DE3123091C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Drehzahl-Regelanordnung für einen Synchronmotor mit zwei elektrisch und mechanisch um 90° versetzten Statorwicklungen und einem Rotor.

Aus der US-PS 36 96 277 ist eine Drehzahl-Regelanordnung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem Permanent­ magnetrotor und mit vier Statorwicklungen bekannt, die über einen elektronischen Thyristorkommutator gespeist werden. Ein vom Rotor angetriebener Sinus-Kosinus-Fühler mit zwei Hall- Generatoren liefert zwei Spannungssignale, von denen das eine dem Sinus und das andere dem Kosinus des Drehwinkels des Rotors proportional ist. Ein Signalumsetzer mit zwei Differenzier­ gliedern, zwei Multipliziergliedern und einem Addierglied setzt die beiden Spannungssignale des Fühlers in ein der Motordrehzahl proportionales Drehzahl-Istsignal um. Das Drehzahl-Istsignal und ein Drehzahl-Sollsignal werden in einem Drehzahlregler unter Bildung der Differenz zwischen diesen beiden Signalen verarbeitet. Das Ausgangssignal des Drehzahlreglers bestimmt die Höhe des Stroms, mit dem die Statorwicklungen des Motors über einen elektronischen Thyristorkommutator gespeist werden. Die beiden Spannungssignale des Fühlers dienen auch nach Rechteckumformung zur Erzeugung von Zündimpulsen für die Thyristoren des elektronischen Kommutators in Abhängigkeit vom Drehwinkel des Rotors. Während des Anlaufens des Motors stehen jedoch die auf diese Weise erzeugten Zündimpulse nicht zur Verfügung. Den Thyristorzündschaltungen werden daher zusätzliche Zündimpulse zugeführt, die von einem separaten Impulsgenerator periodisch erzeugt werden. Diese zusätzlichen Zündimpulse gewährleisten zwar ein sicheres Anlaufen des Motors, verursachen jedoch infolge von Drehmomentänderungen einen unruhigen Lauf. Sobald der Motor eine gewisse Drehzahl erreicht hat, beispielsweise in die Nähe seiner Solldrehzahl kommt, werden daher die zusätzlichen Zündimpulse abgeschaltet, um bei höheren Drehzahlen einen ruhigen Lauf des Motors sicherzustellen.

Aus der DE-AS 26 12 721 ist zur Regelung der Drehzahl und der Winkellage des Läufers eines kollektorlosen Gleich­ strommotors eine Schaltungsanordnung bekannt, die bei extrem kleinen Motordrehzahlen, beispielsweise eine Umdrehung in 24 Stunden, die Regelung mit höchster Präzision vornehmen soll. Da es bei den in Betracht gezogenen extrem kleinen Motordrehzahlen in erster Linie auf eine präzise Winkellage ankommt, wird eine einer gewünschten Solldrehzahl proportionale Signalspannung vor der Bildung der Regelabweichung in ein Bezugssignal mit einer Phasenlage überführt, die sich als Funktion der Zeit ändert. Ein der Regelabweichung entsprechendes Fehlersignal wird dadurch gewonnen, daß die Phasenlage des Bezugssignals mit der Phasenlage des Ausgangssignals eines mit der Motorwelle gekuppelten Drehmelders in einem Phasendetektor verglichen wird. Der Drehmelder wird durch orthogonale Spannungssignale erregt, die dem Drehmelder von einem Zweiphasentreiber zugeführt werden. Zur Erzeugung dieser ortho­ gonalen Spannungssignale spricht der Zweiphasentreiber auf Bezugstaktimpulse an, die von einem Oszillator erzeugt werden. Die Phasenlage des Ausgangssignals des Drehmelders ist eine Funktion der Winkelstellung der Motorwelle. Dementsprechend liefert der Phasendetektor ein Detektorsignal, dessen Amplitude eine Funktion der Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem Ausgangssignal des Drehmelders ist. In einem Modulator wird das Ausgangssignal des Phasendetektors zur Amplitudenmodulation des Ausgangssignals des Drehmelders herangezogen. Das Ausgangs­ signals des Modulators wird in zwei Demodulatoren mit Hilfe der orthogonalen Spannungssignale des Zweiphasentreibers demoduliert. Die beiden demodulierten Signale dienen zur Ansteuerung der beiden Erregerwicklungen des Motors. Die beiden Erreger­ wicklungen des Motors werden daher mit Strömen gespeist, deren Amplituden der jeweils herrschenden Phasendifferenz zwischen der Phase des Bezugssignals und der mit der Winkelstellung der Motorwelle übereinstimmenden Phase des Ausgangssignals des Drehmelders sowie dem Sinus bzw. Kosinus der Winkelstellung der Motorwelle proportional sind. Hierbei wird der Motor gezwungen, die Motorwelle mit einem Drehmoment anzutreiben, das der Phasen­ differenz proportional ist. Dieses Drehmoment des Motors kann in erlaubter Weise unterschiedlich hoch sein, was insbesondere bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel mit stufenweiser Ver­ änderung der Phasenlage des Bezugssignals der Fall ist. Infolge der extrem niedrig vorausgesetzten Motordrehzahlen stellt sich nicht die Frage nach einem ruhigen Lauf oder Anlauf des Motors.

