DE3427871A1

DE3427871A1 - Steuerungsvorrichtung fuer buerstenlose synchronmotoren mit drehmomentwinkel-steuerung

Info

Publication number: DE3427871A1
Application number: DE19843427871
Authority: DE
Inventors: Lynnie B. Roanoke Va. Brown; Richard F. Blacksburg Va. Dugan; Charles J. Ford Iii
Original assignee: Kollmorgen Technologies Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1983-07-28
Filing date: 1984-07-26
Publication date: 1985-02-14
Also published as: JPS6059991A; GB2145297A; FR2550029B1; GB2145297B; FR2550029A1; US4490661A; JPH0556117B2; IE841939L; DE3427871C2; GB8418972D0; IE57585B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerungsvorrichtung für einen Elektromotor und insbesondere für einen bürstenlosen Synchronmotor mit Drehmomentwinkel-Steuerung. Ein bürstenloser Gleichstrommotor besteht in der Regel aus Statorwicklungen, rotierenden Permanentmagneten und einer Abtastvorrichtung zum Bestimmen der genauen Rotorposition. Die Stromversorgung der Wicklungen wird in der Regel über Festkörperschalter von den Signalen der Rotorpositions-Abtastvorrichtung gesteuert, wodurch die Wicklungen in der gewünschten Reihenfolge mit Strom versorgt werden. Die Motorsteuerung wird durch die Steuerung des Wicklungs-Erregerstromes erzielt. Die Steuerung der Drehgeschwindigkeit, der Position und des Drehmomentes kann mit Hilfe eines offenen oder geschlossenen Regelstromkreises erfolgen.

Obwohl die bisher bekannten Servo-Steuervorrichtungeh für bürstenlose Gleichstrommotoren auf vielen Gebieten erfolgreich eingesetzt werden, waren der Steuerungsvielfalt nach den bekannten Verfahren jedoch Grenzen gesetzt.

So erfordert beispielsweise die Entwicklung in den Bereichen Roboter, Werkzeugmaschinen und Spindelantriebe, bei denen allen eine gleichmäßige Steuerung über einen großen Bereich sowie ein hohes Drehmoment bei der Geschwindigkeit 0 und ein beträchtliches Drehmoment bei höheren Geschwindigkeiten benötigt, werden, eine erweiterte Steuerung.

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist eine Steuervorrichtung, die die oben genannten Bedingungen erfüllt. Gleichzeitig zeichnet sich der Motor nach der Erfindung durch eine sehr effiziente Arbeitsweise aus.

In EP 82.107917.5, veröffentlicht an 9.3.1983 unter der Nr. 0 073 503 der gleichen Anmelderin wird eine Motor-Steuerung beschrieben, bei der die Spulen mit einem sinusförmigen Erregerstrom versorgt werden, der zuvor aufgenommenen Sinuswerten entspricht. Die Frequenz des Wicklungserregerstromes ist synchron mit der Rotorbewegung und die Phase ist eine Funktion der Rotorposition relativ zum Stator . .V

Es ist weiterhin bekannt, daß der Geschwindigkeitsbereich der Vorrichtung wesentlich erweitert werden kann, wenn die Phase des Erregerstromes als Funktion der gewünschten Geschwindigkeit eingestellt und gesteuert wird. Bei den obern beschriebenen Steuervorrichtungen hat sich als nachteilig herausgestellt, daß der Drehmomentwinkel nur als Funktion zweier Parameter steuerbar ist, nämlich als Funktion der Rotorposition relativ zum Stator und der gewünschten Geschwindigkeit. Der Drehmomentwinkel ändert sich nicht als Funktion der Last, so daß kein optimaler Wirkungsgrad erzielt wird.

Die Begrenzung der Motorsteuervorrichtung ist durch zwei Motorkonstanten gegeben. Die Drehmomentkonstante K. (Drehmoment/Ampere) und die Gegen-EMK K (Gegen-EMK/U/min). Die

beiden Konstanten sind voneinander abhängig, und so hat eine Vorrichtung mit einer maximalen Drehmomentkonstante auch eine maximale Gegen-EMK.

