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Die
Erfindung bezieht sich auf einen Spannungsregler, der in eine Halbleiterschaltung
integriert werden kann.
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Viele
tragbare batteriebetriebene Geräte, wie
beispielsweise Mobiltelephone oder elektronische Notizbücher, enthalten
komplexe integrierte Halbleiterschaltungen, die mit einer oder mehreren Versorgungsspannungen
betrieben werden. Diese Versorgungsspannungen werden häufig durch
Spannungsregler, die in den Halbleiterschaltungen integriert sind,
aus einer Batteriespannung erzeugt. Bei diesen Geräten werden
dafür oftmals
sogenannte Low-Dropout-Spannungsregler eingesetzt, die noch bei
einer geringen Spannungsdifferenz zwischen der Batterie- und der
gewünschten
Versorgungsspannung eine stabil geregelte Spannung liefern können. Deshalb
muß die
Batteriespannung nur unwesentlich höher als die gewünschte Ausgangsspannung
sein und folglich ist die Verlustleistung des Spannungsreglers sehr
niedrig. Darüber
hinaus vermag der Spannungsregler die Stabilisierung der Versorgungsspannung
auch noch bei infolge von Entladung stark abgefallener Batteriespannung
durchzuführen.
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Spannungsregler
können
mit einer einfachen einstufigen Regelschleife aufgebaut sein. In 1 ist ein
einstellbarer Spannungsregler nach dem Stand der Technik gezeigt,
wie er beispielsweise in dem Lehrbuch Halbleiter-Schaltungstechnik, Tietze und Schenk,
Springer-Verlag, 12. Auflage, Seite 929 beschrieben wird. Das Regelelement
bei diesem Spannungsregler von einem Leistungstransistor gebildet, der
zwischen dem Eingangsspannungsanschluß des Spannungsreglers und
dem Versorgungsspannungsanschluß einer
Last, die in der 1 durch die Stromsenke Iout symbolisiert wird, angeordnet ist und von
einem Regelsignal eines in der 1 als Fehlerverstärker bezeichneten
Verstärkers
gesteuert wird, dessen Eingang ein von der Versorgungsspannung der
Last abhängiges
Signal empfängt
und der am Ausgang das von der Abweichung der Versorgungsspannung
von einem Nennwert abhängige
Regelsignal abgibt. Zur weiteren Stabilisierung der Versorgungsspannung
ist üblicherweise
parallel zur Last ein Ausgangskondensator Cout angebracht.
Die Genauigkeit des Spannungsreglers ist durch die Schleifenverstärkung des
Fehlerverstärkers
bestimmt, diese muß bei
entsprechend hohen Anforderungen genügend groß gewählt werden.
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Diese
Schaltung weist jedoch einige Nachteile auf. Zum Beispiel ist die
Regelschaltung bei einem sehr niedrigen Laststrom Iout instabil
und neigt zu Schwingungen. Die Ausgangsimpedanz des Leistungstransitors
bildet zusammen mit dem Ausgangskondensator Cout einen
Tiefpaß,
der in der Schaltungstechnik üblicherweise
als Polstelle bezeichnet wird. Der Begriff der Polstelle leitet
sich aus einer in der Schaltungstechnik weitverbreiteten mathematischen
Beschreibung des Übertragungsverhaltens mittels
der Laplace-Transformation ab. Die Übertragungsfunktion eines Tiefpasses
wird dabei durch eine Funktion beschrieben, die eine Nullstelle
in einem Nenner-Polynom aufweist.
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Eine
zweite Polstelle des in der 1 dargestellten
Spannungsreglers wird durch einen Tiefpaß gebildet, der aus der Kapazität des Gate-Anschlusses
des Leistungstransistors und der Ausgangsimpedanz des Fehlerverstärkers besteht.
Die zweite Polstelle weist normalerweise eine niedrigere Frequenz als
die erste Polstelle auf. Da jedoch die Ausgangsimpedanz des Leistungstransitors
mit geringer werdendem Laststrom zunimmt, wandert die erste Polstelle
bei geringer werdendem Laststrom zu immer niedrigeren Frequenzen
und kann somit den Wert der Frequenz der zweiten Polstelle erreichen.
