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Titel: Spannungsregler
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Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Stabilisierung von Gleichspannungen
(kurz Spannungsregler), insbesondere von Versorgungsspannungen in elektrischen und
elektronischen Geräten.
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Dabei wird eine wenig konstante und/oder von Wechselspannungen überlagerte
Gleichspannung an den eingang der Schaltung gelegt, während an ihrem Ausgang die
stabilisierte und wechselspannungsfreie Ausgangsgleichspannung zur Verfügung steht.
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Bisher bekannt gewordene Schaltungen, die zur erfüllung dieser Aufgabe
diskrete Bauelemente verwenden, liefern entweder bei Verwendung weniger Bauteile
unbefriedigende technische Daten oder sie erfordern zur Erzielung guter Daten einen
hohen Aufwand. Bei integrierten Spannungsreglern spielt die Zahl der integrierten
Bauelemente nur eine untergeordnete Rolle, so daß sie bei gleichen Kosten günstigere
Daten liefern, trotzdem weisen auch sie einige typische Mängel auf. So benötigen
universell einsetzbare integrierte Spannungsregler neben dem Spannungsteiler zur
Einstellung der Ausgangs spannung normalerweise noch einen Siebkondensator am Ausgang,
einen Kondensator zur Phasenkompensation und evtl. einen Widerstand zur Einstellung
der Strombegrenzung. Für größere Leistungen wird zusätzlich ein Leistungstransistor,
evtl. mit Kühlblech, benötigt.
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Somit geht ein wesentlicher Vorteil von integrierten Schaltungen,
nämlich die Möglichkeit, eine Aufgabe durch Verwendung nur eines Bauteils zu lösen,
teilweise wieder verloren. Integrierte Festspannungsregler benötigen meist keine
äußere Beschaltung und können auch größere Leistungen liefern, sie sind jedoch teurer,
legen den Anwender auf eine begrenzte Zahl von vorgegebenen Spannungen fest und
weisen schlechtere Regeleigenschaften auf. Darüber hinaus benötigen alle bisher
bekannt gewordenen integrierten Spannungsregler (insbesondere für eine gute Brummunterdrückung,
wobei 50 bis 70 dB übliche Werte sind) eine relativ hohe Spannungsdifferenz zwischen
Ein- und Ausgang, was eine entsprechend hohe Verlustleistung zur Folge hat.
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Aufgabe der erfindung ist es, eine Schaltung für einen Spannungsregler
anzugeben, die sich leicht an den jeweiligen Verwendungszweck optimal anpassen läßt
und sich durch hohe Brummunterdrückung (80 dB oder mehr), niedrige Spannungsdifferenz
zwischen in- und Augang (bis herab zur Sättigungsspannung des Serienregeltransistors
von etwa 0,5 V) und minimalen Bedarf an Bauelementen auszeichnet, wobei ausschließlich
preisgünstige Standardbauelemente verwendet werden. Die Schaltung eignet sich vorwiegend
als fest eingebautes Stromversorgungsteil in elektronischen Geräten, sie kann bei
entsprechender Erweiterung aber auch in Labornetzgeräten eingesetzt werden, die
einen großen Variationsbereich für Strom und Spannung aufweisen müssen.
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Die Aufgabe wird mit einer Serienregelschaltung gelöst, wie sie auch
in den meisten bekannten Spannungsreglern benutzt wird.
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Die grundsätzliche Wirkungsweise geht aus Fig. 1 hervor: Der Laststrom
1a fließt durch den Serienregeltransistor Tg, der vom Differenzverstärker DV so
gesteuert wird, daß die vom Laststrom am Lastwiderstand Ra erzeugte Spannung Ua
konstant bleibt. Ein Teil U2 der Ausgangsspannung Ua wird über den Spannungsteiler
R1 und R2 auf einen Eingang des Differenzverstärkers zurückgeführt, während am anderen
Eingang die von der Bezugsspannungsquelle BSQ gelieferte konstante Bezugsspannung
Uz liegt. Weicht die Ausgangsspannung von ihrem Sollwert ab, so weicht auch die
Teilspannung U2 von der Bezugsspannung Uz ab. Diese Spannungsdifferenz wird vom
Differenzverstärker verstärkt und dient zur Steuerung des Transistors T3, so daß
die Abweichung der Ausgangsspannung von ihrem Sollwert weitgehend wieder rückgängig
gemacht wird.