Bedingt durch die Abhängigkeit beider Konstanten voneinander wird ein Motor, der bei niedrigen Geschwindigkeiten eine maximale Drehmomentkonstante aufweist, um ein gutes Drehmoment bei nied_riger Geschwindigkeit zu erzielen, bei hohen Geschwindigkeiten in seiner Fähigkeit, ein gutes Drehmoment zu erzielen, eingeschränkt sein. Am oberen Ende des Geschwindigkeitsbereiches, wo die Gegen-EMK ein Maximum aufweist, ist der Strom, mit dem der Motor versorgt werden kann, begrenzt auf die Differenz zwischen

da-s

Versorgungsspannung und Gegen-EMK. Da Drehmoment in direkter Abhängigkeit vom Strom ist, wird dieses bei hoher Geschwindigkeit, bedingt durch die hohe Gegen-EMK, sehr reduziert. Geht man andererseits zur Verbesserung der Bedingungen bei hohen Geschwindigkeiten zu niedrigeren K_e und K, Werten über, so bewirkt die verringerte Drehmomentkonstante bei geringen Geschwindigkeiten ein vermindertes Drehmoment.

Zusätzlich ist die maximale Geschwindigkeit des Motors durch die mit zunehmender Geschwindigkeit anwachsende Gegen-EMK begrenzt, die sich schließlich der Versorgungsspannung an-

nähert. In zahlreichen Anwendungsgebieten ist eine Erweiterung des Motor-Geschwindigkeitsbereiches wünschenswert, was durch Herabsetzung der EMK Konstante K bei höheren Geschwindigkeiten erzielt werden kann. Entsprechend der vorliegenden Erfindung konnte festgestellt werden, daß die Konstanten K und K. nicht als fixierte Motorkonstanten betrachtet werden müssen/ sondern daß diese dynamisch gesteuert werden'können. So wird es möglich, ein maximales Drehmoment bei niedrigen Geschwindigkeiten zu erzielen, wenn die Gegen EMK nur geringen Einfluß ausübt, und bei hohen Geschwindigkeiten eine minimale Gegen-EMK zu erzielen, wenn diese begrenzend auf das Drehmoment wirkt.
Bei den üblichen Bürsten-Gleichstrommotoren hängen die Konstanten K. und K von der Bürstenposition ab, die den Kommutationspunkt bestimmt. In solchen Motoren sind die Konstanten fixiert. Es konnte aber festgestellt werden, daß bei einem bürstenlosen Motor, bei welchem der Kommutationspunkt elektronisch gesteuert wird, es möglich ist, den Kommutationspunkt flexibel zu steuern und gleichzeitig damit die Konstanten K. und K .

Bei den erfindungsgemäßen Konstruktionen wird ein sinusförmiger Erregerstrom benutzt. Die Sinuswellenform wird entsprechend der Rotorposition integrierend synthetisiert.

Damit wird erzielt, daß die Frequenz des Erregerstromes synchron mit der Motorrotation und die Erregerphase eine Funktion der Rotorposition relativ zum Stator ist. Der Kommutationspunkt kann, wie gewünscht, verändert werden, indem die Phase des Erregerstromes gesteuert wird, da dies den Drehmomentwinkel zwischen dem Statorrotationsfeld und der Rotorposition bedingt. Die Phase des Erregerstromes ist als Funktion der Geschwindigkeit und der Last steuerbar; hierdurch wird eine maximale Ausnützung des Motors erzielt. Es ist ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung, einen Motor herzustellen, der bei höheren Geschwindigkeiten arbeitet, beispielsweise oberhalb der "Grundgeschwindigkext", indem K bei höheren Geschwindigkeiten verringert wird.