Dadurch wird die Phase des Rückkopplungssignals
um 180° verschoben
und aufgrund dieser positiven Rückkopplung
erreicht der Spannungsregler einen instabilen Zustand.
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Aus
der Regelungstechnik (z.B. in O. Föllinger, Regelungstechnik,
Hüthig
Buch Verlag, 7. Auflage, Seite 270) sind ferner kaskadierte Regelschleifen bekannt,
die jeweils für
sich optimiert werden können und
somit verbesserte Eigenschaften im Vergleich zu einstufigen Regelschleifen
aufweisen. Auf den vorliegenden Fall der Regelschaltung für Spannungsregler angewendet,
könnte
dies z.B. zu einer Schaltung führen,
wie sie in der 2 dargestellt ist. Mit der zweistufigen
Regelschaltung gemäß 2 können die Nachteile
der oben beschriebenen einstufigen Regelung in gewissen Grenzen
beseitigt werden. Das Regelelement wird wiederum von einem Leistungstransistor
gebildet, dessen Hauptstrompfad, der bei Feldeffekt-Transistoren
durch den Drain-Source-Kanal und bei bipolaren Transistoren durch
die Kollektor-Emitter-Strecke gebildet wird, zwischen dem Eingangsspannungsanschluß Vin und dem Versorgungsspannungsanschluß Vout, von dem aus eine Last versorgt wird,
angeordnet ist. Die äußere Schleife
wird durch einen Fehlerverstärker
gebildet, dessen einem Eingang ein von der Versorgungsspannung der
Last abhängiges
Signal und dessen anderem Eingang eine Referenzspannung zugeführt wird
und der am Ausgang das von der Abweichung der Versorgungsspannung
von einem Nennwert abhängige
Regelsignal abgibt. Mit diesem Regelsignal wird der nichtinvertierende
Eingang eines Ausgangsverstärkers
gesteuert. Der invertierende Eingang des Ausgangsverstärkers ist
mit einem von der Versorgungsspannung der Last abhängigen Signal
verbunden. Der Ausgangsverstärker
bildet somit eine innere Regelschleife, die mit einer niedrigeren
Schleifenverstärkung
arbeiten kann als die Regelschleife im oben beschriebenen einstufigen
Aufbau, da die Genauigkeit des Spannungsreglers durch die Schleifenverstärkung des
Fehlerverstärkers
bestimmt wird.
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Die
Bandbreite der äußeren Schleife
ist durch einen Kompensationskondensator CC,
der an den Ausgang des Fehlerverstärkers angeschlossen ist, festgelegt.
Der Kompensationskondensator CC bildet zusammen
mit der Ausgangsimpedanz des Fehlerverstärkers die Polstelle der äußeren Regelschleife.
Bei sehr niedrigen Lastströmen
ist die weitere Polstelle des Ausgangsverstärkers, wie oben beschrieben,
zu niedrigen Frequenzen hin verschoben. Falls die Polstellen der
inneren und der äußeren Schleife
bei der gleichen Frequenz liegen, ist die Regelschaltung instabil.
Dies kann durch die Wahl des Kondensators am Ausgang des Fehlerverstärkers beeinflußt werden,
allerdings sind sehr große
Kapazitätswerte
auch mit einer sehr großen
Fläche
auf dem Chip verbunden, so daß sich
der Kondensator eventuell nicht mehr in die Halbleiterschaltung
integrieren läßt und außerhalb
des Chips angebracht werden muß.
Dadurch wird eine solche Regelschaltung aufwendig und kostenintensiv.
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Ein
weiterer Nachteil dieser Schaltung ergibt sich für den Fall, daß das Lastelement
sehr viel Strom benötigt,
beispielsweise durch einen Kurzschluß am Ausgang nach Masse. Dies
wird bei den meisten Spannungsreglern durch eine zusätzliche Schaltung
zur Limitierung des Ausgangsstroms abgefangen. Beim Erreichen eines
gewissen Maximalstroms wird der Leistungstransistor abgeschaltet.
Im abgeschalteten Zustand liegt der Ausgang des Spannungsreglers
auf Massepotential und der Ausgang des Fehlerverstärkers steigt
bis zu einem maximalen Spannungswert an, der beispielsweise seiner
positiven Betriebsspannung entspricht. Falls nun die Kurzschlußbedingung
wieder aufgehoben ist, entsteht am Ausgang des Spannungsreglers
ein sehr hoher Spannungssprung, da der Kondensator am Ausgang des
Fehlerverstärkers
erst entladen werden muß,
um die Eingangsspannung des Ausgangsverstärkers zu senken. Dieser Spannungssprung
kann an der zu versorgenden Last zu Schäden führen.
