DE2729722C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Tonfrequenzverstärker mit zwei Anschlußklemmen, von denen die eine eine gemeinsame und die andere eine nicht gemeinsame Anschlußklemme darstellt und denen von einer Speisespannungsquelle, die einen merkbaren Innenwiderstand aufweist und eine Spannungsregelung erfordert, eine Speisespannung zugeführt wird, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein derartiger Tonfrequenzverstärker ist aus der DE-OS 15 62 064 bekannt. Der dort beschriebene Tonfrequenzverstärker enthält eine Gegentakt-Tonfrequenzausgangsstufe mit zwei Ausgangstransistoren, die in Reihe zwischen die beiden Anschlußklemmen der Speisespannungsquelle geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Ausgangstransistoren ist der Tonfrequenzausgangsanschluß. Der Gegentakt-Ausgangsstufe sind eine Teiberstufe sowie eine phaseninvertierende Zwischentreiberstufe aus jeweils einem Transistor des gleichen Leitungstyps vorgeschaltet. Der Transistor der Treiberstufe ist als Emitterfolger geschaltet und steuert die Basis des einen der beiden Ausgangstransistoren an. Der Transistor der phaseninvertierenden Zwischentreiberstufe ist mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors der Treiberstufe verbunden, und das an seinem Kollektor auftretende Signal dient zur Ansteuerung der Basis des anderen der beiden Ausgangstransistoren. Die Gegentakt-Ausgangsstufe dieses bekannten Tonfrequenzverstärkers arbeitet im B-Betrieb.

Die Speisespannungsquelle des Tonfrequenzverstärkers nach der DE-OS 15 62 064 enthält eine Vollweg- oder Halbweg- Gleichrichterschaltung mit einem Glättungsfilter, das dort als π-Glied mit einem Längswiderstand und zwei Querkondensatoren ausgebildet ist. Der bekannte Tonfrequenzverstärker versucht, Spannungsänderungen am Widerstand des Filters zu kompensieren, die sich aufgrund von Speisespannungsänderungen ergeben. Hierbei wirkt der Widerstand des Filters mit einem Rückkopplungswiderstand zusammen, der zwischen die Basis des Transistors der Treiberstufe und den Kollektor des Transistors der Zwischentreiberstufe geschaltet ist.

Ergänzend zu der aus der DE-OS 15 62 064 bekannten Methode zur Kompensation von Speisespannungsänderungen sei zum allgemeinen Stand der Technik noch folgendes bemerkt.

Es besteht die Tendenz, die Energieversorgungseinrichtungen oder Netzteile von transistorisierten oder Festkörper-Empfängern einfach und preiswert aufzubauen. So verwendet man dafür typischerweise einen Halbweggleichrichter, der über einen Vorwiderstand arbeitet und dem ein einziger großer Filterkondensator nachgeschaltet ist. Falls die Welligkeit oder Brummstörung zu groß ist, wird noch eine zweite RC-Schaltung vorgesehen. Wenn der zur Herabsetzung der Eingangsspannung, beispielsweise von 100 V auf 12 V, dienende Vorwiderstand unter Berücksichtigung der üblichen Herstellungstoleranzen und der Betriebsbedingungen zu große Schwankungen zuläßt, kann man im Netzteil entweder einen kostspieligen Transformator oder einen Spannungsregler vorsehen. Eine Spannungsregelung ist oft notwendig, da die Einrichtungen eine enge Toleranz gegenüber Erhöhungen der Speisespannung haben. Wenn die Anlage von großen Niederspannungskondensatoren Gebrauch macht, die den gestellten Anforderungen nicht mehr genügen, ist es eine Kostenfrage, ob zur Vermeidung von Ausfällen infolge von Überspannungen Kondensatoren mit einer höheren Nennspannung verwendet werden oder ob Spannungsregeleinrichtungen vorgesehen werden. Die obere Spannungstoleranzgrenze wird aber nicht nur von den Kondensatoren, sondern auch von der integrierten Schaltungsanordnung bestimmt. Herstellungsverfahren für integrierte Schaltungen werden häufig in Verfahren zum Herstellen von Schaltungen unterteilt, die eine Betriebsspannung von 14 V, 16 V, 20 V, 25 V usw. haben. Je höher die zulässige Spannung ist, um so höher sind die Herstellungskosten. Es besteht daher die Neigung, nur solche Herstellungsverfahren anzuwenden, die zu integrierten Schaltungsanordnungen mit niedrigen Spannungsbereichen führen, sofern mit diesen niedrigen Spannungen die gewünschten Schaltungsfunktionen durchgeführt werden können. Die integrierte Schaltungstechnik hat es möglich gemacht, mit einem minimalen Aufwand an zusätzlicher Chipfläche einer integrierten Schaltung aktive Elemente hinzuzufügen. So ist zur Ausbildung von Referenzspannungselementen und großflächigen Transistoren in integrierten Schaltungen eine echte Alternative zu den anderen oben erwähnten Maßnahmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einem Tonfrequenzverstärker der gattungsgemäßen Art eine möglichst einfach ausgebildete Spannungsregelung für die von der Speisespannungsquelle bereitgestellte Speisespannung vorzusehen.

Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Erfindung nutzt die Möglichkeit aus, daß man durch Verwendung großflächiger Transistoren die beiden Transistoren der Gegentakt-Ausgangsstufe mit einem derart hohen Strom betreiben kann, daß mit ihrer Hilfe eine Nebenschlußspannungsregelung der Speisespannung durchführbar ist. Eine zu diesem Zweck auftretende Änderung des Leerlaufstromes in den Transistoren der Gegentakt-Ausgangsstufe führt dazu, daß als Folge einer Erhöhung des Leerlaufstromes die Gegentakt-Ausgangsstufe vom B- in den A-Betrieb übergeht.

Bei einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung werden Änderungen in der Speisespannung mit Hilfe einer Zenerdiode abgefühlt. Die Zenerdiode ist vorzugsweise so angeordnet, daß sie sowohl für eine Stabilisierung der Gesamtspeisespannung als auch für eine Zentrierung der Spannung des Gegentakt-Ausgangsverstärkers sorgt. Die Zenerdiode ist vorzugsweise zusammen mit den Transistoren integriert.

Im einzelnen wird bezüglich bevorzugter Weiterbildungen und zweckmäßiger Ausgestaltungen der Erfindung auf die Unteransprüche verwiesen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Tonfrequenzverstärkers zur Verwendung in einem Rundfunkempfänger mit einer einfachen Stromversorgungseinrichtung, wobei die Ausgangsstufen des Tonfrequenzverstärkers verwendet werden, um eine Nebenschlußregelung für die Versorgungsspannung vorzusehen.

Fig. 2 ein weitere Einzelheiten enthaltendes Schaltbild einer ähnlichen Schaltungskombination, bei der sowohl die Speisespannung als auch die Mittenspannung der Ausgangsstufen stabilisiert sind, und

Fig. 3 eine grafische Darstellung über den Vorgang der Speisespannungsstabilisierung.

In der Fig. 1 sind ein Tonfrequenzverstärker und ein Energieversorgungsteil eines Rundfunkempfängers dargestellt, der größtenteils in integrierter Schaltungstechnik ausgebildet ist. Das Energieversorgungsteil oder Netzteil, das einen Vorwiderstand, einen Halbweggleichrichter und einen Filterkondensator enthält, ist zusammen mit dem Tonfrequenzverstärker dargestellt, der verwendet wird, um die Ausgangsspannung des Energieversorgungsteils zu regeln.

Der Tonfrequenzverstärker enthält als Hauptkomponenten eine Emitterfolger-Treiberstufe mit einem NPN-Transistor Q 1, dem von einer Tonfrequenzsignalquelle 10 Tonfrequenzsignale eines mittleren Pegels zugeführt werden, eine Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe mit NPN-Transistoren Q 2 und Q 3, die normalerweise im B-Betrieb arbeiten, wobei der Transistor Q 3 direkt vom Transistor Q 1 angesteuert wird und der Transistor Q 2 über zwei in Reihe geschaltete Transistoren Q 5 und Q 6 von NPN- bzw. PNP-Leitungstyp angesteuert wird, eine Konstantstromquelle mit Transistoren Q 7 und Q 8, ein wechselstrommäßig angekoppelter Lautsprecher 11, der für die Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe die Belastung oder den Verbraucher darstellt, und das bereits erwähnte Energieversorgungsteil, das Gleichvorspannungen liefert und den Halbweggleichrichter D 4 sowie Schaltelemente 41 bis 46 aufweist.

Das von der Tonfrequenzquelle 10 stammende Tonfrequenzsignal wird der Basis des NPN-Transistors Q 1 zugeführt, der die beiden NPN-Transistoren Q 2 und Q 3 der Gegentakt- Leistungsverstärkerstufe ansteuert. Der als Emitterfolger betriebene Transistor Q 1 ist mit seinem Kollektor an die positive Anschlußklemme 46 des Versorgungsteils und mit seinem Emitter direkt an die Basis des Transistors Q 3 angeschlossen, der in der im Gegentakt arbeitenden Ausgangsstufe den unteren Transistor darstellt. Der Transistor Q 3 wird von dem Transistor Q 1 mit einem nicht invertierten Treibersignal angesteuert. Weiterhin ist der Emitter des Transistors Q 1 über einen Lastwiderstand 13 mit einem gemeinsamen Anschluß (Masse) verbunden.

Der obere Transistor Q 2 der im Gegentakt arbeitenden Ausgangsstufe wird von dem aus dem Transistor Q 1 gebildeten Emitterfolger über zwei Zwischenstufen mit den Transistoren Q 5 und Q 6 angesteuert. Zu diesem Zweck ist der Emitter des NPN-Transistors Q 1 über einen mit einer Anzapfung versehenen Widerstand 14 mit der Basis des NPN- Transistors Q 5 verbunden. Der Transistor Q 5 ist nach Art einer Emitterschaltung geschaltet und ist normalerweise so vorgespannt, daß er im B-Betrieb arbeitet. Dabei liefert er an seinem Kollektor ein invertiertes Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal wird der Basis des PNP-Transistors Q 6 zugeführt. In Reihe geschaltete Widerstände 15 und 16 sind der Eingangsübergangszone bzw. der Ausgangsübergangszone des Transistors Q 6 parallel geschaltet. Der Emitter des Transistors Q 6 ist mit dem Kollektor des Transistors Q 8 verbunden, der einen konstanten Strom liefert. Weiterhin ist der Emitter des Transistors Q 6 an die Basis des Transistors Q 2 angeschlossen. Der PNP-Transistor Q 6 kann als Emitterfolger betrachtet werden, der das der Basis des Transistors Q 6 zugeführte invertierte Eingangssignal über den Transistoremitter an die Basis des Transistors Q 2 koppelt.

