DE3121173C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für die Phasenanschnittssteuerung eines elektronischen Schalters nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Schaltungsanordnung für die Phasenanschnittssteuerung eines elektronischen Schalters ist aus der DE-AS 26 29 831 bekannt. Es handelt sich dabei um eine monolithisch integrierte Schaltung, bei welcher der äußere Beschaltungsaufwand durch nur einen zeitbestimmenden Kondensator für den eine Rampenspannung bzw. eine Sägezahnspannung erzeugenden Sägezahngenerator einerseits und für die Zündimpulsbildung andererseits gering gehalten ist.

Um bei dieser Schaltungsanordnung mit dem einen Kondensator zusätzlich geeignete Zündimpulse für einen einer Last vorgeschalteten Leitungsschalter zu erzeugen, sind für den Kondensator im RC-Zeitglied zwei ladende Konstantstromquellen vorgesehen, wobei zum Festlegen des Zündimpulszeitpunktes der Kondensator bei Erreichen eines Schwellwertes über einen Komparator schnell entladen und gleichzeitig ein den Zündimpuls lieferndes Speicher-Flip-Flop gesetzt wird. Durch dieses Flip-Flop wird zum einen die zweite Konstantstromquelle auf den Kondensator geschaltet und zum anderen eine intern vorgegebene Referenzspannung auf den Komparator gegeben, wobei dann der Kondensator durch die beiden Konstantstromquellen aufgeladen und bei Erreichen der Referenzspannung entladen wird, wodurch das Speicher-Flip-Flop zurückgesetzt und die zweite Konstantstromquelle abgeschaltet werden, während die Referenzspannung noch bis zum Nulldurchgang des die Last speisenden Netzes am Komparator ansteht.

Nachteilig bei dieser Schaltungsanordnung ist noch, daß zwei Konstantströme erforderlich sind, nämlich der die Steigung der Rampen- bzw. Sägezahnspannung bestimmende Konstantstrom und der die Referenzspannung bestimmende Konstantstrom, wodurch die Schaltungsanordnung relativ aufwendig wird, Umladeverluste bei den Ladungsvorgängen durch die beiden Konstantstromquellen auftreten und - wegen der notwendigen schnellen Umladungen bei steilen Flanken - Störungen auftreten können.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, die weniger aufwendig sowie verlust- und störungsärmer ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruches 1 gelöst.

Eine solche Schaltungsanordnung besitzt den Vorteil, daß weniger Umladeverluste und -störungen auftreten und eine Schaltungsvereinfachung gegeben ist, weil bei zur Steuerspannung proportionalem Entladestrom die Dauer des den elektronischen Schalter ansteuernden Impulses konstant bleibt und Schwankungen der Steuerspannung praktisch keine Rolle spielen.

Zweckmäßige Weiterbildungen sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsformen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein detailliertes Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung; und

Fig. 2 ein Signaldiagramm von in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auftretenden Signalen.

Bei der bevorzugt anzuwendenden Realisierung gemäß Fig. 1 in bipolarer Halbleitertechnik liegen die beiden Anschlüsse für die Netzwechselspannung N an der Serienschaltung der Stromstrecke eines Triacs S mit einem Vorwiderstand 25, während die Zündelektrode des Triacs S vom Ausgang eines Verstärkers 23 - ggf. über einen Widerstand 24 - gesteuert wird. Der Verstärker 23 seinerseits liegt mit seinem Eingang an dem die Zündimpulse liefernden Signalausgang einer Logik L, der durch den Q-Ausgang eines esten RS-Flip-Flops 20 gegeben ist.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, hat man im Falle einer Schaltung gemäß der Erfindung zunächst einen Impulsformer IF, der durch die Nulldurchgänge der Netzwechselspannung N gesteuert wird und im unmittelbaren Anschluß an je einen der Nulldurchgänge je einen Triggerimpuls tr erzeugt, der über eine Logik an den einen Steuereingang des entsprechend ausgestalteten Sägezahngenerators SZ gelegt ist. Jedesmal beim Auftreten eines Triggerimpulses tr am Eingang des Sägezahngenerators SZ beginnt die Ladung des die Amplitude des Sägezahnimpulses s bestimmenden Kondensators c im Sägezahngenerator und somit die steigende Flanke des Sägezahnimpulses s.