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US 5 631 598 A offenbart
einen Low-Dropout-Spannungsregler, der zwei Stufen aufweist, die durch
einen Inverter verbunden sind. Die Eingangsstufe ist durch einen
Fehlerverstärker
gebildet, der an seinem einen Eingang eine Referenzspannung und an
seinem anderen Eingang ein von der Ausgangsspannung abhängiges Signal
empfängt.
Ein Kompensationskondensator liegt zwischen dem Ausgang des Eingangs-Fehlerverstärkers und
dem Ausgang des Spannungsreglers. Der Kompensationskondensator spaltet
die Polstellen auf, so daß eine
volle Frequenzkompensation erreicht wird. Das Verhalten der Schaltung
bei einem möglichen
Kurzschluß am
Ausgang wird nicht betrachtet.
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US 5 889 393 A offenbart
einen Low-Dropout-Spannungsregler mit zwei Verstärkerstufen. Um eine stabile
Regelschaltung zu erhalten, sind die Stufen so entworfen, daß Polstellen
und Nullstellen sich kompensieren. Die Regelschaltung umfaßt keinen Kompensationskondensator.
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US 6 246 221 B1 offenbart
einen Low-Dropout-Spannungsregler mit zwei Stufen, die durch einen
nicht invertierenden Verstärker
miteinander verbunden sind. Ein Kompensationskondensator ist zwischen
dem Ausgang des Fehlerverstärkers
der ersten Stufe und dem Ausgang des Spannungsreglers verbunden.
Damit werden die Frequenzen der zwei Polstellen auseinandergeschoben.
Die Eingangsstufe weist eine variable Verstärkung auf, die bei hohen Lastströmen verringert
wird, um den Regelkreis stabil zu halten.
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Der
Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen neuen Spannungsregler
der eingangs angegebenen Art zu schaffen, der bei niedrigen Lastströmen eine
hohe Phasenreserve aufweist und Überspannungen
am Ausgang im Fall einer Überlastung
durch zu hohen Strom vermeidet.
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Diese
Aufgabe wird bei dem eingangs genannten Spannungsregler erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Spannungsregler
einen Transistor, dessen Hauptstrompfad zwischen den Eingangsspannungsanschluß des Spannungsreglers
und den Ausgang des Spannungsreglers geschaltet ist, einen Verstärker, dessen
Ausgang mit dem Steueranschluß des
Transistors verbunden ist und an dessen einem Eingang eine von der
Ausgangsspannung des Spannungsreglers abhängige Spannung liegt, und einen
Transkonduktanz-Verstärker umfaßt, dessen Ausgang
mit dem anderen Eingang des Verstärkers, einem ersten Widerstand
und einem Kondensator verbunden ist, wobei der eine Eingang des
Transkonduktanz-Verstärkers
mit einer weiteren von der Ausgangsspannung des Spannungsreglers
abhängigen Spannung
verbunden ist, der andere Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers mit
einer Referenzspannung verbunden ist, die die Ausgangsspannung des
Spannungsreglers bestimmt, und zwischen den einen Eingang und den
anderen Eingang des Verstärkers
ein weiterer Widerstand geschaltet ist.
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Gemäß der erfindungsgemäßen Anordnung wird
ein neuer vorteilhafter Spannungsregler dadurch geschaffen, daß mit einer
einfachen Kompensationsschaltung, die durch einen Widerstand gebildet
ist, die Phasenreserve bei niedrigen Lastströmen erhöht wird. Dies ist insbesondere
bei batteriegespeisten Geräten,
wie z.B. Mobiltelephonen oder elektronischen Terminkalendern, wichtig,
da sich diese Geräte
häufig
in einem Ruhezustand mit reduzierter Stromaufnahme befinden und
nur zum gelegentlichen Gebrauch aktiviert werden. Der erfindungsgemäße Spannungsregler
versorgt im Ruhe-zustand das
Gerät mit
einer stabilen Versorgungsspannung ohne daß zusätzliche Schaltungsmaßnahmen
durchgeführt
werden müssen.