Es ist ein weiterer Gegenstandder Erfindung, ein optimales Drehmoment bei niedrigen Geschwindigkeiten zu erzielen mit einer optimalen K,.

Es ist ebenfalls ein Gegenstand der Erfindung, bei niedrigen Motorgeschwindigkeiten ein sehr gleichmäßiges Drehmoment zu erzeugen, indem der Drehmomentwinkel als Funktion der Last gesteuert wird, um hierdurch die magnetische Sättigung und Stromflußverschiebungen innerhalb des Motors bei großen Strömen zu kompensieren.

Es ist ein weiterer erfindungsgemäßer Grundgedanke, den Motor so zu gestalten, daß eine maximale Ausbeute erzielt wird. Der Motor arbeitet immer am Punkt größter Leistungsfähigkeit, das heißt, es wird bei einer gegebenen Last und Geschwindigkeit ein maximales Drehmoment pro Ampere er zielt.

Weiterhin ist für den erfindungsgemäßen Motor eine Steuerung vorgesehen, die für nicht-lineare Abhängigkeiten geradlinig programmierbar ist.
Weiterhin ist für den erfindungsgemäßen Motor ein einfaches Verfahren vorgesehen, um diesen durch Auswechseln der Parameter der Vorrichtung verschiedenen Bedingungen anzupassen.

Diese Aufgaben werden durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst; vorteilhafte Weiterbildungen der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung er-

geben sich aus den UnteranSprüchen.

Die Fig. 1A, 1B und 1C sind schematische Blockdiagramme einer vorzugsweisen Ausgestaltung der Erfindung.

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Ablauf der Impulsbreite-Modulation entsprechend Fig. 1C.

Fig. 3 ist eine grafische Darstellung eines Teils des programmierbaren ROM aus Fig. 1B.

Die Fig. 1A bis 1C geben eine Gesamtübersicht über die Steuervorrichtung entsprechend der Erfindung. Der Motor weist drei Statorwicklungen 11A, 11B und 11C auf, die in einer Y-Schaltung untereinander verbunden sind, und einen Sechs-Pol-Permanentmagnet-Rotor 12. Der gleiche Rotor ist

ebenfalls in den Fig. TA und 1B dargestellt, und ist mechanisch mit dem Gleichstrom-Tachometer 14 und einem Resolver 15 verbunden. Der Gleichstromtachometer 14 kann von üblicher Bauart sein, um eine Gleichspannung, die proportional der Drehgeschwindigkeit des Rotors ist, zu erzeugen, mit einer Polarität, welche die Drehrichtung angibt. Der Resolver 15 sendet Signale aus, die die Rotorposition angeben.
Jede Wicklung hat ein getrenntes Versorgungsglied (Fig. 1C), das diese mit einer sinus-förmigen Antriebserregerspannung von bestimmter Amplitude, Phase und Frequenz versorgt. Die Amplitude des Erregerstromes wird durch die Servo-Schleife gesteuert, in welcher die Geschwindigkeitsangabe des Tachometers 14 mit der Geschwindigkeit des Steuersignals am Ausgang 18 verglichen wird (Fig. 1A), um so ein Geschwindigkeits-Fehlersignal zu erzeugen. Die Frequenz des sinusförmigen Erregerstromes wird durch die Rotorposition über den Resolver 15 (Fig. 1B) gesteuert, um den Erregerstrom synchron zur Motorrotation zu halten. Die elektrische Phasenposition des Sinus-Erregerstromes wird zusätzlich von einem elektrischen Signal gesteuert, das die relativen Phasen zwischen Rotor- und Statorfeld als Funktion der Geschwindigkeit und der Last variieren kann (Fig. 1A). Wie nachstehend noch genauer beschrieben, bewirkt diese Phasensteuerung, eine Änderung des Kommutationspunktes und erreicht damit eine Steuerung der Drehmomentkonstante K. (Drehmoment/Ampere) und der Gegen-EMK-Konstante K (Gegen-EMK/U/min.).
Der Stromkreis zur Erzeugung des Geschwindigkeits-Fehlersignals enthält den Arbeitsverstärker 27 (Fig. 1A), der ein Integrator mit hoher Verstärkung ist. Eine Bürste des Gleichstromtachometers 14 ist mit der Erde verbunden, während die andere mit dem Eingangsverstärker 27 über den Widerstand 20 am SummieranSchluß 24 verbunden ist. Der Ausgang 18 erhält ein Geschwindigkeitssignal in der Form