Die ausgangsseitige Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe enthält die beiden NPN-Transistoren Q 2 und Q 3, bei denen es sich um Leistungstransistoren handelt, die in Reihe zwischen die positive Anschlußklemme 46 (B+) und Masse geschaltet sind. Der Lautsprecher ist an den Verbindungspunkt 18 zwischen diesen beiden Transistoren angekoppelt. Die eingangsseitigen Vorspannbedingungen sehen in einem Spannungsbereich, in dem eine Nebenschlußregelung auftritt, einen A-Betrieb der Ausgangsstufe vor. Der Kollektor des Transistors Q 2 ist an die positive Anschlußklemme 46 und der Emitter des Transistors Q 2 mit dem Kollektor des Transistors Q 3 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 3 ist an den gemeinsamen Masseanschluß 45 des Versorgungsnetzteils angeschlossen. Der gemeinsame Verbindungspunkt 18 zwischen den Transistoren Q 2 und Q 3 stellt den Lastanschlußpunkt für die Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe dar. Die Verstärkerlast wird von dem Lautsprecher 11 gebildet, dessen einer Anschluß mit Masse verbunden ist und dessen anderer Anschluß über einen Kondensator 17 mit dem Verbindungspunkt 18 in Verbindung steht. Eine Tonfrequenzsignal-Gegenkopplungsverbindung ist zum Erzielen von Signallinearität und Stabilität zwischen dem Verbindungspunkt 18 und der Basis des Transistors Q 1 vorgesehen. In dieser Gegenkopplungsverbindung liegt ein Widerstand 21.

Die Eingangsvorspannbedingungen für den Verstärker werden von der Konstantstromquelle mit dem Transistor Q 8 erstellt. Im folgenden werden gewisse Konstruktionsmerkmale der Konstantstromquelle erläutert.

Die Konstantstromquelle enthält eine interne Stromreferenzquelle und eine gesteuerte Stromquelle. Die Stromreferenzquelle umfaßt den als Diode geschalteten PNP-Transistor Q 7, dessen Emitter über einen Widerstand 19 (43 Ω) an die positive Anschlußklemme 46 angeschlossen ist. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q 7 sind miteinander verbunden und gemeinsam über einen mit einer Anzapfung versehenen Widerstand 29 (7,5 kΩ) an Masse angeschlossen. Die gesteuerte Stromquelle enthält den PNP-Transistor Q 8, dessen Emitter über einen Widerstand 20 mit der positiven Anschlußklemme 46 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q 8 ist an die Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors Q 7 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q 8, von dem der Konstantstrom abgeleitet wird, ist gemeinsam mit dem Widerstand 15, dem Emitter des Transistors Q 6 und der Basis des Transistors Q 2 verbunden. Die Geometrie der Transistoren Q 7 und Q 8 ist sehr sorgfältig so ausgewählt, daß der vom Transistor Q 8 gelieferte Strom im wesentlichen ein festes Vielfaches des Stromes im Referenzstromtransistor Q 7 ist.

Der bis jetzt beschriebene Verstärker zeichnet sich sowohl durch eine geringe Verzerrung als auch eine hohe Stabilität aus und stellt im wesentlichen eine Leistungsausgangsstufe in integrierter Schaltungstechnik dar. Im Hinblick auf die Signalverstärkung hat der Verstärker zur Ansteuerung mit einem vorverstärkten Signal von einem AM-FM-Detektor einen geeigneten Verstärkungsgrad, um zur Ansteuerung eines üblichen Lautsprechers, beispielsweise in einer Heimempfangsanlage, die dafür notwendige Tonfrequenzenergie zu liefern. Beim Betrieb mit dem dargestellten Netzteil (B+) liegt die nicht verzerrte Ausgangsleistung in einem Bereich von 150 bis 250 mW.

Das Netzteil des Tonfrequenzempfängers ist von einfacher Konstruktion, die mit einem Minimum an Kosten hergestellt werden kann. Die Ausgangsspannung des Netzteils wird von den Transistoren Q 2 und Q 3 der ausgangsseitigen Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe in einer noch zu beschreibenden Weise nebenschlußgeregelt. Das Netzteil des Rundfunkempfängers ist derart ausgelegt, daß beispielsweise eine übliche Netzwechselspannung von 110 V und 60 Hz (oder 220 V und 50 Hz) in eine geregelte Gleichspannung umgeformt wird, die typischerweise 13,5 V hat und in der Lage ist, einen Strom von 42 mA zu treiben. In dem Netzteil ist der Vorwiderstand 41 zwischen den Wechselspannungseingangsanschluß 44 und die Anode des Gleichrichters D 4 geschaltet. Die Katode des durch eine Diode dargestellten Gleichrichters D 4 ist mit der Gleichspannungsanschlußklemme 46 verbunden. Der zweite Wechselspannungseingangsanschluß stellt den gemeinsamen Masseanschluß 45 dar. Der Vorwiderstand 41 und der Gleichrichter D 4 liefern eine verminderte Spannung abwechselnden Halbperioden (positiven Halbperioden) der Eingangswechselspannung. Die pulsierende gleichgerichtete Spannung wird von einem großen Kondensator 42 (<100 µF) gefiltert, der zwischen die positive Anschlußklemme 46 und Masse geschaltet ist. Ein dem Gleichrichter D 4 parallelgeschalteter Kondensator 43 dient zum Herabsetzen von Hochfrequenzstörungen. Die aus den Transistoren Q 2 und Q 3 gebildeten Tonfrequenzausgangsstufen sind den Ausgangsanschlüssen der vom Netzteil gebildeten Gleichspannungsquelle nebengeschlossen und können daher zur Nebenschlußregelung der bereitgestellten Gleichspannung herangezogen werden.