Die Sägezahnimpulse s werden im Komparator K mit der extern zugeführten und am Referenzeingang des Komparators liegenden Steuerspannung U _ST verglichen. Der Komparator K ist so ausgebildet, daß er bei Gleichheit von Signalspannung s und Steuerspannung U _ST ein Signal abgibt. Dieses steuert im Falle der Schaltung gemäß Fig. 1 über die Logik L und den Verstärker 23 die Zündelektrode des elektronischen Schalters S, insbesondere eines Triacs, durch, und zwar solange, bis der Kondensator C durch den zusätzlichen Schaltungsteil SZS bis zum unteren Pegel entladen und das erste RS-Flip-Flop 20 rückgesetzt ist.

Allgemein werden bei einer Schaltung gemäß der Erfindung die vom Komparator K abgegebenen Signale an die Logik L gegeben, welche einerseits die an die Zündelektrode des elektronischen Schalters S zu legenden Zündimpulse Z liefert und die außerdem eine zusätzliche Steuerfunktion am Sägezahngenerator SZ ausübt. Außerdem wird der Sägezahngenerator SZ in Abhängigkeit von der Steuerspannung U _ST über den zusätzlichen Schaltungsteil SZS gesteuert, welcher für fallende Flanken mit zeitlich konstanter Dauer der Sägezahnimpulse s sorgt, und zwar unabhängig vom Wert der Steuerspannung U _ST .

Eine Ausgestaltung für den der zusätzlichen Steuerung des Sägezahngenerators dienenden Schaltungsteil SZS sowie eine Ausgestaltung der Logik L ist anhand der Fig. 1 vorgestellt worden. Die Logik L ist so ausgestaltet, daß sie aufgrund ihrer Einwirkung auf den Sägezahngenerator SZ dafür sorgt, daß die Höhe des unteren Pegels des Sägezahnsignals zeitlich konstant eingestellt ist und damit das aus dem Diagramm gemäß Fig. 2c ersichtliche Verhalten des Sägezahnsignals erreicht wird.

Die variable Steuerspannung U _ST ist ein Maß für den Phasenwinkel, bei dem der Triac S gezündet werden soll. Da der Triac bei jedem Nulldurchgang der Netzspannung N wieder löscht, läßt sich über die Steuerspannung U _ST die Leistung an dem in Fig. 1 nicht eingezeichneten, bezüglich der beiden Anschlüsse der Netzwechselspannung N und dem Strompfad des Triacs S in Reihe geschalteten Verbraucher kontinuierlich einstellen.

Außerdem dient die Netzwechselspannung N zur Beaufschlagung eines Impulsformers IF sowie eines der Versorgungsspannung VES dienenden Schaltungsteils. Der Impulsformer IF kann z. B. durch einen Schmitt-Trigger gegeben sein.

In dem aus Fig. 1 ersichtlichen Fall ist als Impulsformer IF eine aus zwei pnp-Transistoren sowie einem npn-Transistor sowie zwei Widerständen bestehende Schaltungskombination verwendet. Der Eingang dieses Impulsformers IF liegt am unteren Anschluß für die Netzwechselspannung N, während der obere Anschluß an Masse, also an dem das Bezugspotential der Versorgungsspannungsquelle 29 für die Schaltung führenden Anschluß liegt. Der Eingang des Impulsformers IF ist durch einen Widerstand r′ gegeben, der an den Emitter eines vierten pnp-Transistors 1′ sowie an die Basis und an einen Kollektor eines dritten pnp-Transistors 1⁺ führt. Der vierte pnp-Transistor 1′ liegt mit seiner Basis an dem vom Bezugspotential verschiedenen Gleichspannungs-Versorgungspotential VES. Der dritte pnp-Transistor 1⁺ des Impulsformers IF hat neben dem bereits genannten und an der Basis des dritten pnp-Transistors 1⁺ liegenden Kollektor noch einen weiteren Kollektor, der mit dem Kollektor des vierten pnp-Transistors 1′ gemeinsam über einen Widerstand r an Masse, also am Bezugspotential liegt und außerdem mit der Basis des fünften npn-Transistors 1 des Impulsformers IF verbunden ist. Der Emitter des zweiten pnp-Transistors 1⁺ des Impulsformers IF liegt ebenfalls am ersten Versorgungspotential VES der Versorgungsspannungsquelle 29.

Der Emitter des fünften npn-Transistors 1 des Impulsformers IF ist mit Masse verbunden, während sein Kollektor den Signalausgang des Impulsformers IF bildet und zur Steuerung der Logik L vorgesehen ist.