einer Analog-Spannung, deren Amplitude die gewünschte Motorgeschwindigkeit angibt und deren Polarität die gewünschte

Rotationsrichtung angibt. Der Ausgang 18 ist mit dem Eingang des Verstärkers 27 über den Widerstand 23 und den Summieranschluß 24 verbunden.

Eine Schaltung bestehend aus dem Widerstand 25 in Serie mit der Kapazität 26 liegt parallel zum Verstärker 27. Diese Schaltung verringert des Überschießen bei schnellem Wechseln der Rückkopplungsschaltung. Unter konstanten Arbeitsbedingungen wird der Ausgangs-strom der Verstärkers 27 in der Höhe gehalten, die dem zur Zeit gewünschten Arbeitspunkt entspricht.

Der Tachometer 14 arbeitet als Rückkopplungselement und macht fortlaufend Angaben über Drehgeschwindigkeit und Drehrichtung. Der Verstärker 27 und die benachbarten Bauteile bilden eine Summierschaltung, die das vom Tachometer 14 übermittelte Signal über die tatsächliche Drehgeschwindigkeit und -richtung mit der vom Ausgang 18 übermittelten gewünschten Geschwindigkeit und Richtung vergleicht und ein Differenz-Signal bewirkt, welches als "Geschwindigkeits-Fehlersignal" bezeichnet wird und die Amplitude des Erregerstromes und damit die Geschwindigkeit des Motors steuert.

Die Geschwindigkeit des Motors wird nach Art der Servoschleifenmethode automatisch gesteuert, so daß die tatsächliche Motorgeschwindigkeit weitgehend der gewünschten Motorgeschwindigkeit angenähert ist, wie diese durch das Geschwindigkeits-Kontrollsignal angegeben wird.

Sowohl das Geschwindigkeits-Fehlersignal als auch die Tachometerspannung werden absolut bewertet durch die Bewertungsschaltungen 21 und 22 (Fig. 1A) und dann den A/D Umwandlern 28 und 29 zugeführt. Die Ausgangssignaleder A/D Umwandler 28 und 29 sowie die Richtungsangabe vom Resolver-Digital-Umwandler 31 werden auf den Drehmomentwinkel PROM 38 gegeben (Fig. 1B). Wie in Fig. 3 dargestellt, wird durch die Zeile 3 das Drehmoment dargestellt, während die Zeile 7 die Geschwindigkeit und Zeile 1 die Richtung darstellen. So wird der Drehmomentwinkel als Funktion der Last,der Geschwindigkeit und der Drehrichtung eingestellt.

