2 durch einen Dauerstrom erneut geladen, der durch den Dauerstromkreis CC infolge der Anwesenheit des Ausgangsstromes C fließt, d.h. in diesem Fall das Niveau H. Hierdurch steigt der Ausgangsstrom B linear an. Der Ausgangsstrom B steigt an, bis er den vorgenannten Schwellwert VTH erreicht, wo der Ausgangsstrom C des ersten Inverters Gl sich zu L wandelt und demzufolge der Ausgangsstrom A des zweiten Inverters G2 sich zu H wandelt. Der Ausgangsstrom des zweiten Inverters G2 lädt den Serienkreis aus der elektrostatischen Kapazität Cl und der verteilten Kapazität Cs2 in ähnlicher itfeise wie oben beschrieben und Lade- und Entladevorgang werden aufeinanderfolgend wiederholt.

Der Spannung swing el über der verteilten Kapazität Cs2 während des Ladevorganges ist durch den Spitzenwert E des zweiten Inverters G2 geteilt durch das Impedanzverhältnis der elektrostatischen Kapazität Cl zu der verteilten Kapazität Cs2 bestimmt, wobei der Schwellwert VTPI als Spannungsreferenz genommen wird. Demzufolge läßt sich der Spannungsswing el durch folgende Gleichung darstellen.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 16 -

130.066/0828

^ei = 1 . __E

^Cl ^{+ C}s2

Die Zeit ti, die benötigt wird, damit der Spannungsswing el den Schwellwert VTH erreicht, wird aus folgender Gleichung bestimmt

i * ti = e_± (C₁ + C_s2) (2)

worin i einen durch den DauerStromkreis CC begrenzten konstanten Wert darstellt. Aus den beiden obigen Gleichungen (1) und (2) wird der Wert ti nach folgender Gleichung mit den Werten Cl, E und i erhalten:

_ti _ _c ^E (3)

ti _ C₁

Nach einer entsprechenden Anzahl von sich wiederholenden Lade- und Entladevorgängen der verteilten Kapazität Cs2 wird ein dem Schwellwertniveau VTH entsprechendes Referenzpotential bestimmt, das als Zentrum zwischen Lade- und Entladeoperation dient. Als Folge hiervon ist der Spannungsswing el bei der Ladeoperation dem Spannungsswing e2 in der Entladeoperation gleich. Dies führt dazu, daß die Ladezeit t2 mit der Zeit ti

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 17 -

130068/0828

übereinstimmt, weil die Ladeoperation zum Speichern des Spannungsswing e2 auf dem Schwellwertniveau VTH von einem in dem DauerStromkreis fließenden Dauerstrom i bewirkt wird. Dies wird dargestellt durch die Beziehung

ti = t2 (4)

Damit läßt sich die Oszillationsfrequenz f wie folgt darstellen

_f _ (5)

ti + t2 2 . Cl . E

Unter Verwendung einer Konstanten K, die sich bestimmt durch einen Strom i und eine Klemmenspannung E läßt sich die oben unter (5) dargestellte Beziehung vereinfacht wie folgt darstellen

Cl

Aus der Beziehung (6) läßt sich erkennen, daß die Oszillationsfrequenz der elektrostatischen Kapazität Cl entspricht und der ungünstige Effekt der ver-teilten Kapazitäten völlig eliminiert ist. Ist eine verteilte Kapazität Cs3 parallel zur elektrostatischen

H 80 P 100

30. Juni 198I - 18 -

130066/0828

Kapazität Cl angeordnet, so kann darüberhinaus der Einfluß der Kapazität Cs3 ausgeschaltet werden, indem eine Kompensationskapazität Cep mit der gleichen Kapazität wie die Kapazität Cs3 hinzugefügt wird und parallel zum Dauerstromkreis CC geschaltet wird. Die Wirkung tritt dabei deshalb ein, weil die Aufladung der verteilten Kapazität Cs3 durch die Ladung der Kapazität Ccp kompensiert wird.

Fig. 10 zeigt Wellenformen, die den Wellenformen der Fig. 9 entsprechen, wobei einer der Dauerstromkreise mit einer Diode gemäß Fig. 8 gebildet wird. Infolge des Vorhandenseins der Diode ändern sich die Ausgangsströme A und C, um sowohl ausgeprägte negative als auch positive Pulswerte zu ergeben.

2. Zweite Ausführungsform.

Bei einer zweiten Ausführungsform ist ein anderer kapazitiver Sensor angewendet (Fig. 11). Dieser Sensor hat zwei bewegliche Elektrodenplatten SPl und SP2 und eine bewegliche Elektrodenplatte MP

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 19 -

130068/0828

zwischen den beiden beweglichen Elektrodenplatten SPl und SP2, um eine erste Kapazität Cl und eine zweite Kapazität C2 zu bilden. Diese Kapazitäten Cl und C2 ändern sich entsprechend der mechanischen Verstellung der beweglichen Elektrodenplatte MP zwischen den beiden Platten SPl und SP2, die entsprechend der zu messenden Veränderung einer physikalischen Größe verstellt wird.

In Fig. 12 ist ein elektrischer Kreis mit einem Sensor gemäß Fig. 11 dargestellt, wobei unterstellt ist, daß die verteilten Kapazitäten CSGl und CSG2 über den stationären Elektrodenplatten SPl und SP2 erscheinen, das Gehäuse des Sensors dem elektrischen Kreis zwischen den Klemmen A und B zugeordnet ist, die verteilte Kapazität CSGO über der beweglichen Elektrodenplatte MP erscheint, das Gehäuse zwischen der Klemme C und Erde angeordnet ist und die verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 zwischen den Klemmen A-C und B-C hinzugefügt sind bei jeweils paralleler Anordnung einer der Kapazitäten Cl und C2.