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Die Schaltung in Fig. 1 stellt einen Proportionalregler dar, dessen
Regelgröße die Ausgangsspannung Ua ist. Im allgemeinen können Proportionalregler
eine Abweichung ihrer Regelgröße vom Sollwert nicht vollständig ausregeln, sondern
es bleibt eine Restabweichung übrig, die notwendig ist, um die zur Steuerung des
Stellgliedes (identisch mit T) erforderliche Spannungsdifferenz am Eingang des Differenzverstärkers
aufrecht zu halten. Um die Restabweichung zu null zu machen, müßte die Verstärkung
des Differenzverstärkers unendlich groß sein, wodurch die Schaltung instabil würde.
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Die vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß sie entgegen
dieser bei anderen Proportionalreglern gültigen Beschränkung einen unendlich hohen
Verstärkungsfaktor ermöglicht.
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Die unendlich hohe Verstärkung wird durch eine positive Rückkopplung
innerhalb des Differenzverstärkers mit der Kreisverstärkung 1 erreicht. Um zu verstehen,
warum die Schaltung trotzdem stabil bleibt, ist zunächst zu berücksichtigen, daß
eine Schwingung nicht sprunghaft mit voller Amplitude auftritt, sondern daß ihr
stets ein Einschwingvorgang vorausgeht, der durch das Eigenrauschen der Schaltung
oder eine andere Störung ausgelöst wird und sich dann selbst verstärkt bis die endgültige
Schwingamplitude erreicht ist. Wird der rückgekoppelte Verstärker innerhalb einer
Regelschaltung verwendet, deren Aufgabe es ist, Störspannungen auszuregeln, so regelt
sie auch die entstehende Schwingung aus, so daß der Einschwingvorgang nicht einsetzen
kann und die Schaltung stabil bleibt. Das gilt zunächst nur für eine Kreisverstärkung
des Differenzverstärkers von höchstens 1. Sobald der Betrag der Kreisverstärkung
größer als 1 wird, macht die Phase des Verstärkungsfaktors einen Sprung von 1800.
Damit ist die Phasenbedingung des Regelkreises, der seinerseits ebenfalls eine Rückkopplung,
nämlich eine Gegenkopplung, aufweist, nicht mehr erfüllt, d. h. die ursprüngliche
Gegenkopplung des Regelkreises verwandelt sich in eine Mitkopplung, 8o daß er instabil
wird. Da es in der Praxis nicht möglich ist, den Betrag der Kreisverstärkung exakt
auf dem Wert 1 zu halten, muß eine Möglichkeit vorgesehen werden, den bei Überschreiten
dieses kritischen Wertes auftretenden Phasensprung zu kompensieren. Das kann dadurch
geschehen, daß auch der Lastwiderstand einen Phasensprung von 1800 ausführt, so
daß die Regelschaltung mit einem negativen Lastwiderstand arbeitet, sobald der Betrag
der Kreisverstärkung des Differenzverstärkers den Wert 1 überschreitet. Dadurch
wird die andernfalls auftretende Mitkopplung des Regelkreises wieder in eine Gegenkopplung
verwandelt. Die beiden Phasensprünge müssen exakt synchron auftreten.
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drfindungsgemäß wird das dadurch erreicht, daß der Differenzverstärker
selbst als negativer Lastwiderstand benutzt wird.
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Das geschieht vorzugsweise durch Verwendung eines Differenzverstärkers
mit mindestens einem Anschluß für die Versorgungsspannung, von dem aus betrachtet
er die Eigenschaft eines negativen Widerstandes annimmt, wenn der Betrag der Kreisverstärkung
größer als 1 wird. Diese Bedingung erfüllt z. B. ein Differenzverstärker, bei dem
der von U2 angesteuerte Zweig über einen eigenen Anschluß zur Stromversorgung verfügt.
Dieser Anschluß wird mit dem Ausgang der Regelschaltung verbunden, so daß parallel
zum äußeren Lastwiderstand Ra ein negativer Widerstand liegt, wenn der Betrag der
Kreisverstärkung des Differenzverstärkers größer als 1 wird. Der Betrag des negativen
Widerstandes muß kleiner sein als der Betrag von Ra, damit der aus der Parallelschaltung
beider Widerstände resultierende Widerstand ebenfalls negativ ist.
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Der Vorteil der Erfindung besteht darin, daß ein äußerst einfacher
Differenzverstärker verwendet werden kann und daß sich trotzdem mit einer positiven
Rückkopplung beliebig hohe Verstärkungsfaktoren erzielen lassen, ohne daß die Schaltung
instabil wird. Der hohe Verstärkungsfaktor macht zusätzlich einige weitere Schaltungsparameter
unkritisch, so daß trotz eines minimalen Aufwandes an preiswerten Bauelementen gute
technische Daten resultieren, die sich sonst nur mit wesentlich aufwendigeren Schaltungen
verwirklichen lassen.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt.