Zusätzlich
wird durch die Kompensationsschaltung in Form eines Widerstands auch
das Verhalten des Spannungsreglers im Falle einer Überlastung
durch einen zu hohen Strom am Ausgang des Spannungsreglers deutlich
verbessert. Somit treten keine Spannungsspitzen beim Wegfall der Überlastung
mehr auf und die Notwendigkeit am Ausgang des Spannungsreglers aufwendige
Schutzmechanismen zur Beseitigung von Überspannungen anzubringen entfällt. Darüber hinaus
wird in dieser Kompensationsschaltung ein Kompensationskondensator
benötigt,
der einen kleineren Kapazitätswert
als der in der Schaltung gemäß 2 aufweist. Somit
kann dieses Bauteil in eine Halbleiterschaltung integriert werden
und die Kosten für
eine aufwendige externe Unterbringung des Kondensators entfallen.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Die
Erfindung wird nun anhand der Zeichnung beispielshalber erläutert. In
der Zeichnung zeigen:
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1 einen
Spannungsregler nach dem Stand der Technik,
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2 einen
weiteren Spannungsregler, der zur Erläuterung der Motivation der
vorliegenden Erfindung dient,
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3 eine
Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Spannungsreglers,
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4 ein
Diagramm in dem die Phasenreserve eines erfindungsgemäßen Spannungsreglers und
eines Spannungsreglers gemäß 3 in
Abhängigkeit
von der Frequenz aufgetragen ist.
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3 zeigt
eine Ausführungsform
eines Spannungsreglers gemäß der Erfindung.
Aufgabe des Spannungsreglers ist es, eine Eingangsspannung Vin in eine stabile Ausgangsspannung Vout zu wandeln, die zur Spannungsversorgung
eines Lastelements 11 vorgesehen ist. Das Lastelement 11 wird in
der 3 durch eine Stromsenke symbolisiert, durch die
ein Laststrom Iout fließt. Zwischen dem Anschluß der Eingangsspannung
Vin des Spannungsreglers und dem Anschluß der Ausgangsspannung Vout liegt der Hauptstrompfad eines Transistors 10, der
als Regelelement verwendet wird. Das Lastelement 11 befindet
sich zwischen dem Anschluß der Ausgangsspannung
Vout und einem festen Potential, das beispielsweise
Masse sein kann. Parallel zum Lastelement 11 ist ein Kondensator
Cout mit einem relativ großen Kapazitätswert geschaltet,
der eine zusätzliche
Stabilisierung der Ausgangsspannung Vout bewirkt.
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Im
folgenden wird der erfindungsgemäße Spannungsregler
für den
Fall beschrieben, daß die Eingangsspannung
Vin bezüglich
des festen Potentials des Lastelements 11 einen positiven
Wert aufweist. Dies ist jedoch nicht als Beschränkung auf diesen Fall zu verstehen.
Dem Fachmann ist bekannt, wie eine funktionsfähige Schaltung bei invertierten Verhältnissen
der Potentiale geschaffen werden kann, beispielsweise indem Transistoren
eines ersten Leitungstyps durch Transistoren eines zweiten Leitungstyps
ersetzt werden.
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Der
Transistor 10 kann als Leistungstransistor ausgeführt sein.
Dazu eignet sich bei einer positiven Eingangsspannung Vin beispielsweise
ein bipolarer PNP-Transistor,
dessen Emitter mit der Eingangsspannung Vin des
Spannungsreglers und dessen Kollektor mit der Ausgangsspannung Vout des Spannungsreglers verbunden ist, oder,
wie in 3 dargestellt, ein PMOS-Feldeffekttransistor 10,
dessen Source 12 mit der Eingangsspannung Vin des
Spannungsreglers und dessen Drain 14 mit der Ausgangsspannung
Vout des Spannungsreglers verbunden ist. Falls
der Spannungsregler im Regelbetrieb einen geringen Spannungsabfall
zwischen der Eingangsspannung Vin des Spannungsreglers
und der Ausgangsspannung Vout des Spannungsreglers
aufweisen soll, kann beispielsweise der PMOS-Feldeffekttransistor 10 mit
einer großen
Kanalbreite ausgeführt sein,
so daß der
Widerstand des Source-Drain-Kanals sehr niedrig ist. In diesem Betrieb
werden Spannungsregler üblicherweise
als „Low-Dropout-Regler" bezeichnet.