In Fig. 13 ist im Querschnitt ein Beispiel eines Sensors von der Art einer Differentialkapazität

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 20 -

130068/0828

- ao -

dargestellt, wobei die stationären Elektrodenplatten SPl und SP2 sowie die flexible, bewegliche Elektrodenplatte MP in einem Gehäuse P angeordnet sind. Die stationären Elektrodenplatten SpI und Sp2 sind an Bleidrähten L gehalten, während die bewegliche Elektrodenplatte MP an ihrer Basis an einer isolierenden Dichtung, beispielsweise Glas, befestigt ist. Wird der Spitze der beweglichen Elektrodenplatte MP eine mechanische Verstellkraft P zugeführt, so verändern sich die erste und zweite elektrostatische Kapazität Cl und C2 des Sensors im Verhältnis zu der mechanischen Verstellung. In einem bestimmten Maße wird elektrostatische Dauerkapazität zwischen dem Endabsehnitt Lt des Bleidrahtes L und dem Basisteil der beweglichen Elektrodenplatte MP erzeugt, die durch die verteilten Kapazitäten CSP 1 und CSP2 in Fig. 12 dargestellt werden, verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 können durch die Bildung einer Abschirmung S zwischen dem Endabsehnitt Lt des Bleidrahtes L und dem Basisteil der beweglichen Elektrodenplatte MP gemäß Fig. 14 ausgeschaltet werden.

In Fig. 15 ist ein Stromkreisdiagramm dargestellt, wie es für die zweite Ausführungsform der Erfindung

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 21 -

130066/0828

- al -

gilt. Der Stromkreis ist dazu bestimmt, einen Sensor mit einer Diffrentialkapazität und einem Kreis gemäß Fig. 12 zugeordnet zu werden. Die Anschlußklemmen A₅B und C in Fig. 15 sind in der gleichen Weise verschaltet, wie die Klemmen A,B und C des Sensors gemäß Fig. oder Fig. 14.

A) Nachfolgend wird nun zunächst die Arbeitsweise des Stromkreises gemäß der Erfindung beschrieben, wenn die verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 außer Betracht bleiben.

In dem Stromkreis sind erste und zweite Gatter G2A und G2B vorgesehen, deren umgepolten Ausgangsströme der ersten und zweiten Kapazität Cl und C2 über die Klemmen A und C zugeführt werden. Liefert eines der Gatter, beispielsweise das Gatter G2A, einen Ausgangsstrom mit der Spannung +E, so wird ein Stromkreis aus der ersten elektrostatischen Kapazität Cl und der verteilten Kapazität CSGO in Serienschaltung im Zeitpunkt des ansteigenden Bereiches des Ausgangsstromes H sofort geladen. Hierdurch steigt die Spannung an der Klemme C, die die Verbindung zwischen der ersten und der zweiten elektrostatischen Kapazität Cl und C2 darstellt, ebenfalls sofort auf einen bestimmten Wert an, wie es im Teil (B) der Fig. 9 dargestellt ist.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 22 -

130086/0828

Der entsprechende Stromkreis des umseitig beschriebenen Ladevorganges ist in Fig. 16 dargestellt. Die Ausgangsimpedanz des ersten Gatters G2A ist so gering, daß die zerstreute Kapazität GSGl außer Betracht bleiben kann. Außerdem kann die verteilte Kapazität GSGO als zur zweiten elektrostatischen Kapazität C2 parallel liegend angesehen werden. Deshalb kann die maximale Spannung an der Klemme C durch ein Impedanzverhältnis der ersten Kapazität Cl zu der parallelen Kapazität der verteilten Kapazität und die zweite Kapazität C2 bestimmt werden.

Solange der Ausgangsstrom des ersten Gatters G2A den Wert "H" behält, behält der Ausgangsstrom (C) eines Inverters Gl den Wert "L", und der Dauerstromkreis CC ist zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Inverters Gl eingeschaltet, sodaß die der verteilten Kapazität CSGO und der zweiten elektrostatischen Kapazität C2 während des Ladevorganges zugeführte elektrische Energie sofort im Wechsel durch den Dauerstromkreis CC und die Ausgangsimpedanz des Inverters Gl entladen wird. Der Ausgangsstrom (B) fällt linear ab, weil der Entladestrom durch den Dauerstromkreis CC auf einen bestimmten Wert begrenzt wird. Der entsprechende Stromkreis während der Dauer der Entladung

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 23 -

130066/0828

ist in Fig. 17 dargestellt, woraus der Stromfluß des Entladestromes aus der Kapazität Cl und der Kapazität CSGO in den Dauerstromkreis CC erkennbar ist; die Kapazität Cl bleibt während dieser Entladeperiode dem Ausgang (A) von (H) zugeordnet.

Der Ausgangsstrom (B) fällt ab, bis er den Schwellwert VTH erreicht, bei dem der Ausgangsstrom (C) des Inverters Gl sich vom stabilen Wert L zum anderen stabilen Wert "H" verändert. Danach verändert sich der Ausgangsstrom (A) des ersten Gatters GLA zu "L", sodaß der Ausgangsstrom (B) auf einen bestimmten Wert verringert wird und zwar infolge einer sofortigen Entladung der verteilten Kapazität CSGO und der zweiten elektrostatischen Kapazität C2 durch die erste elektrostatische Kapazität. Danach werden die verteilte Kapazität CSGO und die zweite elektrostatische Kapazität C2 erneut geladen und zwar durch einen Dauerstrom, der durch den Dauerstromkreis CC fließt, der mit der Spannung "H" des Ausgangsstromes (C) belegt ist, wobei der Ausgangsstrom (B) zum linearen Ansteigen veranlaßt wird. Der Ausgangsstrom (B) steigt an, bis er den Schwellwert VTH erreicht, wo

H 80 P 100
30. Juni 198I

130066/0828

- 2*1 -

sich der Ausgangsstrom (C) des Inverters Gl zu "L" wandelt und sich deshalb der Ausgangsstrom (A) des ersten Gatters G2A zu "H" wandelt. Demzufolge wiederholt sich der Ladevorgang durch das erste Gatter G2A wie oben beschrieben aufeinanderfolgend in entsprechender Weise wie in Fig. 3 dargestellt.