Die restliche Energieversorgungsschaltung und insbesondere diejenigen Bauteile, die mit dazu beitragen, die Spannungsregelung zu bewerkstelligen, enthalten eine Zenerdiode CR 1, eine Diode D 5 und einen Transistor Q 21. Die Zenerdiode CR 1, die zum Abfühlen einer Spannungsabweichung der Gleichstromquelle verwendet wird, ist mit ihrer Katode an die Anzapfung des Widerstands 29 und mit ihrer Anode an die Anode der Diode D 5 angeschlossen, deren Katode mit Masse verbunden bzw. geerdet ist. Die Diode D 5 ist der Eingangsübergangszone des Transistors Q 21 mit gleicher Polung parallel geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q 21 ist mit der Anzapfung des Widerstands 14 verbunden und liefert an diesen Widerstand einen Strom, der den Leerlaufstrom der beiden Ausgangstransistoren Q 2 und Q 3 steuert. Der Widerstand 29 ist der Gleichspannungsquelle nebengeschlossen, und die mit der Zenderdiode CR 1 verbundene Anzapfung dieses Widerstands ist auf einen Wert eingestellt, der gleich oder etwas größer als die Zenerspannung ist, wenn die Gleichspannungsquelle richtig eingestellt ist.

Die Gleichspannungsregelung erfolgt durch Abfühlen der Ausgangsgleichspannung und entsprechendes Erhöhen oder Herabsetzen der Leitfähigkeit der Ausgangstransistoren Q 2 und Q 3. Wenn die gewünschte Gleichvorspannung überschritten wird, leitet die Zenerdiode CR 1 in einem höheren Maß und injiziert den erhöhten Strom durch die Diode D 5 in den gemeinsamen Massenanschluß. Der Transistor Q 21, dessen Eingangsüberzone der Diode D 5 parallel liegt, so daß seine Eingangsübergangszonenspannung gleich dem Spannungsabfall an dieser Diode ist, leitet einen Strom, der dem Strom durch die Diode proportional ist, wobei die Proportionalität durch die relativen Übergangszonenflächen dieser beiden Bauelemente definiert ist. Da man das Flächenverhältnis des Transistors Q 21 und der Diode D 5 in engen Grenzen steuern kann, halten diese Bauelemente die Genauigkeit der Zenerspannungsreferenz bei dem Regelvorgang aufrecht. Der durch den Transistor Q 1 fließende Strom, der in bezug auf den Zenerstrom durch die Diode D 5 ein typisches Verhältnis von 1 : 1 hat, fließt aus der Anzapfung des Widerstands 14 und in den Anschluß des Widerstands 14, der mit dem Emitter des Transistors Q 1 und der Basis des Transistors Q 3 verbunden ist. Die unmittelbare Wirkung dieses Stroms besteht darin, daß an dem von diesem Strom durchflossenen Abschnitt 47 des Widerstands 14 ein Spannungsabfall auftritt. Da das andere Anschlußende des Widerstands 14 über die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors Q 5 an Erde bzw. Masse angeschlossen ist, hat dieses andere Anschlußende des Widerstands 14 die Neigung, auf einem festen Potential zu bleiben, wenn im Abschnitt 47 des Widerstands 14 kleine Spannungsänderungen auftreten. Der durch einen höheren Strom verursachte höhere Spannungsabfall erscheint am Emitter des Transistors Q 1 und an der Basis des Transistors Q 3. Die Wirkung auf den Transistor Q 1 und seine Eingangsschaltung kann vernachlässigt werden. Demgegenüber wird der Leerlaufstrom im Transistor Q 3 durch irgendeine Erhöhung des Potentials an seiner Eingangsübergangszone stark beeinträchtigt. Die Strombeziehung zwischen den Transistoren Q 5 und Q 3, deren Eingangsübergangszonen bis auf den Spannungsabfall am Widerstand 14 einander parallel geschaltet sind, ändert sich somit, und der Kollektorstrom im Transistor Q 3 erhöht sich entsprechend einer exponentiellen Beziehung zu dieser Änderung in der Spannung. Der erhöhte Kollektorstrom im Transistor Q 3 fordert mehr Strom vom Emitter des oberen Transistors Q 2 an. Die Konstantstromquelle mit den Transistoren Q 7 und Q 8 liefert den angeforderten höheren Basisstrom für den Transistor Q 2, wobei der Strom im Transistor Q 5 geringfügig vermindert und der Leerlaufstrom im Transistor Q 2 im wesentlichen um denselben Betrag wie der Strom im Transistor Q 3 erhöht wird.