Selbstverständlich hängen Anzahl und Bewertung der Addressen des Drehmomentwinkel PROM 38 von den tatsächlichen Erfodernissen der kompletten Vorrichtung ab; nur eine Konfiguration ist hier im einzelnen dargestellt. So kann beispielsweise, wenn eine 10 Bit Auflösung nicht erforderlich ist, auf einfache Weise diese in eine 8 Bit Vorrichtung umgewandelt werden. Ebenfalls, wenn es besser ist, die Steuerung als Funktion des Drehmomentes zu steuern, können 5 Addressen-Leitungen zur Darstellung des Drehmomentes verwendet werden, und die übrigen 5 stellen die Rotationsgeschwindigkeit dar. Wie in Fig. 3 dargestellt, ergeben die in PROM 38 gespeicherten Drehmomentwinkelfaktoren ein Quadratur-Phasenverhältnis zwischen dem Rotorfeld und dem rotierenden magnetischen Statorfeld bei niedriger Geschwindigkeit und Last. Mit zunehmender Geschwindigkeit und/oder Last wird die Abhängigkeit entweder zu- oder abnehmen, je nach Rotationsriehtung, die durch den Richtungs-Bit vom R/D Umwandler 31 bestimmt wird. Die Phase kann bei maximaler Geschwindigkeit und Last relativ zur 0 Geschwindigkeit bis zu 90° verschoben werden. Da jeder gewünschte Drehmomentwinkelfaktor im RPOM 38 programmiert werden kann, braucht die Abhängigkeit zwischen Phase, Geschwindigkeit und Last nicht linear zu sein, sondern kann jede erwünschte Funktion sein. So enthält der Drehmomentwinkel PROM 38 eine Information, die, wenn sie mit der Rotorpositionsinformation vom R/D Konverter 31 verbunden wird, die optimale Position des magnetischen Statorvektors für jede gegebene Last und jede Geschwindigkeit bestimmt.

Der Resolver 15 ist von üblicher Bauart einschließlich einer Rotorwicklung und zwei Statorwicklungen in Quadratur. Die Rotorwicklung wird mit dem passenden Wechselsignal sin <-O , beispielsweise von 2500 Hertz, versorgt. Wenn © den Winkel zwischen Rotor und Stator des Resolvers be-

deutet, dann wird die Quadratur der Wicklungen ein Signal sin ^ sinound cos φ cos 60 aussenden.

Die Funktion des Resolvers und R/D Konverters 31 ist, in jedem Zeitpunkt ein Digitalwort zu ergeben, das der jeweiligen Winkelposition des Rotors entspricht. Unter Benutzung dieser Information wird dynamisch der magnetische Statorvektor bestimmt. Der Resolver 15 ist auf der Motorwelle montiert und wird von der Stromquelle 30 mit einem Sinus-förmigen Strom von 2500 Hz erregt. Die Ausgangsleistung des Resolvers 15 wird dem Digitalkonverter 31 zugeführt und ein 12 Bit Digitalwort erhalten, von dem in der vorliegenden Darstellung 10 Bit verwendet werden.

Diese 10 Bit stellen 2 einzelne Inkremente dar, so daß die Rotorposition mit einer Genauigkeit von 360/1024 oder 0,35 mechanischen Grad angegeben werden kann. Die 8 Bits höherer Ordnung des Konverters 31 werden mit 8 Bit des Drehmomentwinkel PROM 38 addiert unter Benutzung eines 8 Bit Digital-Addierers 32. Das 8 Bit Resultat des Addierers 32 gemeinsam mit den zwei am wenigsten bedeutungsvollen Bits des R/D Konverters 31 stellen die genaue magnetische Vektorposition für jede beliebige Rotorposition, -geschwindigkeit oder -drehmoment dar.

Die 10 Addressleitungen für die drei Sinuswellen PROMs 41, 42 und 43 sind mit den Werten von drei vollständigen Zyklen eines Sinuswelle programmiert. Drei Zyklen sind erforderlich für einen 6-Pol Motor, da für jede vollständige Um-5 drehung drei elektrische Zyklen erforderlich sind. Um eine Dreiphasenabhängigkeit herzustellen, werden die Sinuswellen-Werte in der B-Phase von PROM 42 und 120 elektrische Grad hinter der Α-Phase von PROM 41 sein, und ähnlich wird die C-Phase 24 0 elektrische Grad hinter der Α-Phase sein.