Gemäß Fig. 15 ist ein Zähler CT vorgesehen, der die Impulse des Ausgangsstromes (C) des Inverters Gl zählt. Zählt der Zähler CT eine vorbestimmte Impulszahl, so liefert der Zählerausgang η an der Stelle des vorhergehenden "H" den Wert ¹¹L", bis er erneut die gleiche Pulszahl gezählt hat. Der "L" Ausgang wird dem zweiten Gatter G2B durch den Inverter G3 zugeführt, sodaß das zweite Gatter G2B auf "an" und das erste Gatter G2A auf "aus" gestellt wird. Daraufhin beginnt die Lade- und Entladeoperation über die Anschlüsse B und C und wird solange aufeinanderfolgend wiederholt, bis sich der Zählerausgang η zu "H" verändert.

Der "H"-Ausgang veranlaßt den Beginn des Lade- und Entladevorganges über die Anschlüsse A und C, weil dabei das erste Gatter G2A zu "an" und das zweite

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 25 -

130066/0828

Gatter G2B zu "aus" verstellt worden ist. So wird der Lade- und Entladevorgang in einem vorbestimmten Zeitintervall zwischen dem Weg über die Klemmen A + C und über die Klemmen B-C geschaltet und zwar als Antwort auf die "ein"-Bedingung des ersten und zweiten Gatters G2A und G2B.

Es ist verständlich, daß erstes und zweites Gatter G2A und G2B als ein Schaltmittel wirken, das selektiv den Ausgangsstrom eines VerStärkungsmittels durch Rückkoppelungsmittel entweder zur ersten oder zweiten elektrostatischen Kapazität ohne Phasenänderung des Ausganges führt. Entsprechend kann ein alternativer Stromkreis durch Verwendung eines nicht umkehrenden Verstärkers zur Unterstützung des Verstärkers Gl und Verwendung eines vereinfachten Schaltkreises als das erste und zweite Gatter zur Bildung des Schaltmittels vorgesehen werden. Diese Ausführungsform ist in Fig. 18 dargestellt, wobei der Schaltkreis durch das Symbol SVi dargestellt ist und durch den Ausgang des Zählers CT gesteuert wird.

H 80 P 100

30. Juni 1.9^f^l - 26 -

130066/0828

ι η η η

Nachfolgend erfolgt eine kurze Analyse des Stromkreises, der derart aufgebaut ist. Mit dem Schwellwert VTH als Referenzspannung ist der Spannungsverlauf El über die verteilte Kapazität CSGO in der nachfolgenden Gleichung dargestellt, wobei Ct die Summe der verteilten Kapazität CSGO und der zweiten elektrostatischen Kapazität C2 ist.

Cl

^{E1 =} Cl + Ct ^XE

Die Zeit die benötigt wird, damit der Spannungsverlauf El den Schwellwert VTIi erreicht, ist in der nachfolgenden Gleichung dargestellt, wobei der in Fig. dargestellte Stromkreis vorausgesetzt ist und i für den Dauerstrom gilt, der vom Dauerstromkreis CC zugeführt wird.

i χ ti = El (Cl + Ct) ..(12)

Die Zeit ti ergibt sich aus den Gleichungen (11) und (12) wie folgt

ti = Cl χ _±

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 27 -

130066/0828

3 ζϊ::

Nach einer entsprechenden Anzahl der Wiederholungen von Laden und Entladen der verteilten Kapazität CSGO ergibt sich ein dem Schwellwert VTH entsprechendes Referenzpotential, dessen Potentialhöhe als Ausgarigswert für den Lade- und den Entladevorgang dient.

Als Ergebnis hiervon gleicht der Spannungsverlauf El beim Ladevorgang dem Spannungsverlauf E2 beim Entladevorgang. Unter ier Voraussetzung, daß der Ladevorgang gegen den Spannungsverlauf E2 erfolgt und mittels eines durch den Dauerstromkreis CC fliessenden Dauerstromes i bewirkt wird, ist die hierzu benötigte Zeit t2 der Zeit ti gleich und es gilt für diesen Fall folgende Beziehung

ti = t2 (14)

Diese Gleichungen gelten auch für den Fall, daß Lade- und Entladevorgang über die Klemmen B und C erfolgen. Erste und zweite elektrostatische Kapazität Cl und C2 sind bei den Lösungen gemäß Fig. und 17 miteinander verbunden und die Gleichung (13) hat folgende Form

(15)

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 28 -

130066/0828

Demzufolge entsprechen die Perioden, in denen der Zählerausgang η des Zählers CT den Wert "H" bzw. "L" hat den ersten und zweiten elektrostatischen Kapazitäten Cl und C2. Der an einem Integralkreis aus einem Widerstand R3 und einem Kondensator C3 sich ergebende Ausgangsstrom ist deshalb näherungsweise repräsentativ für das notwendige Verhältnis der vom Zähler CT ausgegebenen Stromstöße. Dieses Pflichtverhältnis repräsentiert mit anderen Worten einen Arbeitsergebniswert Cl/(cl + Cs)₃ der als ein elektrischer Umkehrausgangsstrom EO verwendet wird, der seinerseits der physikalischen Verstellkraft entspricht, die der beweglichen Elektrodenplatte übermittelt wird.