Aus der US-PS 34 65 226 ist für einen bürstenlosen Gleich­ strommotor mit einem Permanentmagnetrotor eine Drehmoment- Regelanordnung bekannt, deren Aufgabe darin besteht, unabhängig von der relativen Position zwischen dem Rotor und Stator die zur Drehmomentausbildung erforderliche räumliche Nichtaus­ fluchtung zwischen dem Rotor- und Statorfeldvektor aufrecht zu erhalten. Zu diesem Zweck ist mit der Motorwelle ein von zwei orthogonalen Wechselspannungssignalen erregter Resolver mechanisch gekuppelt, dessen Ausgangssignal eine Funktion des Drehwinkels der Motorwelle ist. Das Ausgangssignal des Resolvers dient zur Abtastung zweier in Phasenquadratur befindlicher Drehmoment-Sollsignale. Die abgetasteten Werte dienen zur Ansteuerung der Statorwicklungen des Motors mit entsprechender elektrischer Leistung und zur Erzeugung eines Gleichstromfeld­ vektors, der mit dem Rotorfeldvektor zusammenarbeitet, um das den Drehmoment-Sollsignalen entsprechende gewünschte Drehmoment einzustellen. Zum Betreiben dieser bekannten Anordnung ist vorausgesetzt, daß die Anzahl der Polpaare des Permanentmagnet­ rotors des Motors um ein ganzzahliges Vielfaches größer als die Anzahl der Polpaare des Resolvers ist und daß die Drehmoment- Sollsignale mit dem Sinus bzw. Kosinus der um dieses ganzzahlige Vielfache erhöhten Erregerfrequenz des Resolvers moduliert sind. Eine Drehzahlregelung ist nicht in Betracht gezogen.

Aus der DE-OS 19 25 332 ist ein kollektorloser Elektromotor mit einer elektronischen Stromversorgung bekannt, bei der ein Drehstellungsdetektor mit einem von einer Primärwicklung erregten Rotor und mit einer mehrphasigen Sekundärwicklung vorgesehen ist. Die Amplitude der in der Sekundärwicklung induzierten Mehrphasenspannung hängt vom Drehwinkel des Detektorrotors ab, der mit dem Läufer des Elektromotors gekuppelt ist. In Abhängigkeit von der gleichgerichteten Mehrphasenspannung wird die Drehzahl des Elektromotors so geregelt, daß sie im wesentlichen unabhängig von Speisespannungsschwankungen ist.

Aus der GB-PS 10 66 036 ist es bei einer Drehzahlsteuer­ anordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor mit einem Permanentmagnetrotor und einer stationären Erregerwicklung bekannt, zwischen einer im Stator des Motors vorgesehenen Steuerwicklung und einem als Kommutator dienenden Transistorschalter einen Phasenschieber vorzusehen. Der Phasenschieber dient zur Einstellung des Phasenwinkels zwischen dem in der Steuerwicklung fließenden Strom und dem der Erregerwicklung über den Transistor­ schalter zugeführten Strom. Durch Veränderung der Einstellung des Phasenschiebers kann die Motordrehzahl gesteuert werden.

Aus der Siemens-Zeitschrift 43 (1969), Heft 8, Seiten 686 bis 690, ist es bei Stromrichtermotoren größerer Leistung bekannt, in Abhängigkeit von der auf die Nenndrehzahl bezogenen Drehzahl den sogenannten Steuerwinkel, d. h. den Winkel zwischen den Achsen der Erregerdurchflutung und Ankerdurchflutung, zu ändern.

Aus dem Sonderdruck aus "Elektrotechnik", 54. Jahrgang, Heft 10, 7. Juni 1972, Seiten 16 bis 22, ist es bei der Regelung eines bürstenlosen Gleichstromantriebs mit einem Umrichter mit Gleichstromzwischenkreis sowie mit einem Läuferstellungsgeber und einer Tachomaschine bekannt, über eine Verschiebung der Steuerimpulse des Drehrichters gegenüber der Läuferstellung sowohl die Maschinen- und Umrichterausnutzung als auch das Drehmoment bei verschiedenen Last- und Drehzahlzuständen zu beeinflussen. So ist z. B. durch Zündwinkelverschiebung ein schneller Übergang des Antriebs vom Motor- in den Generatorbereich ohne Stromrichtungsumkehr im Zwischenkreis möglich.