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T3 ist der Serienregeltransistor, die Basis und der Emitter des Transistors
T1 sind die Eingänge des Differenzverstärkers. Die Differenz der Eingangs spannungen
erscheint verstärkt an den Arbeitswiderständen R3 und R4. Der impedanzwandler T2
dient zur Abtrennung des Rückkopplungszweiges von R3 und R4 und als Treiber für
T3. . Der über den Widerstand R5 zurückgekoppelte Strom verteilt sich entsprechend
den differentiellen Widerständen auf die Z-Diode D1 und den Transistor T1. . Der
in den Transistor T1 fließende Stromanteil ist gleichphasig mit dem
durch
die Spannungsdifferenz zwischen Basis und Emitter von T1 verursachten Strom und
bewirkt somit eine positive Rückkopplung. Als Bezugsspannungsquelle dient die Z-Diode
D1, deren Arbeitsspannung vorzugsweise 6,8 V beträgt, um den Temperaturkoeffizienten
von T1 zu kompensieren. Der Arbeitsstrom der Z-Diode setzt sich aus dem Emitterstrom
von T1 und dem (nahezu brummfreien) Basisstrom von T3 (= Kollektorstrom von T2)
zusammen. Dadurch wird das Problem einer getrennten Siebung der Versorgungsspannung
für die Bezugsspannungsquelle vermieden.
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Der rückgekoppelte (Wechsel-)Strom ist durch die Größe der Störspannung,
bzw. die Änderung des Laststroms, und die Stromverstärkung von T3 sowie die differenziellen
Widerstände von D1 und T1 gegeben. R5 bestimmt die Größe der (Wechsel-)Spannung
an den Arbeitswiderständen R3 und R4, die zum Ausregeln der Störung nötig ist, und
hat dadurch einfluß auf den Rückkopplungsfaktor. R3 und R4 werden so dimensioniert,
daß der Arbeitsstrom der Z-Diode unter Berücksichtigung des Basisstroms von T3 in
einem günstigen Bereich liegt. Der richtige Wert von R5 wird zweckmäßigerweise einmal
für die zu verwendenden Bauelemente (D1 und T3) experimentell bestimmt, während
der einfluß der bxamplarstreuungen durch Abgleich mit R3 ausgeglichen wird. Die
richtige instellung von R3 ist unkritisch, für Anwendungen, die keine extrem hohen
Anforderungen an die Brummunterdrückung stellen, kann R3 daher evtl. entfallen.
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Die richtige Einstellung des Rückkopplungsfaktors mit R3 ist am einfachsten,
wenn eine Wechselspannung (Brummspannung) der Eingangsspannung Ue überlagert ist.
Wenn die Ausgangs- mit der Eingangsbrummspannung in Phase ist, muß R3 vergrößert
werden, bis die Ausgangsbrummspannung null wird. Gleichzeitig wird auch der Innenwiderstand
der Regelschaltung null. Bei weiterer Vergrößerung von R3 nimmt die Ausgangsbrummspannung
wieder zu und dreht ihre Phase um 1800, so daß sie gegenphasig zur Eingangsbrummspannung
wird. Gleichzeitig wird der Innenwiderstand der Regelschaltung negativ.
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Die über R1 auf die Basis von T1 gekoppelte Ausgangsbrummspannung
wird am Kollektor von T1 verstärkt. Bei einer Kreisverstärkung des Differenzverstärkers
kleiner 1 ist diese Rolle torspannung von T1 gegenphasig zur Ausgangsbrummspannung.
Somit ist der Strom I3 unter Berücksichtigung der in Fig. 2 eingetragenen Richtungspfeile
in Phase mit der Ausgangsbrummspannung. Der Anschluß des Widerstandes R3 am Ausgang
der Regelschaltung stellt daher einen positiven ohmschen Lastwiderstand dar. Bei
einer Kreisverstärkung des Differenzverstärkers von 1 wird die Ausgangsbrummspannung
null, während die Kollektor-(Wechsel-)spannung von T1 einen endlichen Wert behält,
so daß auch weiterhin ein Strom 13 fließt. Der Anschluß von R3 erscheint somit jetzt
am Ausgang der Regelschaltung als ein (Wechselstrom-)Lastwiderstand mit dem Wert
null. Wird die Kreisverstärkung des Differenzverstärkers größer als 1, so kehrt
die Ausgangsbrummspannung ihr Vorzeichen um, während die Kollektorspannung von T1
ihre Phase beibehält, so daß der Strom 13 jetzt gegenphasig zur Ausgangsbrummspannung
ist. Der Anschluß von R3 stellt jetzt für den Ausgang der Regelschaltung einen negativen
ohmschen (Wechselstrom-)Lastwiderstand dar, dessen Betrag um so größer wird, je
größer die Kreisverstärkung wird.