B) Als nächstes wird die Arbeitsweise des Stromkreises unter der Bedingung beschrieben, daß der Einfluß der verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 berücksichtigt wird,

In Fig. 19 und 20 sind den Stromkreisen der Fig. 16 und 17 entsprechende Stromkreise gezeigt, wobei jedoch die verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 eingefügt sind. Für diese entsprechenden Stromkreise gelten den Gleichungen (11) + (12) entsprechend die folgenden Gleichungen

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 29 -

130066/0828

el - η

(Cl + CSPl) E

Cl + CSPl + CSGO + C2 + CCP

^CCF · ("Ε) (16)

Cl + CSPl + CSGO + C2 + CCP

iK.tl = el (CCP + CSPl + Cl + C2 + CSGO) ...(17)

Darin stellt CCP eine Kompensationskapazität dar, die
dem DauerStromkreis CC der Fig. 3 in Parallelschaltung zugeordnet ist. Unter der Voraussetzung, daß die Kapazität der Kompensationskapazität CCP der Kapazität der verteilten Kapazität CSPl gleicht, kann auf die Einwirkung dieser Kapazität CSPl auf den Ausgang (C) verzichtet werden, weil die Ladung der Kapazität CSPl
durch die Kompensationskapazitat CCP kompensiert wird, was in Fig. 19 schematisch dargestellt ist.

Durch die Kombination der Gleichungen (16) und (17)
miteinander, kann die Zeit ti durch folgende vereinfachte Gleichung dargestellt werden

ti = (Cl + CSPl -CCP)

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 30 -

130086/0828

Wird in diese Beziehung (18) die Bedingung CSPl = CCP eingefügt, so ergibt sich eine den Gleichungen (13) und (15) ähnliche Beziehung

ti = Ci . -j— ⁽¹⁹⁾

In der Praxis haben die verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 im wesentlichen die gleichen Werte, weil die Sensoren einander entsprechend aufgebaut sind. Hierdurch können bei der Herstellung der elektrischen Kreise Kompensationskapazitäten CCP des gleichen Wertes verwendet werden, ohne daß störende Einflüsse auf die Arbeitsweise des elektrischen Kreises befürchtet werden müssen.

Fehlzählungen können manchmal vorkommen, wenn im Ausgang des Inverters Gl in Fig. 15 oder 18 an den ansteigenden und abfallenden Teilen der Wellenform Unstetigkeiten auftreten (Fig. 20A). Die Unstetigkeit in der Ausgangswellenform ergibt sich aus der Tatsache, daß dem Eingang des Inverters Gl zwei Eingangssignale zugeführt werden, von denen das eine Eingangssignal der invertierte Ausgang des Dauerstromkreises und das andere der nichtinvertierte

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 31 -

130066/0828

Ausgang durch die Gatter G2A oder G2B und die Kapazität des Sensors ist, sodaß sich die beiden Signale in der Nähe des Schwellwertes kreuzen, weil die beiden Signale etwas phasenverschoben sind. Die Wellenformunstet igkeit nahe dem Schwellwert im Eingang des Inverters Gl ist in Pig. 2OB dargestellt, wobei zur besseren Verdeutlichung der Maßstab auf der Abszisse etwas gedehnt ist. Erfolgt die Unstetigkeit abseits vom Schwellwert gemäß Pig. 2OC, so ist kein Einfluß auf die Ausgangswellenform zu erwarten. Es wird deswegen vorgeschlagen, eines der beiden Signale zu unterdrücken, beispielsweise ein Signal durch den DauerStromkreis CC einer leichten Phasenverzögerung

zu unterwerfen. Dies kann beispielsweise durch die Hinzufügung eines Inverters zu dem Kreis erfolgen. Ein Beispiel für eine solche Stromkreisauslegung ist im Einzelnen in Fig. 2OD dargestellt, wobei im wesentlichen die Bezugszeigen der Fig. 15 verwendet werden. Die Unterschiede zwischen den beiden Stromkreisen bestehen im wesentlichen darin, daß die Ausgangsströme des ersten und zweiten Gatters G2A und G2B den Eingängen des neu eingefügten "NAND"- (nicht-und) Gatters G4 zugeführt werden, dessen Ausgangsstrom dem Eingang

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 32 -

130066/0828

des Inverters Gl durch den Dauerstromkreis CC zugeführt wird. Auf diese Weise ist das vom Dauerstromkreis zugeführte Eingangssignal ausreichend verzögert, um sicherzustellen, daß die Wellenformunstetigkeit im Eingang des Inverters Gl bei einem vom Schwellwert verschiedenen Wert liegt (Pig. 20C). Demzufolge ist die Ausgangswellenform nicht gestört und es ist ein korrektes Zählen durch den Zähler CT gewährleistet. In Pig. 2OE stellt die Wellenform (1) einen Eingang des Inverters Gl, (2) einen Ausgang des Inverters Gl, (3) einen Ausgang des ersten Gatters G2A oder des zweiten Gatters G2B und (4) einen Ausgang des "NAND"-(nein-und) Gatters GM dar. Die Gatter in Pig. 2OD können durch "NOR"- (nein-oder) Gatter ersetzt werden, wie es in Fig. 2OF dargestellt ist.