Aus der DE-AS 23 47 874 ist es zur Steuerung und Einstellung des Polradsteuerwinkels einer Stromrichtermaschine synchroner Bauart bekannt, das Polrad der Maschine mit einem Polrad­ lagegeber zu verbinden und ein mehrphasiges Gebersignal zu erzeugen, aus dem die Phasenlage der Zündimpulse für die Thyristoren des maschinenseitigen Stromrichters abgeleitet wird. Die dortige Steuerung arbeitet jedoch erst von einer Dreh­ zahl oberhalb von etwa 10% der Nenndrehzahl einwandfrei.

In einem Synchronmotor, der mit einem am Rotor angebrachten Permanentmagneten ausgerüstet ist, um das Drehfeld zu erzeugen, wie es beispielsweise auch bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor der Fall ist, und der eine Statorwicklung enthält, ändert sich das vom Motor erzeugte Drehmoment in einem gewissen Maße in Abhängigkeit von der Drehposition des Permanentmagneten. Setzt man einen derartigen Synchronmotor als Servomotor ein, tritt das sich ändernde Drehmoment nachteilig in Erscheinung, insbesondere während der Anlaufphase.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Synchronmotor mit zwei elektrisch und mechanisch um 90° versetzten Statorwicklungen und mit einem Rotor eine Drehzahl- Regelanordnung anzugeben, die in der Lage ist, den Motor mit einem konstanten Drehmoment anzutreiben, insbesondere auch während der Anlaufphase.

Diese Aufgabe wird durch die Gesamtheit der Merkmale des Patentan­ spruchs 1 gelöst. Die erfindungsgemäße Anordnung stellt sicher, daß sich der Motor auch während der Anlaufphase gleichmäßig und ruhig dreht.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im folgenden soll die Erfindung beispielshalber an Hand von Zeichnungen erläutert werden. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild mit dem elektrischen Aufbau einer Drehzahlregelanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm mit Signalverläufen zur Erläuterung der Arbeitsweise einer bekannten Anordnung, die ein Drehzahlsignal aus einem phasenmodulierten Signal bildet,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines modifizierten Aus­ führungsbeispiels der Erfindung mit einem Magnetmotor und einem Resolver,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungs­ beispiels der Erfindung,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Modifikation der Drehzahlregelanordnung, bei der ein Drehzahlsignalfühler in eine Differenzierschaltung umgeändert ist,

Fig. 6 ein Blockschaltbild mit den Einzelheiten eines Synchrongleichrichters und Leistungsverstärkers der in der Fig. 1 gezeigten Anordnung,

Fig. 7 ein Schaltbild mit den elektrischen Verbindungen eines in der Fig. 6 gezeigten Stromfühlers und mit der Sinus- und Kosinuswicklung des Synchronmotors,

Fig. 8 ein Schaltbild eines in der Fig. 4 darge­ stellten Phasenschiebers und

Fig. 9 ein Schaltbild mit den Einzelheiten des Synchrongleichrichters.

Das in der Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält eine numerische Steuerungseinheit 11 mit einem Drehzahlsollsignalgenerator 11-1 zum Erzeugen einer Befehls- oder Sollspannung V _ref , die der Drehzahl eines Synchronmotors 20 entspricht, und mit einer Recheneinheit 11-2, die eine Positionsrückführgröße berechnet. Bei dem gezeigten Beispiel wird der Recheneinheit 11-2 ein phasen­ moduliertes Signal E sin (ω t + R ) zugeführt, wobei E eine Spannung und R ein Drehwinkel oder eine Drehposition des Rotors des Motors darstellt.

Ein Addierer (oder Subtrahierer) 12 dient zur Erzeugung eines Differenz- oder Fehlersignals ERR, das die Differenz zwischen dem Drehzahlsollsignal V _ref und einem Ausgangs­ signal darstellt, das von einem Drehzahlsignal­ umsetzer 15 geliefert wird, wobei K 2 eine Konstante ist. Das Fehlersignal ERR wird in einem Verstärker 13 mit einem Koeffizienten K 1 multipliziert, und das resultierende Verstärker­ ausgangssignal gelangt an einem Eingangsanschluß A eines Multiplizierglieds 14, dessen anderem Eingangsanschluß B das phasenmodulierte Signal E sin (ω t + R ) von einem Fühler 21 zugeführt wird. Am Ausgang des Multiplizierglieds 14 erscheint daher das folgende Signal:

Ein Synchrongleichrichter 16 arbeitet als Phasen­ diskriminator und dient dazu, das Ausgangssignal des Multiplizier­ glieds 14 synchron mit einem Referenzsignal S 1 gleichzurichten. Das Ausgangssignal des Synchrongleichrichters 16 wird in einem Leistungsverstärker 17 verstärkt und gelangt dann an die eine Statorwicklung des Synchronmotors 20.