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Das
Steuergate 16 des PMOS-Feldeffekttransistors 10 ist
mit dem Ausgang eines Verstärkers 20 verbunden.
Der Verstärker 20 kann
beispielsweise ein Operationsverstärker sein, der für das korrekte Funktionieren
des erfindungsgemäßen Spannungsreglers
eine niedrige Schleifenverstärkung
aufweisen muß und
somit einen einfachen Aufbau aufweisen kann. Der Verstärker 20 wird
im folgenden aufgrund seiner Funktion in der erfindungsgemäßen Schaltung als
Ausgangsverstärker
bezeichnet. Der invertierende Eingang 22 des Ausgangsverstärkers 20 ist
mit dem Anschluß der
Ausgangsspannung Vout verbunden. Der Ausgangsverstärker 20 bildet
mit dieser Gegenkopplung eine erste, innere Rückkopplungsschleife. Sein nichtinvertierender
Eingang 24 ist mit dem Ausgang eines Fehlerverstärkers 30 verbunden.
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Der
Fehlerverstärker 30 bildet
eine zweite, äußere Rückkopplungsschleife,
wobei die Gegenkopplung in Abhängigkeit
von der Ausgangsspannung Vout des Spannungsreglers
erfolgt. Die Ausgangsspannung Vout kann
dazu, wie in 3 dargestellt, vor der Gegenkopplung
um einen festen Faktor verkleinert werden, beispielsweise mit einem
Spannungsteiler. Zu diesem Zweck ist zwischen dem Anschluß der Ausgangsspannung
Vout des Spannungsreglers und einem festen
Bezugspotential, welches beispielsweise Masse sein kann, ein Spannungsteiler
angebracht, der aus zwei Widerständen
R1 und R2 bestehen
kann. Der Mittelanschluß 31 des
Spannungsteilers ist mit dem invertierenden Eingang 32 des
Fehlerverstärkers 30 verbunden.
Der nichtinvertierende Eingang 34 des Fehlerverstärkers 30 ist
mit einer festen Referenzspannung Vref verbunden,
die den Wert der Ausgangsspannung Vout des
Spannungsreglers bestimmt.
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Der
Fehlerverstärker 30 ist
in Form eines Transkonduktanz-Verstärkers ausgeführt. Dieser
liefert an seinem Ausgang in Abhängigkeit
von der Differenz der Spannungen am nichtinvertierenden Eingang 34 und
am invertierenden Eingang 32 einen Strom, der proportional
zur Steilheit GM des Transkonduktanz-Verstärkers 30 ist.
Dieser Strom wird am Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers durch eine Ausgangsimpedanz,
die beispielsweise, wie in 3 dargestellt,
ein ohmscher Widerstand RO1 sein kann, in
eine Spannung umgewandelt. Der Wert des Widerstands RO1 bestimmt
somit die Spannungsverstärkung
des Transkonduktanz-Verstärkers 30 und muß der Steilheit
GM des Transkonduktanz-Verstärkers 30 angepaßt sein.
Die Genauigkeit der Regelstufe hängt
von der Verstärkung
des Fehlerverstärkers 30 ab,
folglich würde ein
zu hoher Wert des Widerstand RO1 die Regelung
zu empfindlich machen, bei einem zu niedrigen Wert des Widerstand
RO1 wäre
die Genauigkeit der Regelstufe zu stark eingeschränkt. Der
Widerstand RO1 ist mit einem Anschluß mit dem
Ausgang des Fehlerverstärkers 30 verbunden,
der andere Anschluß ist
mit einem festen Potential, beispielsweise mit Masse, verbunden.
Der Ausgang des Fehlerverstärkers 30 ist
darüber
hinaus mit einem Kompensationskondensator CC verbunden, der
zusammen mit der Ausgangsimpedanz RO1 die dominierende
Polstelle der äußeren Schleife
bildet. Mit Hilfe des Kompensationskondensators CC wird der
Frequenzgang der äußeren Regelschleife
so eingestellt, daß ihre
Bandbreite für
große
Lastströme
Iout kleiner als die Bandbreite der inneren
Regelschleife ist.