Die Gegentakt-Ausgangsstufentransistoren Q 2 und Q 3 sorgen somit für die Nebenschlußregelung. Irgendeine abgefühlte Erhöhung der Speisegleichspannung ruft eine Erhöhung des Zenerstromes hervor, der dann verwendet wird, um den Leerlaufstrom in den Ausgangsstufentransistoren zu erhöhen. Eine Abnahme der Speisegleichspannung ruft die entgegengesetzte Wirkung hervor. Bei einer Versorgungsspannungszunahme bewirkt der erhöhte Leerlaufstrom eine größere Gesamtstromanforderung von der Gleichspannungsquelle, so daß der Spannungsabfall am Vorwiderstand 41 (1,2 kΩ) anwächst. In der Fig. 3 ist der Regelvorgang für verschiedene Konstruktionseinstellungen dargestellt. Beim Auftreten einer entsprechenden Störung oder Schwankung auf der Netzseite erhöht sich die Speisegleichspannung B+ ohne Regelung bis auf etwa 14 V entsprechend einer Kennlinie, die einem Innenwiderstand von etwa 100 Ω entspricht. Ein Spannungswert von 14 V ist etwa die gewünschte Maximumspannung für den Filterkondensator. Für die verwendete integrierte Schaltung kann man eine gewünschte Maximalspannung von 20 V verwenden. Wenn der Regler arbeitet und eine ähnliche Störung oder Schwankung auftritt, erhält man bei Einstellung des Anzapfungsabschnitts 47 des Widerstands 14 auf 100 Ω (Rest 1,9 kΩ) für die Stromspannungskennlinie eine Steigerung von 30 Ω. Unter normalen Bedingungen wird bei dieser Einstellung die Ausgangsspannung im Bereich der Zenersteuerung in einem Schwankungsbereich gehalten, der kleiner als 1 V ist. Wenn man den gesamten Widerstand 14 benutzt, erniedrigt sich die effektive Steigung der Stromspannungskennlinie auf 3 Ω. Damit kann man unter normalen Bedingungen im Zenersteuerungsbereich die Spannungsschwankungen auf ¹/₁₀ V begrenzen. Normalerweise reicht die Einstellung auf 30 Ω aus.

Den bis jetzt an Hand der Fig. 1 erläuterten Verstärkungsaufbau findet man abgesehen von der Maßnahme der Spannungsregulierung auch in dem in der Fig. 2 dargestellten Verstärker wieder. Die Verstärker zeigen ein gutes Phasenverhalten und eine hohe Stabilität. Bei beiden Verstärkern werden die Amplitudenverzerrung und die Instabilität durch die Rückkopplung über den Widerstand 21, der zwischen den Tonfrequenzsignalausgangsanschluß 18 und die Basis des Treibertransistors Q 1 geschaltet ist, in Grenzen gehalten. Die Rückkopplung ist in bezug auf die Phase eine Gegenkopplung und trägt in einem hohen Maße zur Verminderung irgendwelcher asymmetrischer Amplitudenverläufe bei. Messungen ergaben, daß die Verzerrungen auf wenige Prozent vermindert wurden.

Beim Schaltungsaufbau nach der Fig. 1 beruht die Leerlaufstromeinstellung der Gegentakt-Ausgangsstufe auf drei Hauptumständen, die während der Herstellung der integrierten Schaltung sorgfältig unter Kontrolle gehalten werden können. Diese Umstände sind die Stromeinstellung der Konstantstromquelle mit den Transistoren Q 7 und Q 8, das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q 3 und Q 5 und der β-Wert des Transistors Q 6. Diese Umstände hängen von den Flächen der aktiven Schaltungselemente ab. Beim normalen Herstellungsvorgang können diese Flächen in Abhängigkeit von der Größe mit einer Genauigkeit von 1% oder weniger festgelegt werden.

Der PNP-Transistor Q 8 der Konstantstromquelle sieht eine stabile Stromeinstellung vor, wobei der Stromreferenzwert vom Transistor Q 7 abgeleitet wird. Der Transistor Q 7 ist ein seitwärts abgeschiedener PNP-Transistor, der als Diode geschaltet ist, wobei der Kollektor und die Basis miteinander verbunden sind und der Emitter davon getrennt ist. Die Übergangszone des Transistors Q 7 ist bezüglich der relativen Flächen der aktiven Bereiche eine sorgfältige Nachbildung der Übergangszone des Transistors Q 8 der gesteuerten Stromquelle. Der Transistor Q 8 ist ebenfalls seitwärts abgeschieden. Während der Transistor Q 7 aus zwei "Scheiben" gebildet ist, besteht der Transistor Q 8 aus 18 "Scheiben". Das relative Verhältnis zwischen den Flächen der beiden Transistoren beträgt somit 9 : 1. In der Praxis ist das tatsächliche Stromverhältnis etwas geringer, und daher näherungsweise 8 : 1.