Darüber hinaus wird das Ausgangssignal des Multiplizier­ glieds 14 einem weiteren als Phasendiskriminator arbeitenden Synchrongleichrichter 18 zugeführt, der das ihm zugeführte Signal synchron mit einem Referenzsignal S 2 gleichrichtet. Nach Verstärkung in einem Leistungsverstärker 19 gelangt das Ausgangssignal des Synchrongleichrichters 18 zur anderen Statorwicklung des Synchronmotors 20. Die Referenzsignale S 1 und S 2 stammen von einem Oszillator 23, und diese Signale stellen entweder eine sinusförmige oder eine rechteckförmige Schwingung in Form von Spannungen dar, die zueinander eine Phasendifferenz von 90° haben.

Im Falle einer sinusförmigen Spannung lassen sich die Referenzsignale S 1 und S 2 wie folgt darstellen:

S 1 = E sin (ω t)

S 2 = E cos (ω t)

Der Detektor oder Fühler 21 erzeugt ein phasenmoduliertes Signal E sin (ω t + R ), wie es ein durch den Rotor des Motors 20 abgetriebener Resolver erzeugt.

Wenn das phasenmodulierte Signal durch einem vom Motor 20 linear bewegten Körper erzeugt wird, kann man einen Resolver vom linearen Typ verwenden. Die Referenzsignale S 1 und S 2 dienen als Erreger­ spannungen für den Fühler 21.

Der Zweck des Drehzahlsignalumsetzers 15 besteht darin, aus dem phasenmodulierten Signal E sin (ω t + R ) ein den Drehwinkel R betreffendes Geschwindigkeits- oder Drehzahlsignal zu erhalten, d. h. ein differenziertes Signal . Zur Bildung des Geschwindigkeits- oder Drehzahlsignals gibt es viele Verfahren. Bei einer bekannten Methode nach der Fig. 2 wird beispielsweise der Drehwinkel R durch Digitalverarbeitung abgeleitet, und der Drehwinkel R wird dann differenziert. Für diese Methode benötigt man allerdings einen komplizierten Schaltungsaufbau, so daß es von Vorteil ist, eine Schaltungsanordnung zu verwenden, die das Signal einer Analog­ verarbeitung unterzieht, wie es in der Fig. 5 gezeigt ist.

Das am Ausgang des Drehzahlsignalumsetzers 15 auftretende Ausgangssignal (vergleiche Fig. 5) gelangt dann zum Addierer 12, um das Fehlersignal ERR zu bilden. Zwischen den Fühler 21 und das Multiplizierglied 14 kann man einen mit gestrichelten Linien eingezeichneten Phaseneinsteller 22 einschalten, und zwar für einen Fall, bei dem es schwierig ist, den Fühler 21 genau bei einer Winkelposition anzubringen, bei der ein maximales Drehmoment erzeugt wird. Einzelheiten des Phaseneinstellers 22 werden später an Hand der Fig. 9 erläutert. Anstelle des Drehzahlsignalumsetzers 15 kann auch eine Recheneinheit 11-2 benutzt werden, um R zu differenzieren. Wie es aus dem Zeitdiagramm nach der Fig. 2 hervorgeht, werden im Drehzahlsignalumsetzer während der Dauer von Phasenwinkeln oder Winkelabständen R₁ und R₂ zwischen dem Anstieg des einen Referenzsignals S 1 (Rechteck­ schwingung) und Zeitpunkten t₁ bzw. t₂, bei denen das phasen­ modulierte Signal E sin (ω t + R ) durch den Nullpunkt geht, die Anzahlen n 1 und n 2 von Taktimpulsen gezählt. Eine Größe Δ n, die den absoluten Wert der Differenz zwischen n 2 und n 1 darstellt, entspricht dem Drehwinkel des Motors 20 während einer Zeitperiode Wenn die Winkelgeschwindigkeit ω hinreichend groß ist, um die Geschwindigkeit bzw. Drehzahl genau zu erfassen, entspricht demzufolge Δ n dem Drehwinkel während einer Periode t, d. h. der Geschwindigkeit bzw. Drehzahl. Wenn folglich Δ n durch die Recheneinheit 11-2 berechnet und dann in eine analoge Größe durch einen Digital-Analog- Umsetzer 11-3 umgesetzt wird, erhält man dieselbe Funktion wie mit dem Drehzahlsignalumsetzer 15.