Aus den vorstehenden Erläuterungen ergibt sich, daß die Umwandlungsvorrichtung, die gemäß der Erfindung mit Kapazitäten bzw. Kondensatoren arbeitet, mit einer relativ einfachen Auslegung des Stromkreises eine lineare Umwandlungscharakteristik haben kann. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß erstens ein Dauerstromkreis verwendet wird und zweitens die verteilten Kapazitäten CSGl, CSG2 und CSGO völlig vernachlässigt werden können und daß auch die verteilten Kapazitäten

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 33 -

130066/0828

CSPl und CSP2 vernachlässigt werden können im Hinblick auf die Hinzufügung der Eompensationskapazität CCP.

Eine Abwandlung der oben beschriebenen Lösungen besteht in der Verwendung einer der ersten oder der zweiten elektrostatischen Kapazitäten Cl₃ C2 für einen einfachen Sensor mit einer Kapazität gemäß Fig. und die Verwendung der anderen Kapazität für eine feste elektrostatische Standardkapazität.

Zusätzlich zu der oben beschriebenen Lösung mit der hinzugefügten Kompensationskapazität CCP zum Beseitigen der Einflüsse der verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 wird eine weitere abgewandelte Ausführungsform gemäß Pig. 2OG vorgeschlagen. Diese Lösung macht die Kompensationskapazität CCP entbehrtlich, was zu der Notwendigkeit einer ziemlich schwerfälligen Einstellung des Kapazitätswertes führt. Die Darstellung in Fig. 2OG entspricht der Darstellung in Fig. 15 und es finden entsprechende Bezugszeichen Anwendung. Der Unterschied beider Stromkreise besteht in der Anwendung eines Differentialverstärkers 10 und eines Inverters 12, um den nichtinvertierten Eingangsstrom

H 80 P 100
30. Juni 1981

130066/0828

einer Spannung e und ebenso den invertierten Eingangsstrom einer Spannung e zuführen zu können. Die Spannung e gelangt zu der Gleitzunge eines Widerstandes 14 und wird im Verhältnis zu der Höhe der verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 gesteuert, während die Spannung e von der Sensorklemme C gedeckt wird. Die Spannung e wird von der unter (11) bereits angegebenen Gleichung abgeleitet:

Cl
^ex = Cl + -Ct - ^E ⁽²⁰⁾

Wenn ähnliche Verhältnisse vorliegen, wie sie der Gleichung (12) zugrundegelegt sind, gilt folgende Gleichung

i . t = (e + e ) * (Cl + Ct) (21)

χ - y

Welches der Vorzeichen + gilt, ist davon abhängig, ob die Gleitzunge des Widerstandes 14 von ihrer Mittelstellung aus nach rechts oder nach links verstellt worden ist.

Aus den beiden Gleichungen (20) und (21) ergibt sich die Zeit t wie folgt

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 35 -

V3 0066/0828

₊ e . Cl ₊ Ct

- y 7——

Sind der Strom i und die Kapazitäten Cl und Ct als konstant zu unterstellen, so ist die Resultante t, wie sie durch Zuführung der Spannung e zu dem nichtinvertierten Eingang erzeugt wird, als exakt proportional der Spannung e zu unterstellen. Als ein Ergebnis hiervon kann die Wirkung der verteilten Kapazitäten CSPl und CSP2 durch entsprechende Einstellung der Spannung e ohne parallele Hinzufügung der Kompensationskapazität CCP zu dem Dauerstromkreis vernachlässigt werden.

3. Dritte Ausfuhrungsform.

Ein Stromkreisdiagramm, das eine dritte Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt, ist in Fig. 21 und dargestellt. Dabei wird ein Ausgangsstrom des Zählers integriert und dann einem Ausgangskreis zugeführt, der ein Sxgnalübertragungsmittel aufweist, dessen Art als Zweidrahttyp ("two wire type") bezeichnet wird.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 36 -

130066/0828

Gemäß Pig. 21 weist diese Ausführungsform ähnliche Stromkreiselemente auf, wie sie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 15 Verwendung finden, wie einen Sensor DS von der Art eines Differentialkapazitätssensors und einen integrierten Kreis aus Widerständen R3A und R3B und Kapazitäten C3A und C3B. Die Unterschiede zwischen den beiden Ausführungsformen bestehen darin, daß ein DauerStromkreis mit Drainanschlüssen und Anschlußklemmen vorgesehen sind, die umgekehrt wie in Pig. 5 angeschlossen sind. Außerdem wird der Ausgangsstrom des integrierten Kreises einem Ausgangskreis OT mit Übertragungsmitteln vom Zweidrahttyp zugeführt.

Der Ausgangskreis ist im wesentlichen aufgebaut aus einem Integralverstärker A, dessen invertierender Eingang mit dem Ausgang des integrierten Kreises gespeist wird.

Außerdem wird der nichtinvertierende Ausgang mit einer Standardspannung gespeist, wie sie sich aus einem Widerstandsnetz aus Widerständen R4 und R5 und einem Potentiometer RVl mit einem Widerstand R6

H 80 P 100

30. Juni 1981 · - 37 -

130066/0828

3Ί25664

ergibt, wobei das Potentiometer mit der Gleitzunge des Widerstandes R6 verbunden ist. Auf diese Weise ist das Differentialpotential zwischen den beiden Eingängen verstärkt, um ein PET Q7 als Antwort auf den Ausgang des Differenzialverstärker A zu steuern, wobei Steuerströme zwischen zwei Leiteranschlüssen LTl und LT2 fließen, an die zwei Drähte zur übertragung des konvertierten Verstellsignales angeschlossen sind.