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Der
invertierende Eingang 22 und der nichtinvertierende Eingang 24 des
Ausgangsverstärkers 20 sind
mit einem Widerstand RSZ verbunden. Dieser
dient zur Kompensation der Verstärkung
der äußeren Schleife
bei niedrigen Lastströmen
Iout, wie nachfolgend erläutert wird.
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Solange
der Ausgang des Ausgangsverstärkers 20 dem
Ausgang des Fehlerverstärkers 30 spannungsmäßig folgt,
bleibt der Widerstand RSZ ohne Einfluß auf die
Verstärkung,
da der invertierende Eingang 22 und der nchtinvertierende
Eingang 24 auf gleichem Potential liegen und somit über dem
Widerstand RSZ keine Spannung abfällt. Der
Widerstand RSZ macht sich nur dann bemerkbar,
wenn der Ausgang des Ausgangsverstärkers 20 aufgrund
einer plötzlichen Änderung
des Laststroms Iout dem Ausgangssignal des
Fehlerverstärkers 30 nicht
mehr folgen kann. Dies betrifft im wesentlichen Änderungen des Laststroms Iout, die sich in einem Frequenzbereich jenseits
der Bandbreite des Ausgangsverstärkers 20 befinden.
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Aufgrund
der Abhängigkeit
der Ausgangsimpedanz des Transistors 10 vom Strom Iout durch das Lastelement 11 verringert
sich die Bandbreite des Ausgangsverstärkers mit sinkendem Laststrom
Iout. Für
eine genauere Beschreibung der Funktion des Widerstands RSZ können
drei Fälle
unterschieden werden. Die Regelung erfolgt in einem Bereich des Laststroms
Iout, in dem die Bandbreite des Ausgangsverstärkers 20 größer, kleiner
oder etwa gleich der des Fehlerverstärkers 30 ist.
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Im
ersten Fall findet die Änderung
des Laststroms in einem Bereich statt, in dem der Laststrom Iout so groß ist, daß die Bandbreite des Ausgangsverstärkers 20 größer als
die des Fehlerverstärkers 30 ist.
Der Ausgangsverstärker 20 arbeitet
wie ein Spannungsfolger, die Einwirkung des Widerstandes RSZ ist am Lastelement nicht bemerkbar, da
die Änderungen des
Ausgangsstroms Iout jenseits der Bandbreite
des Fehlerverstärkers 30 liegen.
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Bei
sehr kleinen Lastströmen
allerdings verringert sich, wie oben erwähnt, die Bandbreite des Ausgangsverstärkers 20.
In diesem Fall, bei dem beispielsweise die Schaltung gemäß 2 in
einem instabilen Zustand wäre,
reduziert der Widerstand RSZ die Verstärkung der äußeren Schleife,
da sich die effektive Ausgangsimpedanz des Fehlerverstärkers 30 verringert.
Die Ausgangsimpedanz des Fehlerverstärkers 30 ist somit
im wesentlichen durch den Wert des Widerstandes RSZ bestimmt,
der Einfluß des Kondensators
CC, der die dominate Polstelle am Ausgang
des Fehlerverstärkers
bildet, ist stark reduziert. Damit ist auch die mit dieser Polstelle
verbundene Phasendrehung um 90° eliminiert.
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In
dem Fall, daß die
Bandbreiten der beiden Verstärker
nahezu gleich sind, ergibt sich eine kleine Phasenverschiebung,
da bei dieser Frequenz die Impedanz des Kompensationskondensators
CC nahezu gleich der Impedanz des Widerstands
RSZ ist. Diese verbleibende Phasenverschiebung
kann durch die Wahl des Produkts aus dem Wert des Widerstandes RSZ und der Verstärkung GM des
Transkonduktanz-Verstärkers 30 beeinflußt werden.
Allerdings ist zu berücksichtigen,
daß der
Ausgangsverstärker 20, wie
jeder Operationsverstärker,
eine endliche Eingangs-Offsetspannung aufweist. Das Produkt aus dem
Wert des Widerstands RSZ und der Verstärkung GM des Transkonduktanz-Verstärkers 30 ist
auch ein Maß für den Einfluß der endlichen
Eingangs-Offsetspannung des Ausgangsverstärkers 20, so daß ein gewisse
Abwägung
zwischen verbleibender Phasenverschiebung und tolerierbarer Eingangs-Offsetspannung
erfolgen muß.