0 Das Ausgangssignal jeder Sinuswelle von den PROMs 41, 4 2 und 43 wird den multiplizierenden Digital-Analog-Konvertern 44, 45 und 46 zugeführt. Als Bezugsgröße für jeden der D/AKonverter 44, 45 und 4 6 wird das Geschwindigkeits-Fehlersignal vom Verstärker 27 benutzt. Jeder D/A Konverter 44, 45 und 46 multipliziert das Bezugssignal mit den Digitalwerten der Sinuswellen von jedem PROM 41, 4 2 und 4 3 und erzeugt eine Analog-Ausgangsspannung, die beiden proportional ist.

Die Arbeitsweise der Vorrichtung nach der Erfindung wird nachstehend kurz zusammengefaßt.

Wenn der Resolver 15 eine vollständige Umdrehung macht, wird ein Folge von Addressen hergestellt, die den drei Sinuswellen PROMS 41, 4 2 und 43 zugeführt werden. Bas ergibt eine sinusförmige Spannung am Ausgang von jedem D/A Konverter 44, 45 und 46. Diese drei sinusförmigen Spannungen sind jeweils um 120° verschoben und ihre Frequenz entspricht der dreifachen Motorfrequenz. Die Amplituden der Sinusschwingungen sind alle gleich und variieren proportional zum Geschwindigkeits-Ausgangssignal. Das Sinuswellen-Ausgangssignal eines jeden D/A Konverters 44, 45 und 46 wird als Steuerstrom für den Stromkreis benutzt. (Fig. 1C).

Das sinusförmige Ausgangssignal vom DAC 44 wird auf einen Impulsbreite-Modulator 51 gegeben, der einen impulsbreitenmodulierten Strom der Wicklung 11A des Motors zuführt. Die Amplitude des Erregerstromes wird durch den Stromkreis 52 gesteuert.

Das Ausgangssignal vom DAC 44 ist mit dem Eingang des Arbeitsverstärkers 53 über den Widerstand 54 und die Summierverbindung 55 verbunden. Eine Schaltung bestehend aus dem in Reihe geschalteten Widerstand 56 mit der Kapazität 57 parallel mit dem Widerstand 58 ist parallel zum Arbeitsveratärker 53 verbunden. Der Verstärker-Ausgang ist mit dem negativen Eingang des Komparators 63 und mit dem positiven Eingang des Komparators 60 verbunden. Der Ausgang des Komparators 60 ist mit der Basis des Transistors 62 über den Basisverstärker 61 verbunden. Der Ausgang von Komparator 63 ist mit der Basis des Transistors 65 über die Basis des Antriebsverstärkers 64 verbunden.

Die Transistoren 62 und 65 sind beide NPN Transistoren, ausgewählt für die Stromsteuerung des zu steuernden Motors. Der Kollektor von Transistor 62 ist mit einer +360 V Versorgungsquelle verbunden, während der Emitter hiervon durch den Induktor 68 mit der Wicklung 11A verbunden ist. Der Kollektor von Transistor 65 ist ebenfalls mit der Wick-

lung 11A durch den Induktor 68 verbunden, während der Emitter von Transistor 65 auf Erde liegt. Ist der Transistor 62 leitend, ist die Wicklung 11A mit der positiven Stromquelle verbunden, wenn der Transistor leitend ist, liegt die Wicklung auf Erde. Der Induktor 68 in Serie mit der Motorwicklung bewirkt die Abnahme der Stromwelligkeit und die damit verbundene Aufheizung des Motors. Der gemeinsame Leiter von Transistor 62 und 65 zum Induktor 68 geht durch einen Ferritkern 6 6 mit einem eingebetteten, linearen Halleffekt-Detektor. Dieser ist so angeordnet, daß er den magnetischen Fluß im Kern feststellt. Der Halldetektor ist mit einem Stromtastverstärker 67 verbunden. Wenn der Strom durch den Leiter geht, bewirkt er einen magnetischen Fluß im Kern 66, der vom Halldetektor aufgefaßt wird, und der Verstärker produziert ein dem Strom entsprechendes Ausgangssignal.