Im Ausgangskreis OT ist ein Rückkoppelungspotentiometer RV2 vorgesehen, das den durch das FET Q7 fliessenden Strom anzeigt, sowie eine Zenerdiode 2D und der einen Teil des Potentialabfalles über das Potentiometer RV2 zu dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers A durch einen Widerstand R5 zurückführt. Hierdurch wird der zwischen den beiden Klemmen LTl und Lt2 fließende Strom ausgeglichen und auf einem Punkt stabilisiert, daß die beiden Eingangsspannungen des Verstärkers A einander gleich sind. Die Klemmenspannung für den Verstärker wird von einer nicht dargestellten Aufnahmestation über die beiden Drähte für die Signalübertragung an die Klemmen LTl und LT2 zugeführt, weshalb nach der Stabilisierung der Klemmen- bzw. Eatteriespannung mit der Zenerdiode 2D eine Klemmen- bzxtf. Batteriespannung VDD den zugeordneten Stromkreiselementen zugeführt wird.

H 80 P 100

30. Juni 19^30 0 66/082 8 -38 -

Darüberhinaus ist, wie es in der industriellen Meßtechnik üblich ist, der zwischen den Klemmen LTl und LT2 fließende Strom auf einem Standardwert festgelegt, der zwischen 4 und 20 mA liegt. Ein Blindstrom durch die Übertragungsleitungen während des Ausgleichens des Sensors Df· vom Differentialkapazitätstyp wird auf 4 mA festgelegt, wozu das Potentiometer RV 1 entsprechend eingeregelt wird, während der Bereich der Ströme durch Einstellung des Potentiometers RV2 geregelt wird. Da die Spannungen von jedem Potentiometer RVl und RV2 dem Verstärker A unabhängig voneinander zugeführt werden, kann die Einstellung des Blindstromes und des Bereiches der Arbeitsströme ohne gegenseitige Störung erfolgen.

Eine Abwandlung der dritten Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 22 dargestellt. Dabei werden die am Zählerausgang η des Zählers CT erscheinenden Pulssignale in Signale umgewandelt, die infolge der Batteriespannungen +E und -E gegenüber dem Zähler CT beide Polaritäten haben. Der Ausgangsstromkreis CT in Fig. ist in seinem Aufbau etwas verschieden vom Ausgangsstromkreis CT in Fig. 21. Der Ausgangsstromkreis OT bei dieser Lösung ist so aufgebaut, daß sowohl die

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 39 -

130066/0828

positive als auch die negative Batteriespannung +E und -E für die Verwendung in den zugehörigen Stromkreisen durch Stabilisieren einer anderen Batteriespannung der Aufnahmestation mittels einer Dauerspannungsdiode ZD und eines Dauerstromkreises eines FET (Feldeffekttransistor) Q8 erzeugt wird. Die Spannung des invertierenden Einganges des Verstärkers A wird durch Widerstände R7 und R8 und ein Potentiometer RVl bestimmt, während die Spannung des nichtinvertierenden Einganges vom Ausgang des Integralkreises aus Widerständen R3A und R3B und Kondensatoren C3A und C3B zugeführt wird. Dieser Ausgangsstrom des integralen Kreises entspricht dem Arbeitsergebniswert von (Cl - C2)/ (Cl + C2)j was im wesentlichen den Wegfall der Änderungen in den Kapazitäten Cl und C2 in gleichem Maße bedeutet. Das Arbeitsergebnis von (Cl - C2)/ (Cl + C2) kann aus folgender Analyse hergeleitet werden: Der Zählerausgang η des Zählers CT hat einen Spitzenwert +E₃ wenn er sich im "H"-Zustand befindet und einen Spitzenwert -E in einem "L"-Zustandj sodaß die Näherungswerte nach der Glättung durch cien Integralkreis die erste elektrostatische Kapazität Cl in Fig. 15 während eines

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 40 -

130066/0828

"H"-Zustandes darstellt und die zweite Kapazität C2 während eines "L"-Zustandes. Die Gesamtsumme der beiden Näherungswerte zeigt das Arbeitsergebnis von (Cl - C2)/(C1 + C2).

Der Ausgangsstrom des integralen Kreises, d.h. das Arbeitsergebnis (Cl - C2)/(C1 + C2), wird dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers A zugeführt₃ wo die Potentialdifferenz zwischen den beiden Eingängen des Verstärkers A zur Steuerung eines FET Q7 verstärkt wird, um den Wert des Stromes zwischen den beiden Klemmen LTl und LT2 zu bestimmen. Eine Stabilisierung des Stromes des FET Q7 wird durch negative Rückkoppelung dieses Stromes durch Widerstände R9 und RIO zum nichtinvertierenden Eingang erhalten.

Der Zähler CT kann vorzugsweise aus Transistoren vom CMOS-Typ (Halbleiter) aufgebaut sein, um einen im wesentlichen gleichen Spitzenwert der Pulssignale zur Batteriespannung +E oder -El zu erhalten und auch um den Spitzenwert der Signale durch Stabilisieren der Batteriespannung +E und -E zu stabilisieren. Das kann jedoch auch durch einen Zähler CT gemäß Fig. 21 erzielt werden.