Die Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem als Synchronmotor ein zweipoliger bürsten­ loser Gleichstrommotor 20 A verwendet wird, wobei diejenigen Teile, die Teilen nach der Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Der Rotor 20 A -3 des Motors 20 A enthält einen Permanentmagneten, wohingegen die Statorwicklungen von einer Kosinuswicklung 20 A -1 und einer Sinuswicklung 20 A -2 gebildet werden, die eine elektrische und mechanische Phasendifferenz von 90° zueinander haben.

Ein Resolver 21 A, der wie der in der Fig. 1 gezeigte Fühler 21 wirkt, ist an der Welle 24 A des Rotors 20 A -3 angebracht, und rechteckförmige Referenzsignale S 1 und S 2 werden von einem auch in der Fig. 1 gezeigten Oszillator 23 den Statorwicklungen 21 A -1 und 21 A -2 des Resolvers 21 A zugeführt. Somit wird in der Sekundärwicklung 21 A -3 des Resolvers 21 A ein phasenmoduliertes Signal E sin (ω t + R ) induziert, wobei E die induzierte Spannung und R die Winkelposition des Rotors 20 A -3 darstellt.

Eine weitere Modifikation ist in der Fig. 4 gezeigt. Das phasenmodulierte Signal E sin (ω t + R ), das vom Resolver 21 A erzeugt wird, gelangt zu dem Multiplizierer 14, nachdem es in seiner Phase in einem Phaseneinsteller 24 eingestellt worden ist, an dessen Ausgang somit ein Signal E sin (ω t + R - ϕ ) auftritt, wobei ϕ den Betrag der eingestellten Phase darstellt. Mit dem Phaseneinsteller 24 kann man eine mangelnde winkelmäßige Ausrichtung zwischen der Sekundärwicklung 21 A -3 des Resolvers 21 A und des Dauer­ magneten 20 A -3 des Motors 20 A kompensieren. Angesichts des elektrischen Phaseneinstellers ist es daher nicht mehr notwendig, eine schwierige mechanische feine Positionsausrichtung der beiden Rotoren 20 A -3 und 21 A -3 vorzunehmen.

Der Phaseneinsteller 24 kann durch eine Widerstände und Kondensatoren enthaltende Schaltung gebildet werden, die die Phase vorschiebt oder verzögert. Dazu wird auf die Fig. 9 verwiesen.

Die Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des Drehzahlsignalumsetzers 15. Wie man der Fig. 5 entnehmen kann, wird das phasenmodulierte Signal E sin (ω t + R ) einem Differenzierglied 15-1 zugeführt, an dessen Ausgang somit ein Ausgangssignal cos R (ω t + R ) auftritt, das an einen selektiven Verstärker 15-3 und einen Rechteckumformer 15-2 gelegt wird, die das Ausgangssignal des Differenzierglieds 15-1 in eine rechteckförmige Schwingung formt, die durch die folgende Fourier'sche Reihe dargestellt werden kann:

E ω cos (ω t + R ) + Σ f (n ω t).

Der selektive Verstärker 15-3 verstärkt eine Komponente der Grundfrequenz ω/2π der Differenz zwischen den Ausgangs­ signalen des Differenzierglieds 15-1 und des Rechteckumformers 15-2. Somit verstärkt der selektive Verstärker 15-3 mit einem Faktor von K 2 nur die Komponente ω/2π der Differenz

und erzeugt dann ein Ausgangssignal cos (ω t + R ). Dieses Ausgangssignal wird in einem Synchrongleichrichter 15-5 mit einem vorgeschalteten Transformator 15-4 unter Verwendung des Ausgangssignals des Rechteckumformers 15-2 als ein Referenzsignal gleichgerichtet. Der Synchrongleichrichter 15-5 liefert daher das folgende Ausgangssignal:

Die Fig. 6 zeigt Einzelheiten des in der Fig. 1 gezeigten Synchrongleichrichters 16 und des in der Fig. 1 gezeigten Leistungsverstärkers 17. Dem Synchrongleichrichter 16 wird das Ausgangssignal

des in der Fig. 1 dargestellten Multiplizierglieds 14 und das Referenzsignal S 1, bei dem es sich um eine sinusförmige Schwingung sin l t oder eine damit synchrone rechteckförmige Schwingung handelt, zugeführt, so daß der Gleichrichter ein Ausgangssignal K 1 · ERR · E cos R liefert.

Der Leistungsverstärker 17 enthält einen Addierer 17-1, einen Stromsteuerverstärker 17-2, einen Impulsbreitenmodulator 17-3, der das Ausgangssignal des Verstärkers 17-2 einer Impulsbreitenmodulation unterzieht, und einen Stromdetektor oder Stromfühler 17-4. Der Leistungsverstärker 17 legt den verstärkten Strom an die Kosinuswicklung des Motors 20. Der Stromfühler 17-4 führt den erfaßten Strom zum Addierer 17-1 zurück.