Der Ausgang des Impulsformers IF, d. h. also der Kollektor des fünften npn-Transistors 1, liegt sowohl am Eingang eines zweiten Inverters 2 als auch am Eingang eines vierten NAND-Gatters 3. Der Inverter 2 dient zur Steuerung eines dritten NAND- Gatters 6, dessen zweiter Eingang durch den nichtinvertierenden Ausgang, also dem Ausgang Q, eines zweiten RS-Flip- Flops 4 gesteuert ist. Der Ausgang des vierten NAND-Gatters 3 liegt am Setzeingang des RS-Flip-Flops 4. Hinsichtlich der Steuerung des zweiten Eingangs des vierten NAND-Gatters 3 sowie des Rücksetzeingangs des zweiten RS-Flip-Flops werden weiter unten noch Einzelheiten gebracht.

Das im letzten Absatz genannte dritte NAND-Gatter 6 bildet die Verbindung zwischen der Logik L und einem Sägezahngenerator SZ. Dieser besteht aus einem über eine erste Konstantstromquelle 13 aufzuladenden Kondensator C und einem als Entladewiderstand wirkenden ersten npn-Transistor 8, dessen Kollektor an dem einen Anschluß des Kondensators C und dessen Emitter gemeinsam mit dem anderen Anschluß des Kondensators C am Bezugspotential der Schaltung liegt. Die Basis des ersten npn-Transistors 8 ist mit dem Ausgang des bereits genannten dritten NAND-Gatters 6 verbunden.

Die Basis des ersten npn-Transistors 8 im Sägezahngenerator SZ liegt außerdem an der Basis und am Kollektor eines vierten - mit seinem Emitter am Bezugspotential liegenden - npn-Transistors 7. Sie ist außerdem über einen Widerstand 9 mit dem Emitter eines dritten npn-Transistors 12 verbunden, dessen Kollektor an dem Versorgungspotential VES liegt. Letzteres ist, wie aus Fig. 1 ersichtlich, außerdem für die Versorgung der die Aufladung des Kondensators C bewirkenden ersten Konstantstromquelle 13, einer zweiten Konstantstromquelle 11, der Transistoren in den übrigen Teilen der Schaltung, dem Verstärker 23, den Teilen der der Logik L usw., zuständig.

Die soeben genannte zweite Konstantstromquelle 11 ist an die Basis des bereits genannten dritten npn-Transistors 12 sowie an den Emitter eines zweiten pnp-Transistors 10 gelegt, dessen Kollektor am Bezugspotential und dessen Basis an der Klemme für eine Steuerspannung U _ST liegt. Diese wird über diese Klemme und dem Anschluß für das Bezugspotential zugeführt. Ein aus den Transistoren 10, 12 und 7 sowie aus der zweiten Konstantstromquelle 11 bestehender zusätzlicher Schaltungsteil SZS sorgt dafür, daß die fallenden Flanken der vom Sägezahngenerator SZ gelieferten, in Fig. 2c als Funktion der Zeit t aufgetragene Sägezahnimpulse s zeitlich konstante Flanken erhalten.

Ein zweiter npn-Transistor 14 liegt im Sägezahngenerator SZ mit seinem Emitter an dem mit dem Kollektor des zur Entladung vorgesehenen ersten npn-Transistors 8 verbundenen Anschluß des Kondensators C sowie mit seiner Basis an dem einen Anschluß einer Konstantspannungsquelle 15 bzw. mit seinem Kollektor sowohl an einem Kollektor als auch an der Basis eines ersten pnp-Transistors 16, dessen Emitter unmittelbar durch das Versorgungspotential VES beaufschlagt ist. Der zuletzt eingeführte erste pnp-Transistor 16 liegt außerdem mit einem zweiten Kollektor einerseits über einen Widerstand 17 am Bezugspotential und andererseits am Eingang eines zur Logik L gehörenden dritten Inverters 18, über den eine Rückkopplung des Sägezahngenerators SZ auf die Logik L erfolgt. Diese Rückkopplung dient dem Zweck, daß nach dem Erreichen der unteren Sägezahnschwelle der Steuerimpuls Z gemäß Fig. 2d für den Triac S beendet wird.

Der dritte Inverter 18 am Rückkopplungseingang der Logik L liegt am Reseteingang eines ersten RS-Flip-Flops 20, dessen Setzeingang vom Komparator K her gesteuert wird. Der Ausgang des dritten Inverters 18 liegt außerdem an einem fünften NAND-Gatter 21 sowie am Eingang eines vierten Inverters 19 der Logik L. Der Ausgang dieses vierten Inverters 19 steuert den zweiten Eingang des zu Beginn der Beschreibung der Logik L genannten und zum Setzeingang des zweiten RS-Flip-Flops 4 führenden vierten NAND-Gatters 3.