Dadurch, daß beide Eingangsübergangszonen elektrisch zueinander parallel sind, erzwingt die Stromkonfiguration die Ströme in eine proportionale Beziehung. Der Emitter des Transistors Q 8 ist über einen Widerstand 20 mit niedrigem Wert (10 Ω) an die positive Anschlußklemme angeschlossen, während der Emitter des Transistors Q 7 über einen Widerstand 19 mit niedrigem Wert (43 Ω) an dieselbe positive Anschlußklemme angeschlossen ist. Die Emitter werden daher nahezu auf demselben Potential gehalten. Da die Basen der beiden Transistoren miteinander verbunden sind, ist die Emitter-Basis-Spannung Veb beider Eingangsübergangszonen gleich.

Die Parallelschaltungsanordnung erzwingt somit, daß irgendein im Transistor Q 7 fließender Strom im wesentlichen in Proportion zu den relativen Flächen der Transistoren Q 7 und Q 8 im Transistor nachgebildet wird. Der Strom des Transistors Q 7, der die Primärreferenz darstellt, hängt von der Vorspannung und von dem Reihenwiderstand 29 ab. Der Wert des Widerstands 29 legt den Referenzstrom im Transistor Q 7 fest. Unter der Annahme, daß die Vorspannungen festgelegt sind, hängt somit der Strom im Konstantstromquellentransistor Q 8 in erster Linie vom Strom im Transistor Q 7 ab und von den relativen Flächen dieser beiden Bauelemente. Die Flächen sind im Rahmen von einigen wenigen Prozent genau festlegbar.

Das Stromverhältnis zwischen den Transistoren Q 3 undQ 5 kann man durch eine ähnliche Einstellung der Flächen der betreffenden Bauelemente auf einem konstanten Wert halten. Die Transistoren Q 3 und Q 5 sind NPN-Transistoren. Unter der Annahme, daß das Substrat zur NPN-Herstellung ausgewählt worden ist, sind diese Transistoren nicht seitwärts abgeschieden. Aufgrund der Schaltungsanordnung liegen die Eingangsübergangszonen der Transistoren Q 3 und Q 5 einander parallel, so daß ihre Emitter- Basis-Spannungen Veb im wesentlichen einander entsprechen. Die Emitter der beiden Transistoren Q 3 und Q 5 liegen an Masse, wohingegen ihre Basen über dem Widerstand 14 von 2000 Ω miteinander verbunden sind. Dieser Widerstand ist im Hinblick auf den Basisstrom klein, so daß es den Basen der beiden Transistoren und damit ihren Eingangsübergangszonen gestattet ist, etwa dasselbe Potential anzunehmen. Bei gleichen Emitter-Basis-Spannungen Veb wird das Stromverhältnis zwischen den Transistoren Q 5 und Q 3 eine Funktion der relativen Fläche der betreffenden Transistorelektrodenbereiche. Die Fläche des Transistors Q 5 ist typischerweise so gewählt, daß sie ein Fünftel der Fläche des Transistors Q 3 beträgt. Damit wird das Stromverhältnis auf etwa denselben Wert festgelegt. Wenn beim Vorgang der Spannungsregulierung Strom vom Transistor Q 21 in die Anzapfung des Widerstands 14 fließt, ändert sich das Stromverhältnis, wenn der Strom im Transistor Q 3 in bezug auf den Strom im Transistor Q 5 steil angehoben wird.

Ein weiterer Umstand, der die Leerlaufeinstellung des Gegentaktverstärkers festlegt, ist der β-Wert des Transistors Q 6. Der Transistor Q 6 ist ein seitwärts abgeschiedener Transistor, der in bezug auf seinen Betriebsstrompegel eine verminderte Fläche hat, so daß der Transistor an einer von seinem β-Spitzenwert gut entfernt gelegenen Stelle betrieben wird. Bei einem Arbeitspunkt von 5 mA ist der β-Wert gegenüber einem β-Spitzenwert von etwa 30 auf etwa 4 eingestellt. Unter Berücksichtigung der genannten Strompegel sollte man daher einen Transistor verwenden, dessen β-Wert bei etwa 0,5 mA mit dem Abfall beginnt.

Der Schaltungsaufbau und die Schaltungswerte sind in entsprechender Weise gewählt, um den Transistorbetrieb in einen Strombereich zu verlegen, in dem der β-Wert die Tendenz hat, sich zu stabilisieren. Wenn dies auftritt, nimmt der β-Wert eine willkürliche Zahl an, die im wesentlichen unabhängig von allen Faktoren ist, allerdings ausgenommen von der Fläche des Bauelements.

Die Schaltungsverbindungen zwischen den Transistoren Q 6, Q 2 und Q 8 vervollständigen das Netzwerk, das die Leerlaufeinstellungen des Verstärkers bestimmt. Der Emitter des PNP-Transistors Q 6 ist an die Basis des NPN-Transistors Q 2 angeschlossen, und die Basis des Transistors Q 6 ist über den Widerstand 16 (1000 Ω) mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden. In Anbetracht der im wesentlichen gleichen Emitter-Basis-Spannung der Transistoren Q 6 und Q 2 ist das Potential an der Basis des Transistors Q 6 im wesentlichen gleich dem Potential am Emitter des Transistors Q 2. Der Spannungsabfall am Widerstand 16 ist daher klein, und der durch diesen Widerstand fließende Strom ist vernachlässigbar klein. Der Schaltungsaufbau und die Schaltungswerte bewirken somit eine Aufteilung des Stromes vom Kollektor des Transistors Q 5 zwischen dem Widerstand 16 und der Basis des Transistors Q 6.