Die Fig. 7 zeigt die Verbindungen des Impulsbreitenmodulators 17-3, des Stromfühlers 17-4 sowie der Kosinus- und Sinuswicklung des Motors 20. Impulsbreitenmodulierte Steuer- oder Torsignale G 1 bis G 4, die vom Impulsbreitenmodulator 17-3 erzeugt werden, liegen an den Basiselektroden von Leistungs­ transistoren T _r ₁ bis T _r ₄, um die Kosinuswicklung mit Strom zu speisen, wenn die Transistoren T _r ₂ und T _r ₄ eingeschaltet sind, und um die Sinuswicklung mit Strom zu speisen, wenn die Transistoren T _r ₁ und T _r ₃ eingeschaltet sind.

Ist beispielsweise der Transistor T _r ₂ eingeschaltet, fließt Strom durch die Kosinuswicklung, und zwar vom positiven Anschluß einer Gleichspannungsquelle VS über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T _r ₂ sowie einen Widerstand R _C durch die Kosinuswicklung und von dort zurück zu einer Mittenanzapfung CM der Spannungsquelle VS. Ist demgegenüber der Transistor T _r ₁ eingeschaltet, fließt in entsprechender Weise Strom durch die Sinuswicklung über einen Widerstand R _S . Ist der Transistor T _r ₃ oder der Transistor T _r ₄ eingeschaltet, fließt Strom durch die Sinuswicklung oder Kosinuswicklung, und zwar durch den Widerstand R _S oder R _C in entgegengesetzter Richtung. Die Transistoren T _r ₁ bis T _r ₄ arbeiten daher als Schalterelemente, um Wechsel­ ströme durch die Sinus- und Kosinuswicklung zu schicken. Die Widerstände R _C und R _S entsprechen dem in der Fig. 6 gezeigten Stromfühler 17-4. Die Spannungen V _C und V _S über diesen Widerständen werden als die Spannungen verwendet, die zum Addierer 17-1 zurückgeführt werden.

Die Fig. 8 zeigt Einzelheiten des Phaseneinstellers 24 der Fig. 4, (22 in Fig. 1), der einen Operationsverstärker 24-9 mit einem Eingangsanschluß T enthält, an den das Ausgangs­ signal E sin (ω t + R ) des Resolvers 21 A über einen Eingangswiderstand 24-1 gelegt ist. Dem Eingangswiderstand 24-1 ist eine Reihenschaltung aus einem veränderbaren Widerstand 24-2, einem Kondensator 24-3 und einem Widerstand 24-4 parallel­ geschaltet. Zwischen dem Eingangsanschluß T und einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 24-9 ist eine Rückführschaltung geschaltet, die in der gezeigten Weise von Widerständen 24-6 und 24-8 sowie einem Kondensator 24-7 gebildet wird. Durch Einstellen des veränderbaren Widerstands 24-2 läßt man den Operationsverstärker 24-9 an seinem Ausgang ein negatives Signal E sin · (ω t + R - ϕ ) erzeugen, wobei ϕ ein positiver oder negativer Phasenwinkel ist, d. h. eine Phasen­ voreilung oder Phasennacheilung. Der andere Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 24-4 ist über einen Widerstand 24-5 an Masse angeschlossen.