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In 4 ist
in der oberen Kurve 1 der berechnete Verlauf der Phasenreserve
für einen
erfindungsgemäßen Spannungsregler über einen
weiten Bereich des Laststroms Iout gezeigt.
Im Vergleich dazu ist in der unteren Kurve 2 der berechnete
Verlauf der Phasenreserve für
einen Spannungsregler, wie er in 2 dargestellt
ist, gezeigt.
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Für Lastströme Iout, die größer als etwa 1 mA sind, beträgt für beide
Schaltungen die Phasenreserve nahezu 90°, da im wesentlichen nur die
Polstelle des Ausgangsverstärkers
eine Phasendrehung erzeugt.
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Für kleiner
werdende Lastströme
Iout ist das unterschiedliche Verhalten
der beiden Schaltungen deutlich zu erkennen. Während der Spannungsregler gemäß 2 eine
stetig geringer werdende Phasenreserve aufweist, ist der erfindungsgemäße lineare Spannungsregler
auch im Bereich von einigen μA stabil.
Die minimale Phasenreserve beträgt
für einen erfindungsgemäßen Spannungsregler
bei dieser Berechnung etwa 42°.
Der Spannungsregler arbeitet somit in einem Bereich, der weit von
einem möglichen
instabilen Zustand entfernt ist.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Spannungsregler
erfolgt die Begrenzung der Verstärkung
des Fehlerverstärkers 30 bei
niedrigen Lastströmen
mit Hilfe des Widerstands RSZ. Deshalb kann
der Kompensationskondensator CC im Vergleich
zu einem Spannungsregler gemäß 2 einen
wesentlich niedrigeren Wert aufweisen, da der Kompensationskondensator
CC nur bei hohen Lastströmen, wenn also der Widerstand
RSZ keinen Einfluß hat, die Limitierung der
Bandbreite bewirkt. Somit belegt der Kompensationskondensator CC nur eine kleine Fläche auf dem Chip und läßt sich
einfach integrieren.
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Das
Verhalten des Spannungsreglers bei Überlastung wird durch den Widerstand
RSZ ebenfalls beeinflußt. Üblicherweise wird ein Spannungsregler mit einem Überlastungsschutz
(nicht in 3 gezeigt) versehen, der den
Transistor 10 abschaltet, falls der Laststrom Iout über
einen gewissen Wert ansteigt. In diesem Überlastungszustand fällt, wie
eingangs beschrieben, die Spannung am Drain 14 des Transistors 10 auf
den Wert des Bezugspotentials. Da das rückgekoppelte Signal und die
Referenzspannung Vref am Eingang des Fehlerverstärkers 30 voneinander
abweichen, reagiert der Ausgang des Fehlerverstärkers 30 mit einer
Erhöhung
des Ausgangsstroms. Dieser Strom wird jedoch durch den Widerstand
RSZ begrenzt, so daß die Spannung am nichtinvertierenden
Eingang 22 des Ausgangsverstärkers nicht weiter ansteigen
kann. Dadurch treten beim Wegfall der Überlastung keine Spannungsspitzen
am Ausgang des Spannungsreglers auf.
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Die
Ausführungsform
des Spannungsreglers gemäß 3 weist über einen
großen
Bereich des Laststroms Iout eine hohe Stabilität gegen
Schwingungen auf, da der Spannungsregler aufgrund der hohen Phasenreserve
weit von einem möglichen
instabilen Zustand entfernt arbeitet. Damit lassen sich sehr einfach
Spannungsregler aufbauen, die vollständig in einem Chip integriert
sein können.
Dies ist insbesondere bei batteriegespeisten Geräten, wie z.B. Mobiltelephonen
oder elektronischen Terminkalendern, wichtig, da sich diese Geräte häufig in
einem Ruhezustand mit reduzierter Stromaufnahme befinden und nur
zum gelegentlichen Gebrauch aktiviert werden. Zusätzlich wird
durch die Kompensationsschaltung in Form eines Widerstands auch
das Verhalten des Spannungsreglers im Falle einer Überlastung
durch einen zu hohen Strom am Ausgang des Spannungsreglers deutlich
verbessert.