Der letzte Schaltungsumstand oder Faktor, der den Leerlaufstrom der Ausgangsstufen des Verstärkers bestimmt, ist die Verbindung des Emitters des Transistors Q 2, des Kollektors des Transistors Q 6 und des Kollektors des Transistors Q 3 mit dem Ausgangsanschluß 18. Diese Verbindung erzwingt eine Gleichheit zwischen dem Kollektorstrom im Transistor Q 3 und dem Strom aus den Transistoren Q 6 und Q 2. Unter der Annahme, daß im Transistor Q 3 6 mA fließen, beträgt der Strom im Transistor Q 6 gleich 4,8 mA und im Emitter des Transistors Q 2 lediglich 1,2 mA. Bei maximaler Spannungsregelwirkung können die Strompegel um 30 mA anwachsen.

Der in der Fig. 1 dargestellte Schaltungsaufbau stellt ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel dar, das leicht verfeinert werden kann, um ein ausgezeichnetes Gesamtverhalten zu erzielen. Die Schaltungsversion nach der Fig. 1 zeigt eine hohe Stabilität und eine Amplitudenverzerrung von nur wenigen Prozent. Die Verzerrungszahl reicht für viele Anwendungen aus, kann aber durch zusätzliche Rückführung ohne weiteres verbessert werden. Der Gleichspannungsabgleich des Verstärkers ist am Überlappungs- oder Kreuzungspunkt etwa durch die gerade beschriebenen Leerlaufstromvorkehrungen festgelegt. Da der Gleichspannungsabgleich am Ausgangsanschluß 18 durch das definiert ist, was man als zwei in Reihe geschaltete Konstantstromquellen (Transistoren Q 7 und Q 8 sowie der Emitterfolgertransistor Q 3) betrachten kann, ist die Ausgangsgleichspannung bis zu einem Grad unbestimmt. Falls es erwünscht ist, den Ruhepunkt des Verstärkers auf einen festen Wert zu begrenzen oder den Wechselspannungsausschlag einzuengen oder die Verzerrung weiter zu vermindern, kann man eine zweite Rückführschleife und gewisse andere Maßnahmen vorsehen. Dies wird im folgenden erläutert.

Das in der Fig. 2 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt einen Gesamttonfrequenzverstärker einschließlich einer Vorverstärkungsschaltung für das Tonfrequenzsignal sowie einer Leistungsverstärkerschaltung, die der an Hand der Fig. 1 erläuterten Schaltungsanordnung ähnlich ist, aber eine zweite Rückführschleife aufweist. In den beiden Figuren sind gleiche oder einander ähnliche Bauelemente oder Schaltungsmaßnahmen mit denselben Bezugszahlen versehen. Der Vorverstärker enthält einen Differentialvestärker mit PNP-Transistoren Q 9 und Q 10, einem zugehörigen PNP-Treibertransistor Q 11, einem zugehörigen NPN-Treibertransistor Q 12 sowie einem einzigen PNP-Ausgangstransistor Q 13, Stromumkehrtransistoren Q 14 und Q 15 sowie Transistoren Q 16 bis Q 20, Dioden D 1 bis D 3 und verschiedenartige Widerstände, die in die Vorspannungsbedingungen des Vorverstärkers und des Leistungsverstärkers eingehen. Das Nebenschlußregelnetzwerk und insbesondere die Fühlerzenerdiode CR 1 können nach der Erfindung in der Schaltung so angeordnet sein, daß sie den Mittelpunkt der Gegentakt-Ausgangsstufe stabilisieren und bei kleinen Signalpegeln Brummstörungen vermindern.

Der in der Fig. 2 dargestellte Verstärker verstärkt ein Eingangssignal in der folgenden Weise: Die Eingangsquelle für den Verstärker ist ein Detektor 22. Dabei handelt es sich typischerweise um einen FM- oder AM-Detektor oder um einen Detektor, der beide Detektionsmoden vereinigt. Der Detektor 22 ist über einen Kondensator an ein Lautstärkeregelpotentiometer 23 angeschlossen. Das andere Ende des Potentiometers 23 ist mit Masse verbunden. Die am Abgriff des Potentiometers 23 auftretenden Tonfrequenzsignale werden über einen Widerstand 24 der Basis des Transistors Q 11 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Ein Hochfrequenz-Kurzschlußkondensator 25 ist zwischen die Basis des Transistors Q 11 und Masse geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q 11 ist mit Masse verbunden, und sein Emitter, an dem das Ausgangssignal auftritt, ist an die Basis des Transistors Q 9 des Differentialverstärkers angeschlossen. Die Basis des Transistors Q 10 ist nicht direkt mit der Eingangsquelle verbunden, sondern bildet, wie man sieht, einen Eingangspunkt für einen Gegenkopplungszweig. Die Emitter der beiden Transistoren Q 9 und Q 10 sind miteinander verbunden und erhalten ihren Strom vom Kollektor des Stromquellentransistors Q 16. Der Transistor Q 16 ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 48 von 3000 Ω an die positive Anschlußklemme 46 des die Versorgungsgleichspannung liefernden Netzteils angeschlossen. Die direkt verstärkten Tonfrequenzsignale des Detektors erscheinen somit am Kollektor des Transistors Q 9. Wie man sieht, treten die Signalkomponenten, die von der Rückführschleife injiziert werden, ebenfalls am Kollektor des Transistors Q 9 auf.