Der Ausgangsverstärker 67 bewirkt die Rückkopplung zur Summierverbindung 55 und schließt so den Stromkreis. Genauer gesagt, ist der Ausgang des Verstärkers mit der Summierverbindung 55 über eine Schaltung verbunden, die in Serie geschaltet den Widerstand 70 und die Kapazität 71 und parallel den Widerstand 72 enthält.

Diese Schaltung sieht in gewissem Umfang schnelle Wechsel vorher und reduziert das Überschießen und Klingeln in der Steuerschleife.

Der Impulsbreite-Modulator (PWM) 51 mit den Komparatoren 60 und 63, erhält ein Dreieck-Signal vom Dreiecks-Wellen-Generator 80, der eine entsprechend hohe Wiederholungsrate, wie beispielsweise 2 KHz und einen Bereich von Spitze zu Spitze +5V bis -5V hat. Die dreieckige Wellenform wird um 1 V verschoben von einer Verschiebungsschaltung 81, um eine Dreieckswellenform herzustellen, welche von Spitze zu Spitze +6V bis -4V aufweist, die auf den negativen Eingang des Komparators 60 gelegt wird. Die Dreiecks-Wellenform des 5 Generators 80 geht ebenfalls durch die -1V Verschiebungsschaltung 82, um eine Dreieckswellenform mit +4V bis -6V von Spitze zu Spitze zu erzeugen, die dem positiven Eingang

des Komparators 63 zugeführt wird.

Die Arbeitsweise des Impulsbreite-Modulators wird in Fig. 2 dargestellt, die die zwei versetzten Dreieckswellen zeigt, die auf den Komparator 60 und 63 gegeben sind.

Hat das verwendete Signal (Ausgangssignal des Verstärkers 53, Fig. 1C) einen Wert von +2V, wie beispielsweise links in Fig. 2 dargestellt, so stellt der Komparator 63 ein Logic 1 Ausgangs signal für das Intervall t.. her, in welchem das angewendete Signal negativer ist als die Dreieckswelle. Während dieses Intervalls t₁ leitet der Transistor 65 (Fig. 1C). Während des verbleibenden Zeitraumes des Dreieckswellen-Zyklus gibt der Komparator ein Ausgangssignal Logic 0, und der Transistor 65 ist nicht leitend.

Der Komparator 60 andererseits gibt ein Signal Logic 1 während des Intervalls t~, wenn das verwendete Signal positiver ist als die Dreieckswelle und der Transistor wird leitend. Während des übrigen Zeitraumes bis zur Beendigung des Zyklus ist der Transistor 62 nicht leitend, da das angewendete Signal positiver ist als das Dreieckswellensignal.

Ein weiteres Beispiel ist rechts in Fig. 2 dargestellt. Hier hat das angewendete Signal den Wert von -3V. Unter diesen Umständen gibt der Komparator 63 ein Logic 1 Ausgangssignal, um den Transistor 65 während des Intervalls t^ leitfähig zu machen, während der Komparator 60 ein Logic Signal während des Intervalls t. produziert; während des Intervalls t. ist der Transistor 62 leitend. Danach kann leicht ersehen werden, daß, je positiver das Signal ist, das dem Transistor 62 zugeführt wird, welcher die Wicklung mit der positiven Stromquelle verbindet, um so länger die Verbindung bestehen bleibt; hingegen der Transistor 65, der die Wicklung mit der Erde verbindet, um so kürzer leitfähig ist. Entsprechend bewirken positivere Spannungen stärkere Wicklungsströme, und andererseits, wenn das angewendete Signal mehr negativ wird, nimmt die leitfähige Phase des Transistors 65 zu und die leitfähige

Phase des Transistors 62 nimmt entsprechend ab. Demgemäß wird die Wicklung für entsprechend längerer Zeit an Erde gelegt, und der Wicklungsstrom nimmt entsprechend ah. Bei der Fig. 2 sollte beachtet werden, daß zwischen den Zeiten, in denen zwei Transistoren in der leitfähigen Phase sind, immer ein gewisser zeitlicher Zwischenraum besteht. Dieses Intervall kommt durch die Spannungsverschiebungen zustande, wie sie durch die Schaltkreise 81 und 82 bedingt werden. Dieses kurze Intervall stellt sicher, daß die beiden Transistoren niemals gleichzeitig leitfähig werden, was einen Kurzschluß der Stromversorgungsquelle bewirken würde.