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Die Schaltung nach Fig. 2 benötigt eine Starthilfe, weil andernfalls
alle Transistoren nach Anlegen der Eingangsspannung gesperrt bleiben. Diesem Zweck
dient R6, dessen Wert so bemessen sein muß, daß er bei angeschalteter Last die Ausgangsspannun£r
mindestens auf die Summe der Arbeitsspannung von D1 und der Basi8-hEitter-Spannung
von T2 hochziehen kann, damit T3 minen Basisstrom erhält. Die Schaltung kann daher
nicht im Leerlauf betrieben werden, es muß ihr vielmehr ein Laststrom entnommen
werden, der mindestens so groß ist wie der durch R6 fließende Strom. Man kann jedoch
R6 wesentlich vergrößern, so daß evtl. der durch R1 und R2 fließende Strom als Laststrom
ausreicht, wenn die Schaltung eine zusätzliche Starthilfe erhält, indem parallel
zu D1 ein Widerstand von etwa 2,2 k0hm geschaltet wird. In diesem Fall braucht nämlich
der nach dem Einschalten durch R6 fließende Strom die Ausgangsspannung nur auf einen
Wert hochzuziehen, der etwas über der Basis-Emitter-Spannung von T2 liegt. Diese
zusätzliche Starthilfe
wird vor allem dann nötig, wenn die Ausgangsspannung
gleich oder nur wenig größer als U2 sein soll. - Andererseits beeinflußt R6 wegen
der hohen Verstärkung des Differenzverstärkers die Regeleigenschaften der Schaltung
auch dann praktisch nicht, wenn er sehr kleine Werte annimmt. Diese Tatsache kann
auagenutzt werden, um die Verlustleistung von T3 herabzusetzen, indem R6 wesentlich
kleiner gewählt wird als für die Starthilfe nötig wäre.
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iiachfolgend werden zwei Dimensionierungsbeispiele für Ausgangsspannungen
von 18 V und 14 V und einen Laststrom von etwa 170 mA (200 mA) angegeben, wobei
die Werte in Klammern für Ua = 14 V gelten: H1 = 1,6 k0hm (1,6 k0hm), R2 = 1,1 k0hm
(1,8 kOhm), R3 = 2,2 k0hm (1 Ohm), R4 = 1,8 k0hm (1 k0hm), R5 = 560 Ohm (330 Ohm),
R6 = 68 Ohm (56 Ohm), Arbeitsspannung von D1 = 6,8 V, T1 und T2 = BC 238, T3 = BD
136, Ue = 22,5 V + 10 % (18 V + 10 %). Die der bingangsspannung überlagerte Wechaelspannung
darf so groß sein, daß bei der negativen Spannungsspitze die Spannung zwischen Emitter
und Kollektor von T3 noch etwa 0,5 V beträgt. Für T3 wird bis zu Umgebungstemperaturen
von 700 C kein Kühlblech benötigt. Wird T3 auf ein Kühlblech montiert, so kann die
Schaltung ohne Anderung der Dimensionierung mit einem Strom bis etwa 0,6 A belastet
werden.
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Der Kondensator C1 (etwa 0,47 uF) dient zur Unterdrückung von hochfrequenten
Schwingungen, die die Schaltung nicht mehr ausregeln kann. Die gleiche Aufgabe hat
der Kondensator C2 (etwa 1000 pF bis 10.000 pF), der statt an den Kollektor von
T1 auch an den Emitter von T2 geschaltet werden kann. In den beiden genannten Dimensionierungsbeispielen
arbeitet die Schaltung allerdings so stabil, daß auf C2 verzichtet werden kann.
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Die Schaltung nach Fig. 2 ist kurzschlußfest. Sobald nämlich die Ausgangs
spannung Ua auf einen Wert absinkt, der kleiner ist als die Summe der Arbeitsspannung
von D1 und der Basis Emitter-Spannung von T2, , werden alle Transistoren gesperrt.