Der Komparator K ist durch einen Operationsverstärker gegeben, dessen invertierender Eingang "-" durch die bereits genannte Klemme für die Steuerspannung U _ST beaufschlagt ist, während sein nichtinvertierender Eingang "+" mit dem - nicht am Bezugspotential liegenden - Anschluß des Kondensators C im Sägezahngenerator SZ und damit mit dem Kollektor des ersten npn- Transistors 8 verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K ist an einen Eingang eines ersten NAND-Gatters 30 gelegt, dessen Ausgang an den Setzeingang des ersten RS-Flip-Flops 20 und dessen zweiter Eingang an den Ausgang des dritten Inverters 18 angeschlossen ist.

Der Ausgang des Komparators K ist über ein drittes NAND-Gatter 30 an den Setzeingang des ersten RS-Flip-Flops 20 gelegt. Das im Zusammenhang mit dem Ausgang des dritten Inverters 18 am Rückkopplungseingang der Logik L bereits erwähnte fünfte NAND-Gatter 21 der Logik L wird an seinem zweiten Eingang durch den Ausgang des Impulsgenerators IF, also dem Kollektor des fünften npn-Transistors 1, unmittelbar gesteuert und steuert seinerseits den einen Eingang eines zweiten NAND-Gatters 22, dessen anderer Eingang am invertierenden Ausgang des ersten RS-Flip-Flops 20 liegt und dessen Ausgang über einen ersten Inverter 5 den Reseteingang des zweiten Flip-Flops 4 beaufschlagt. Der nichtinvertierende Ausgang Q des zweiten RS-Flip-Flops 20 bildet den die Zündimpulse an den Verstärker 23 liefernden Signalausgang der Logik L. Der invertierende Ausgang des zweiten RS-Flip-Flops 4 ist in der Schaltung nicht verwendet.

Zur Erzeugung der Versorgungsspannung VES liegen die beiden Anschlüsse der Netzwechselspannung N an einem gleichrichtenden Schaltungsteil VES, der über den Widerstand 26 und eine Diode 27 versorgt und außerdem über einen weiteren Kondensator 28 stabilisiert ist. Ein solcher zur Gleichspannungsversorgung der Schaltung aus der Netzwechselspannung N dienender Kondensator 28 ist auch bei den bekannten Stellungen verständlicherweise unentbehrlich. Die Spannungsversorgung der insbesondere als IS realisierten Schaltung ist z. B. durch eine nach dem Prinzip der sog. Bandgapspannungsquelle aufgebaute Konstantspannungsquelle gegeben und zeigt deshalb nur geringe Schwankungen der von ihr gelieferten Versorgungs-Gleichspannung über Last und Temperatur. Für die erste und zweite Konstantstromquelle 13 und 11 werden z. B. Stromspiegel und für die Konstantspannungsquelle 15 die über einen Spannungsteiler arbeitende Konstantspannungsquelle 29 verwendet.