So wird die Stromversorgung der Wicklungen durch den Stromkreis 52 so gesteuert, daß der Strom stets proportional dem am DAC 44 erscheinenden Ausgangssignal ist. Nimmt das Ausgangssignal am DAC 44 zu, so nimmt auch das Ausgangssignal am Verstärker 53 zu und verlängert somit das Leitfähigkeits-Intervall des Transistors 62 und damit den Wicklungsstrom. Die Stromzunahme wird vom Verstärker 67 aufgefaßt, der ein verstärktes Rückkopplungssignal dem Verstärker 53 zuführt, um die Zunahme auf den Wert zu begrenzem, der dem angelegten Potential entspricht. Ähnlich bilden die Komponenten 91 bis 112 einen Steuerkreis, der die Wicklung 11B mit der proportional synthetisierten Spannung versorgt, welche am Ausgang von DAC aufscheint; und die Bauteile 121 bis 142 bilden einen Steuerkreis, der die Wicklung 11C mit Strom versorgt, der proportional mit der synthetisierten Spannung am DAC 4 6 ist. (Fig. 1C).

Claims

403-047 2ß· '

HENKEL, PFENNING FEILER

HÄNZEL& MEINiG

KURFÜRSTENDAMM 170

1000 BERLIN 15

Steuerungsvorrichtung für bürstenlose Synchronmotoren mit Drehmomentwinke1-Steuerung

Patentansprüche:

2oT 1. J Vorrichtung zum Steuern eines Elektromotors mit Statorwicklungen und einem Rotor, dadurch g e kenzeichnet, daß diese eine Einrichtung aufweist, die ein von der Rotorposition in Bezug auf den Stator abhängiges Signal liefert, und eine Einrichtung zum Ableiten eines Geschwindigkeits-abhängigen Signals, und eine weitere Einrichtung zum Ableiten eines Last-abhängigen Signals, und daß diese weiterhin eine Speichervorrichtung zum Speichern des Drehmomentwinkelwertes aufweist sowie eine Vorrichtung zur Auswahl des Drehmomentwinkelfaktors als Funktion des genannten Rotorgeschwindigkeits- sowie Lastabhängigen Signals, und daß der Wert des ausgewählten Drehmomentwinke!faktors zum Rotorpositions-abhängigen Signal addiert wird, um derart einen Wert des Erregerstrompositionsvektorsignals zu erhalten, und eine Stromversorgung, die einen sinusförmigen Erregerstrom liefert, der den Wicklungen zugeführt wird un d proportional zu den integrierten Sinuswerten, die entsprechend dem Sinus-Erregerstrompositionsvektorsignal ausgewählt,wurden,ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese weiterhin eine Einrichtung zum Auffassen des Steuersignals der erwünschten Rotorgeschwindigkeit enthält.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß diese eine Einrichtung enthält, die ein von der Motorlast abhängiges Signal liefert, sowie eine solche, die ein vom Vergleich der gewünschten mit der tatsächlichen Rotorgeschwindigkeit abhängiges Fehlersignal, das indikativ für die Motorlast ist, liefert.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Speichereinrichtung auf die Absolutwerte der Last sowie auf das Geschwindigkeitssignal anspricht.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung auf die vom Positionsindikator gelieferten Signale anspricht.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungswerte des sinusförmigen Erregerstromes durch Integration aus zuvor aufgezeichneten Sinuswerten entsprechend dem Erregerstromvektorpositionssignal und dem des Positionssignals ausgewählt wurden.