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Wenn R6, wie in den genannten Dimensionierungsbeispielen, zur Entlastung
von T3 wesentlich kleiner gewählt wird als zur Starthilfe erforderlich, wird dieser
Widerstand im Kurzschluß
stark belastet. Er muß also ausreichend
dimensioniert oder durch eine Sicherung geschützt werden. Zweckmäßig ist statt dessen
auch die Verwendung eines Sicherungswiderstandes.
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Die Schaltung nach Fig. 2 kann in vielfältiger Weise erweitert werden.
Bei großen Lastströmen ist es z. B. zweckmäßig, T3 in bekannter Weise durch ein
Komplemantär-Darlington-Transistorpaar zu ersetzen. - Eine weitere Verbesserung
der Brummunterdrückung ist möglich, indem parallel zu R1 ein Kondensator geschaltet
wird. Dieser Kondensator muß eine relativ hohe Kapazität aufweisen (22 uF oder mehr),
weil der Eingangswiderstand an der Basis von T1 sehr klein werden und sogar negative
Werte annehmen kann. Deshalb soll bei Verzicht auf diesen zusätzlichen Kondensator
der Spannungsteiler R1 und H2 nicht zu hochohmig werden. Bei Verwendung des Zusatzkondensators
wird die Brummunterdrückung so hoch (über 100 dB), daß Rg durch einen Festwiderstand
ersetzt werden kann. Außerdem wird dann auch die von D1 verursachte Temperaturabhängigkeit
vernachlässigbar. Die gleiche Wirkung wie mit einem Kondensator parallel zu R1 läßt
sich unter Verzicht auf diesen Kondensator auch erzielen, wenn der Transistor T1
durch eine Darlington-Stufe ersetzt wird.
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Da der differentielle Widerstand der Z-Diode D1 temperaturabhängig
ist, wird auch die Kreisverstärkung des Differenzverstärkers und somit auch die
optimale einstellung von R3 temperaturabhängig. Diese Abhängigkeit macht sich jedoch
nur bei starken Temperaturänderungen bemerkbar und stört in den meisten Anwendungen
nicht. Wenn nötig, kann sie mit einem Impedanzwandler beseitigt werden, indem die
Katode der Z-Diode mit der Basis eines pnp-Transistors und der emitter dieses Transistors
mit dem mitter von T1 verbunden wird. R5 bleibt mit dem mitter von T1 verbunden,
der Kollektor des pnp-Transistors wird mit dem Bezugspunkt der Schaltung (Anode
der Z-Diode) verbunden. Die Z-Diode erhält ihren Arbeitsstrom, indem ein Widerstand
zwischen die Katode der Z-Diode und den Kollektor von T3 geschaltet wird. Der von
der nahezu temperaturunabhängigen Steilheit abhängige raitter-Eingangswiderstand
des
zusätzlichen pnp-Transistors übernimmt nun die Rolle des differentiellen
Widerstandes der Z-Diode. - Statt des pnp-Transistors kann ein npn-Transistor verwendet
werden, wobei lediglich der Kollektor des Zusatztransistors statt mit dem Schaltungsnullpurkt
mit dem Emitter von T3 zu verbinden ist und ein Widerstand vom emitter von T1 zum
Schaltungsnullpunkt geschaltet wird. In dieser Ausführung bildet der Zusatztransistor
mit T1 einen Differenzverstärker. Bei Verwendung dieses Differenzverstärkers kann
die Schaltung in bekannter Weise mit einer negativen Hilfsspannung betrieben werden.
Dadurch wird es möglich, die Ausgangsspannur:g Ua bis auf null herabzuregeln.
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Ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindung zeigt Fig. 3.
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Die positive Rückkopplung innerhalb des Differenzverstärkers erfolgt
hier, ausgehend vom kollektor des Transistors T1, über die Kollektorkreise der Transistoren
T2 und T3 und den Widerstand R4. Der Kollektorarbeitswiderstand des Transistors
T3 besteht aus der Parallelschaltung des Widerstandes R3 und der Basis-mittr-trecke
von T4. in Abgleich der Kreisverstärkung ist nicht vorgesehen, da der Differenzverstärker
auch ohne Abgleich ungefähr eine Kreisverstärkung von 1 aufweist.
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Falls erwünscht, kann ein Abgleich z. B. dadurch erfolgten, daß zwischen
den Kollektor von T3 und die Basis von T4 ein Widerstand geschaltet wird. Dieser
Widerstand muß sehr kleine Werte annehmen, da bereits eine geringe erhöhung dieses
Widerstandes eine starke erhöhung der Kreisverstärkung zur Folge hat.