H 80 P 100
30. Juni 1981

130066/0828

Der in Fig. 21 und 22 verwendete Zähler kann durch einen Ein-Bit-Zähler ersetzt werden, wie es ein Flip-Flop-Kreis darstellt. In diesem Fall veranlaßt jede Zuführung eines Ausgangssignales des Inverters Gl gemäß Fig. 9 (C) das erste und zweite Gatter G2A und G2B zur Änderung seines Ein-Aus-Zustandes. Andere als CMOS (Halbleiter)-Transistoren können für das erste und zweite Gatter G2A und G2B und den Inverter Gl verwendet werden. Gegenüber den CMOS-Transistoren können dabei jedoch einige Nachteile auftreten, die den Äusgangsspitzenwert etwa auf den Batteriespannungen +E und -E halten und dabei andere Mittel zum Regeln des S itzenwertes überflüssig machen, wie beispielsweise einen Schaltkreis und deshalb die Stromkrexsausbxldung vereinfachen. Abgesehen davon ist es bei der Anwendung von CMOS-Transistoren, die im allgemeinen auf der Eingangsseite eine große Eingangsverbotsdiode haben, zweckmäßig, einen Spannungsteilerkondensator zwischen dem Eingang des Inverters Gl und dem Referenzpotential vorzusehen, sodaß das Arbeiten innerhalb linearer Ein- und Ausgangscharakteristiken gesichert werden kann. Auch weitere Abwandlungen der dargestellten AunCilhrunpsformen sind dem Fachmann möglich,

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 42 -

130066/0828

wie beispielsweise die Kombination von UND-Gattern mit Invertern an der Stelle des ersten und zweiten Gatters G2A und G2B, oder die Verwendung eines Ausgangskreises OT mit unterschiedlichen Charakteristiken entsprechend den jeweiligen Anwendungsbedingungen.

Obwohl die Erfindung nur im Zusammenhang mit einer begrenzten Anzahl von Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist es für den Fachmann allgemein in vielfacher Weise möglich, die Ausführungsformen abzuändern, ohne die Erfindung zu verlassen. Auch sind diese erfindungsgem^::.ßen Ausführungen zum Messen jeder Art von Kräften geeignet. Die Ausführungsformen sind insoweit lediglich Erläuterungen der sich aus den Patentansprüchen ergebenden Erfindung.

H 80 P 100
30. Juni 1981

130066/0828

Claims

H 80 P 100 ί.

Anmelder: Hokushin Electric Works Limited,

30-1 j Shimomaruko 3-Chome, Ohta-Ku, Tokyo, Japan

Bezeichnung

der Erfindung: Verstellwandlervorrichtung

Patentansprüche:

f 1.)Kapazitiver Verstellumformer zum Messen der Veränderung einer physikalischen Größe durch Umwandlung der Veränderung der physikalischen Größe in ein proportionales elektrisches Signal, t;ekennzeichnet durch %-

1.1 einen Sensor mit einer beweglichen Elektrodenplatte, die auf die Veränderung der physikalischen Größe anspricht, sowie einer stationären Elektrodenplatte, womit der Sensor einen Kondensator einschließt, dessen der Veränderung der physikalischen Größe proportionale Kapazitätsänderung zu messen ist;

1.2 einen Verstärker mit einem Eingang und zwei Ausgängen, wobei einer der Ausgärige in der gleichen, der andere in der entgegengesetzten Phase mit dem Eingang arbeitet und wobei eine der Elektrodenplatten mit dem Eingang, die andere mit dem Ausgang

30. Juni 1981 - 2 -

13ÖÖ&8/ÖS28

verbunden ist, der gleichphasig zum Eingang ist; 1.3 einen einen Dauerstromfluß in beiden Richtungen ermöglichenden Dauerstromkreis zwischen dem Eingang und dem Ausgang, der in der entgegengesetzten Phase wie der Eingang arbeitet,

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen ersten Teilverstärker mit dem Eingang und dem Ausgang, der in entgegengesetzter Phase wie der Eingang arbeitet, sowie einen zweiten Teilverstärker aufweist, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Teilverstärkers verbunden ist, und dessen Ausgang der in Phase mit dem Eingang arbeitende Ausgang des gesamten Verstärkers ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen dritten Teilverstärker mit einem Eingang und dem Ausgang des gesamten Verstärkers aufweist, der in Phase mit dem Eingang arbeitet, und daß der Verstärker einen vierten Teilverstärker aufweist, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Teilverstärkers und dessen Ausgang der Ausgang des gesamten Verstärkers ist, der in der entgegengesetzten Phase wie der Eingang arbeitet.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 3 -

130068/0828

4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Dauerstromkreis einen ersten und einen zweiten Teildauerstromkreis aufweist, die

. parallel miteinander gekoppelt sind und die unabhängig voneinander einen Stromfluß in einer von beiden Richtungen gestatten.

5. Vorrichtung nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen fünften, sechsten und siebten Teilverstärker und der Dauerstromkreis einen dritten und vierten Teildauerstromkreis aufweist, wobei der fünfte Teilverstärker den Eingang aufweist und der Eingang des sechsten Teilverstärkers mit dem Ausgang des sechsten Teilverstärkers verbunden ist und dessen Ausgang der Ausgang ist, der mit dem Eingang in Phase arbeitet, wobei der Eingang des siebten Teilverstärkers mit dem Ausgang des sechsten Teilverstärkers verbunden ist, wobei der dritte Teildauerstromkreis zwischen dem Eingang und dem Ausgang des fünften Teilverstärkers und der vierte Teildauerstromkreis zwischem dem Eingang des fünften Teilverstärkers und dem Ausgang des siebten Teilverstärkers angeordnet ist, wobei der dritte und vierte Teildauerstromkreis ein Fließen des Stromes in jeder von beiden Stromrichtungen gestaltet.

H 80 P 100
30. Juni 1981

130066/0828

6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Dauerstromkreis einen fünften und sechsten TeildauerStromkreis aufweist und jeder dieser Teildauerstromkreise in Serie und umgekehrter Richtung bezüglich der Dauerstromrichtung geschaltet ist, um einen ZweirichtungsdauerStromkreis zu bilden.

7· Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß über dem fünften und sechsten Teildauerstromkreis jeweils eine Diode angeordnet ist, um über die Diode als Bypaß den Hauptteil eines vorwärts gespannten Stromes zu führen.