Die Fig. 9 zeigt Einzelheiten einer Ausführungsform des in den Fig. 1 und 6 dargestellten Synchrongleichrichters 16. Er enthält einen Rechteckumformer 16 A, die ein eingangs­ seitiges Referenzsignal S 1, d. h. eine Schwingung sin ω t, in eine rechteckförmige Schwingung umformt, sowie Verstärker 16-1 und 16-2, die die Phasen ihrer Eingangssignale um 2π verschieben. Dem Verstärker 16-1 wird das Ausgangssignal des Rechteckumformers 16 A zugeführt, wohingegen an den Eingang des Verstärkers 16-2 das Ausgangssignal des Multiplizierers 14 gelegt wird. Die Gate-Elektrode eines Feldeffekttran­ sistors FET 1 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 16-1 über eine Diode d 1 verbunden, so daß bei einem hohen Pegel von "1" am Ausgang des Verstärkers 16-1 der Transistor FET 1 eingeschaltet wird. Während einer Zeitspanne, in der das rechteckförmige Ausgangssignal SIQA des Verstärkers 16-1 auf dem hohen Pegel "1" ist, ist das Ausgangssignal K 1 · ERR · E sin (ω t + R ) positiv, so daß dieses Ausgangssignal zu einem Eingang eines Addierers 16-3 gelangt, der in Form eines Operationsverstärkers vorgesehen ist, und zwar über die Source-Elektrode SO 1 und die Drain-Elektrode DR 1 des Feldeffekttransistors FET 1 sowie über einen Widerstand RA. Widerstände r 1 und r 2 sind zwischen die Source-Elektrode und Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors FET 1 bzw. eines Feldeffekttransistors FET 2 geschaltet, und zwischen dem Eingangs­ anschluß und Ausgangsanschluß des Addierers 16-3 befindet sich ein Widerstand r _f , der den Verstärkungskoeffizienten des Addierers bestimmt. Der Gate-Elektrode g 2 des anderen Feldeffekttransistors FET 2 wird über eine Diode d 2 das Ausgangssignal SIQB des Rechteckumformers 16 A zugeführt. Die Source-Elektrode SO 2 des Feldeffekttransistors FET 2 ist an den Ausgang des Verstärkers 16-2 angeschlossen. Die Drain-Elektrode DR 2 des Feldeffekttransistors FET 2 ist über einen Widerstand RB mit dem Eingangsanschluß des Addierers 16-3 verbunden. Wenn das Ausgangssignal SIQA gleich "0" ist, hat das Ausgangssignal SIQB des Rechteckumformers 16 A einen hohen Pegel "1". Das Ausgangssignal des Multipli­ zierglieds 14 ist jetzt auch negativ und wird vom Verstärker 16-2 invertiert, um positiv zu werden. Dieses positive Signal wird der Source-Elektrode SO 2 des Feldeffekttransistors FET 2 zugeführt, so daß dieser eingeschaltet wird. Folglich gelangt von der Drain-Elektrode DR 2 ein Ausgangs­ signal zum Addierer 16-3, so daß dieser Addierer ein Ausgangs­ signal erzeugt, das einem Strom entspricht, den man durch synchrones Gleichrichten (Vollweggleichrichtung) des Ausgangssignals des Multiplizierglieds 14 in Übereinstimmung mit dem Referenzsignal S 1, d. h. mit sin ω t erhält.

Da bei der erfindungsgemäßen Anordnung der Detektor oder Fühler ein Resolver ist, der ein phasenmoduliertes Signal erzeugt, um ein Positionssignal und ein Geschwindigkeitssignal zu erlangen, ist es nicht erforderlich, einen Tachogenerator zu benutzen, um das Geschwindigkeitssignal wie in herkömmlichen Geschwindigkeitsregelanordnungen abzuleiten.

Da weiterhin bei der erfindungsgemäßen Anordnung das vom Detektor oder Fühler erzeugte phasenmodulierte Signal dem einen Eingang eines Multiplizierers zugeführt wird, nimmt man eine synchrone Gleichrichtung des Ausgangssignals des Multiplizierers vor und führt dann das synchron gleich­ gerichtete Signal der Sinuswicklung bzw. Kosinuswicklung des Synchronmotors zu. Auf diese Weise ist es möglich, die Steuer- oder Regelanordnung als analoge Schaltung aufzubauen, die wesentlich einfacher als bekannte Steuer- oder Regelanordnungen dieser Art ist.

Claims (8)

1. Drehzahl-Regelanordnung für einen Synchronmotor mit zwei elektrisch und mechanisch um 90° versetzten Statorwicklungen und einem Rotor, enthaltend:

• a) einen Oszillator (23) zum Erzeugen von zwei Referenz­ signalen (S₁, S₂) mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 90°,
• b) einen vom Rotor angetriebenen und von den beiden Referenz­ signalen erregten Fühler (21; 21 A) zum Gewinnen eines phasen­ modulierten Signals (E · sin (ω t + R )) mit einer den Drehwinkel ( R ) des Rotors darstellenden Komponente,
• c) einen Signalumsetzer (15; 11-2, 11-3) zum Umsetzen des phasenmodulierten Signals in ein der Motordrehzahl proportionales Drehzahl-Istsignal ),
• d) einen Sollwertgebewr (11-1) zum Erzeugen eines einer gewünschten Motordrehzahl proportionalen Drehzahl-Sollsignals (V _ref ),
• e) eine Einrichtung (12) zum Erzeugen eines Fehlersignals (ERR) durch Bildung der Differenz zwischen dem Drehzahl-Sollsignal und dem Drehzahl-Istsignal,
• f) ein Multiplizierglied (14) zum Multiplizieren des Fehlersignals mit dem phasenmodulierten Signal,
• g) zwei Synchrongleichrichter (16, 18) zum Synchrongleich­ richten des Ausgangssignals des Multiplizierglieds (14) jeweils mit einem der beiden Referenzsignale des Oszillators (23) zwecks Zufuhr elektrischer Leistung zu den beiden Statorwicklungen jeweils in Übereinstimmung mit einem der beiden synchron­ gleichgerichteten Signale (K 1 · ERR · E · cosR, K 1 · ERR · E · sinR ), deren Amplituden vom Fehlersignal (ERR) abhängen und dem Sinus bzw. Kosinus des Motordrehwinkels ( R ) porportional sind.