In Fig. 2 ist das Impulsdiagramm einer Schaltung gemäß der Erfindung gezeigt. Durch die Erfindung soll erreicht werden, daß die Dauer si des Zündimpulses Z unabhängig von der Größe des Phasenanschnittswinkels (vgl. Diagramm c in Fig. 2) wird. Diese Forderung wird dadurch erfüllt, daß der Entladestrom des Kondensators C durch den zusätzlichen Schaltungsteil SZS proportional zur Steuerspannung U _ST gehalten wird.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung für die Phasenanschnittsteuerung eines elektronischen Schalters für die an einen Verbraucher zu legende Netzwechselspannung, bei der ein einerseits durch einen Sägezahngenerator und andererseits durch eine Steuerspannung beaufschlagter Komparator für die Einstellung eines den elektronischen Schalter steuernden Schaltungsteils vorgesehen ist, bei der außerdem die an den Verbraucher zu legende Netzwechselspannung zur Steuerung eines den Sägezahngenerator schaltenden Impulsformers dient, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des durch einen Operationsverstärker gegebenen Komparators (K) an den einen Eingang eines ersten NAND-Gatters (30) und der Ausgang dieses NAND-Gatters (30) an den Setzeingang ( ) eines ersten RS-Flip-Flops (20) gelegt ist, dessen nichtinvertierender Ausgang (Q) für die Steuerung des elektronischen Schalters (S) vorgesehen ist, daß dabei der invertierende Ausgang ( ) des ersten RS-Flip-Flops (20) an den einen Eingang eines zweiten NAND-Gatters (22) gelegt ist, dessen Ausgang über einen ersten Inverter (5) am Reseteingang ( ) eines zweiten RS-Flip-Flops (4) liegt, daß ferner der Ausgang des von der Wechselspannung (N) beaufschlagten Impulsformers (IF) über einen zweiten Inverter (2) sowie der nicht invertierende Ausgang (Q) des zweiten RS-Flip- Flops (4) zur Steuerung jeweils eines Eingangs eines zum Sägezahngenerator (SZ) führenden dritten NAND-Gatters (6) und außerdem der Ausgang des Impulsformers (IF) über ein viertes NAND-Gatter (3) zur Steuerung des Setzeingangs ( ) des zweiten RS-Flip-Flops (4) vorgesehen sind, daß ein vom Sägezahngenerator (SZ) gesteuerter und von einem dritten Inverter (18) gebildeter Rückkopplungseingang vorgesehen und der Ausgang dieses dritten Inverters (18) einerseits an den Reseteingang ( ) des ersten RS-Flip-Flops (20) und andererseits an den einen Eingang eines fünften NAND-Gatters (21) sowie an einen zweiten Eingang des ersten NAND-Gatters (30) gelegt ist, und daß schließlich der Ausgang des dritten Inverters (18) über einen vierten Inverter (19) mit einem zweiten Eingang des vierten NAND-Gatters (3) verbunden ist, daß der Ausgang des Impulsformers (IF) mit dem zweiten Eingang des fünften NAND-Gatters (21) verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C) des Sägezahngenerators (SZ) einerseits am Bezugspotential (Masse) der Schaltung und andererseits an einer durch ein von der Netzwechselspannung (N) abgeleitetes Versorgungspotential (VES) betriebenen ersten Konstantstromquelle (13) liegt, daß dabei der mit der ersten Konstantstromquelle (13) verbundene Kondensatoranschluß einerseits am nichtinvertierenden Eingang ("+") des Komparators (K) und andererseits am Kollektor eines mit seinem Emitter am Bezugspotential liegenden ersten npn-Transistors (8) liegt, dessen Basis am Signalausgang des dritten NAND-Gatters (6) liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der Konstantstromquelle (13) verbundene Anschluß des Kondensators (C) im Sägezahngenerator (SZ) mit dem Emitter eines zweiten npn-Transistors (14) verbunden ist, dessen Basis über eine Konstantspannungsquelle (15) am Bezugspotential liegt und dessen Kollektor einerseits mit einem Kollektor und der Basis eines mit seinem Emitter an einem von der Netzwechselspannung (N) abgeleiteten Gleichspannungs-Versorgungspotential (VES) liegenden ersten pnp-Transistors (16) verbunden ist, während er andererseits den zum dritten Inverter (18) führenden Rückkopplungsausgang des Sägezahngenerators bildet und über einen Widerstand (17) an das Bezugspotential gelegt ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Beaufschlagung des Komparators (K) vorgesehene Steuerspannung (U _ST ) einerseits an den invertierenden Eingang ("-") des als Operationsverstärker ausgebildeten Komparators (K) gelegt ist, und andererseits zwecks zusätzlicher Steuerung des Sägezahngenerators (SZ) in dem zu diesem Zweck vorgesehenen zusätzlichen Schaltungsteil (SZS) an die Basis eines zweiten pnp- Transistors (10) gelegt ist, dessen Emitter über eine zweite Konstantstromquelle (11) an dem von der Netzwechselspannung (N) abgeleiteten Versorgungspotential (VES) und dessen Kollektor am Bezugspotential (Masse) liegt, daß dabei der Emitter dieses zweiten pnp-Transistors (10) an der Basis eines dritten npn-Transistors (12) liegt, dessen Kollektor an dem besagten Versorgungspotential (VES) und dessen Emitter über einen Widerstand (9) an der Basis des den Entladetransistor im Sägezahngenerator (SZ) bildenden ersten npn-Transistors (8) liegt, und daß schließlich noch ein vierter npn-Transistor (7) mit seiner Basis und seinem Kollektor mit der Basis des Entladetransistors (8) und mit seinem Emitter mit dem Bezugspotential (Masse) verbunden ist.