8. Kapazitiver Verstellumformer zum Messen der Veränderung einer physikalischen Größe durch Umwandlung der Veränderung der physikalischen Größe in ein proportionales elektrisches Signal, gekennzeichnet durch

8.1 einen Sensor mit einer auf die Veränderung der physikalischen Größe ansprechenden beweglichen Elektrodenplatte sowie zwei stationären Elektrodenplatten, wobei der Sensor zwei Kapazitäten mit einer gemeinsamen Anschlußklemme aufweist, von denen zumindest der Wert einer Kapazität der

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 5 -

130066/0828

-.Λ.--L-O-C J. 3125684

zu messenden Veränderung der physikalischen Größe proportional ist;

8.2 einen Verstärker, dessen Eingang mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist, und dessen Ausgangsphase der Eingangsphase entgegengerichtet ist;

8.3 einen Dauerstromkreis zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers, wobei der Dauerstrom in beiden Richtungen zu fließen vermag;

8.4 einen Zähler zum Zählen einer vorbestimmten Anzahl von Ausgangssignalen des Verstärkers und

8.5 ein Schaltmittel, das vom Ausgang des Zählers angetrieben wird, um die Ausgangssignale des Verstärkers gleichphasig zum Eingang selektiv einer der Anschlußklemmen des Sensors, ausgenommen der gemeinsamen Anschlußklemme, zuzuführen.

9. Kapazitiver Verstellumformer zum Messen der Veränderung einer physikalischen Größe durch Umwandlung der Veränderung der physikalischen Größe in ein proportionales elektrisches Signal, gekennzeichnet durch

H. 80 P 100

30. Juni 1981 - 6 -

6/ 0' I

9.1 einen Sensor mit einer auf die Veränderung der physikalischen Größe ansprechenden beweglichen Elektrodenplatte und zwei stationären Elektrodenplatten, wobei der Sensor zwei Kapazitäten mit einer gemeinsamen Anschlußklemme und zwei unterschiedlich voneinander arbeitende Kapazitäten aufweist;

9.2 einen Verstärker, dessen Eingang mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist und dessen Ausgangsphase der Eingangsphase entgegengerichtet ist;

9·3 einen Dauerstromkreis zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers, wobei ein Fließen des Dauerstromes in beiden Richtungen möglich ist;

9.4 einen Zähler zum Zählen einer vorbestimmten Anzahl von Ausgangssignalen des Verstärkers und

9-5 ein Schaltmittel, das vom Ausgang des Zählers angetrieben wird, um die Ausgangssignale des Verstärkers phasengleich mit dem Eingang selektiv zu einer der beiden Anschlußklemmen des Sensors, ausgenommen der gemeinsamen Anschlußklemme, zuzuführen.

H 80 P 100

30. Juni I98I - 7 -

130066/0828

ΙΟ. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen ersten und einen zweiten Teilverstärker aufweist, wobei der Eingang des ersten Teilverstärkers an die gemeinsame Anschlußklemme angeschlossen und der Ausgang phasengleich mit dem Eingang verbunden ist, wobei der zweite Teilverstärker mit dem Ausgang des ersten Teilverstärkers verbunden ist und seine Ausgangsphase entgegengesetzt gerichtet ist wie die Eingangsphase des ersten Teilverstärkers, wobei der DauerStromkreis zwischen dem Eingang des ersten Teilverstärkers und dem Ausgang des zweiten Teilverstärkers eingeschaltet ist und ein Fließen des Dauerstromes in beiden Richtungen gestattet, und wobei schließlich der Zähler mit dem Ausgang des ersten Teilverstärkers verbunden ist, um eine vorbestimmte Anzahl von Ausgangssignalen zu zählen.

11. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9_S gekennzeichnet durch einen weiteren integralen Stromkreis zum Glätten der Ausgangssignale des Zählers und ein Ausgangsmittel zur Umwandlung des Zählerausganges in einen Strom, der durch eine Übertragungslinie vom Zweilinientyp fließt.

H 80 P 100

30. Juni 1981 - 8 -

1 30066/0828

12. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltmittel erste, zweite und dritte Gatter enthält, wobei die Ausgänge des ersten und zweiten Gatters mit je einer der Anschlußklemmen des Sensors mit Ausnahme der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden sind, während die Eingänge des ersten und zweiten Gatters vom Ausgang des Verstärkers betrieben werden und ebenfalls vom Ausgang des Zählers direkt oder über das dritte Gatter.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12 gekennzeichnet durch ein weiteres, viertes Gatter, dessen Eingänge mit den Ausgängen des ersten und zweiten Gatters verbunden sind und dessen umgepolter Ausgang über den DauerStromkreis mit dem Eingang des Verstärkers verbunden ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder S, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen dritten Teilverstärker aufweist, der als Differentialverstärker einen umgepolten und einen nicht umgepolten Eingang sowie einen Ausgang aufweist, wobei der umgepolte Eingang mit der gemeinsamen Anschlußklemme des Sensors verbunden ist, während der Dauerstromkreis zwischen dem nicht umgepolten Eingang und dem Ausgang

H 80 P 100

30. Juni 198I - 9 -

130066/0828

des dritten Teilverstärkers eingeschaltet ist, wobei der Verstärker weiterhin einen vierten Teilverstärker aufweist, dessen Eingang mit dem Ausgang des dritten Teilverstärkers verbunden ist und dessen umgepolter Ausgang mit dem Zähler verbunden ist und wobei schließlich ein Spannungsteiler zwischen Eingang und Ausgang des vierten Teilverstärkers eingeschaltet ist, dessen Ausgang dem nicht umgepolten Eingang des dritten Teilverstärkers zugeführt wird.

H 80 P 100
30. Juni 1981

130068/0828