2. Drehzahl-Regelanordnung nach Anspruch 1, ferner enthaltend:

• h) einen Phaseneinsteller (22; 24), der zwischen das Multi­ plizierglied (14) und den Fühler (21; 21 A) zum Gewinnen des phasenmodulierten Signals geschaltet ist.

3. Drehzahl-Regelanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signalumsetzer (15) enthält: ein Differenzierglied (15-1), dem das phasenmodulierte Signal zugeführt wird, einen Rechteck­ umformer (15-2), der an den Ausgang des Differenzierglieds angeschlossen ist, einen selektiven Verstärker (15-3), der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Differenzierglieds und dem Ausgangssignal des Rechteckumformers verstärkt, und eine Synchrongleichrichterschaltung (15-5), der das Ausgangssignal des selektiven Verstärkers in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal des Rechteckumformers gleichrichtet.

4. Drehzahl-Regelanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signalumsetzer (11-2, 11-3) enthält: eine Recheneinheit (11-2), der das phasenmodulierte Signal zugeführt wird und die die während einer Periode dieses Signal auftretende Dreh­ winkeländerung des Rotors berechnet, und einen Digital-Analog- Umsetzer (11-3), der das Ausgangssignal der Recheneinheit in eine analoge Größe umsetzt, die als Drehzahl-Istsignal der Einrichtung (12) zum Erzeugen des Fehlersignals zugeführt wird.

5. Drehzahl-Regelanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der der Rotor (20 A -3) des Motors (20 A) einen Permanentmagneten enthält, die stationären Statorwicklungen des Rotors eine Sinuswicklung (20 A -1) und eine Kosinuswicklung (20 A -2) enthalten, die elektrisch und mechanisch um 90° gegen­ einander versetzt sind, und die Einrichtung zum Erzeugen des phasenmodulierten Signals einen Resolver (21 A) mit zwei von den Referenzsignalen erregten Statorwicklungen (21 A -1, 21 A -2) und mit einer durch den Rotor (20 A -3) des Motors (20 A) gedrehten Rotorwicklung (21 A -3) aufweist.

6. Drehzahl-Regelanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der zwischen jeden der beiden Synchrongleich­ richter (16, 18) und jeweils eine der Statorwicklungen (20 A -1, 20 A -2) des Resolvers ein Leistungsverstärker (17, 19) geschaltet ist, der enthält: einen Stromsteuerverstärker (17-2), der an den Ausgangsanschluß des zugeordneten Synchron­ gleichrichters angeschlossen ist, einen Impulsbreitenmodulator (17-3), der das Ausgangssignal des Stromsteuerverstärkers einer Impulsbreitenmodulation unterzieht, und einen Strom­ fühler (17-4), der zwischen den Impulsbreitenmodulator und die zugeordnete Statorwicklung geschaltet ist, um den erfaßten Strom zu einem Eingangsanschluß des Stromsteuerverstärkers zurückzuführen.

7. Drehzahl-Regelanordnung nach Anspruch 2, bei der der Phasen­ einsteller (24) enthält: einen Operationsverstärker (24-9), dessen einem Eingangsanschluß das phasenmodulierte Signal über einen Widerstand (24-1) zugeführt wird, eine diesem Widerstand (24-1) parallelgeschaltete Reihenschaltung aus einem veränderbaren Widerstand (24-2) und einem Kondensator (24-3) und eine Rückführschaltung (24-6, 24-7, 24-8), die zwischen den Ausgangsanschluß und den Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (24-9) geschaltet ist.

8. Drehzahl-Regelanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der jeder der beiden Synchrongleichrichter (16, 18) enthält: einen ersten Verstärker (16-1) zum Verstärken des einen Referenzsignals, einen zweiten Verstärker (16-2) zum Verstärken des Ausgangssignals des Multiplizierglieds, einen ersten Feldeffekttransistor (FET 1), dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang des ersten Verstärkers und dessen Source-Elektrode mit dem Ausgang des Multiplizierers verbunden ist, einen zweiten Feldeffekttransistor (FET 2), an dessen Gate-Elektrode das andere Referenzsignal gelegt ist und dessen Source-Elektrode mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers verbunden ist, und ein Addierglied (16-3), an das die Ausgangssignale gelegt sind, die an den Drain-Elektroden des ersten und des zweiten Feld­ effekttransistors auftreten.