Einen zweiten Eingang zum Differentialverstärker aus den Transistoren Q 9 und Q 10 bildet eine Rückführverbindung vom Verstärkerausgang zum Transistor Q 12. Der Transistor Q 12 ist ein NPN-Transistor, der als Emitterfolger geschaltet ist, den man als Gegenkopplungsseite des Eingangs des Differentialverstärkers betrachten kann. Die Ausgangssignale des Leistungsverstärkers gelangen vom Ausgangsanschluß 18 über einen Widerstand 27 zur Basis des Transistors Q 12. Der Kollektorstrom des Transistors Q 12 wird vom Emitter des Stromquellentransistors Q 17 geliefert. Das am Emitter des Transistors Q 12 auftretende Rückführsignal wird der Basis des Transistors Q 10 des Differentialverstärkers zugeführt. Ein zwischen den Emitter des Transistors Q 12 und Masse geschalteter Widerstand 26 stellt die Signalbelastung dar. Das der Basis des Transistors Q 10 auf diese Weise zugeführte Rückführsignal erscheint am Emitter des Transistors Q 10 und gelangt von dort zum Emitter des Transistors Q 9. Am Kollektor des Transistors Q 9 kommt es zu einer Gegenkopplung zwischen dem Rückführsignal und dem ursprünglichen Eingangssignal.

Ein direkt verstärktes Rückführsignal erscheint auch am Kollektor des Transistors Q 10 und wird über eine Stromumkehrschaltung zum Ausgang des Transistors Q 9 gekoppelt, wo es in den Vorwärtsverstärkungspfad des Verstärkers eintritt. Die Stromumkehrschaltung enthält die Transistoren Q 14 und Q 15. Der Kollektor des Transistors Q 10 ist mit der Basis-Kollektor-Verbindung des als Diode geschalteten Transistors Q 15 auf der Eingangsseite der Stromumkehrschaltung verbunden. Der Emitter des Transistors Q 15 ist an Masse angeschlossen. Die Übergangszone des Transistors Q 15 ist der Eingangsüberzone des Transistors Q 14 parallelgeschaltet. Die Basis des Transistors Q 14 ist mit der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors Q 15 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 14 ist an Masse angeschlossen. Am Kollektor des Transistors Q 14 tritt somit ein Strom auf, der den im Transistor Q 10 fließenden Strom der Rückführquelle nachbildet. Dieser Strom wird ebenfalls dem Signal hinzugefügt, das am Kollektor des Transistors Q 9 auftritt. Die Wirkung davon ist, daß die Gegenkopplung weiter verstärkt wird.

Ein zusammengesetztes Tonfrequenzsignal, das sowohl die direkten als auch Rückführsignale der beiden erläuterten Strompfade enthält, erscheint somit am Kollektor des Transistors Q 9 und wird der Basis des Transistors Q 13 zugeführt, der einen Ausgangsemitterfolger darstellt. Der Kollektor des Transistors Q 13 ist an Masse angeschlossen. Sein Emitterstrom wird vom Kollektor eines anderen Stromquellentransistors Q 19 zugeführt. Der Transistor Q 19 ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 37 an die Gleichspannungsquelle B+ angeschlossen. Die Basis des Transistors Q 19 ist mit einer Leitung verbunden, die der Basis des Stromquellentransistors Q 16, dem Emitter des Transistors Q 17 und der Basis des Stromquellentransistors Q 18 gemeinsam ist. Das Ausgangssignal, das am Emitter des Transistors Q 13 auftritt, wird zur Basis des Treibertransistors Q 1 gekoppelt. Der Treibertransistor Q 1 steuert die ausgangsseitige Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe aus den Transistoren Q 2 und Q 3 in der bereits beschriebenen Weise an.

Der eingangsseitige Differentialverstärker arbeitet mit einem sehr hohen Impedanzpegel und verwendet ein PNP- Substrat sowie einen seitwärts ausgebildeten PNP-Transistor in Darlington-Schaltung. Die Stufe hat daher eine auf Eigenleitung beruhende hohe Verstärkung und kann eine starke Gegenkopplung vertragen. Die in der Figur angegebenen Schaltungswerte sorgen für eine stabile Verstärkung.

Die vom Ausgang des Leistungsverstärkers zum Eingang des Vorverstärkers führende Rückkopplung ergänzt die bereits in Verbindung mit dem Leistungsverstärker beschriebene Rückkopplung und verbessert die Linearität der Tonfrequenzverstärkung bis auf einen Bruchteil von 1%. Der Gleichspannungsabgleich und insbesondere die Leerlaufspannung sowie der Betrag der Wechselsignalausschläge werden mit Hilfe des Widerstands 27, des Transistors Q 20, des Stromquellentransistors Q 7, des angezapften Widerstands 29, der Dioden D 1 bis D 3 und des Stromquellentransistors Q 18 sowie der Zenerdiode CR 1 und der Diode D 5 eingestellt. Mit Hilfe dieser Mittel wird die Spannung (am Ausgangsanschluß 18) auf eine gewünschte Spannung eingestellt, die normalerweise geringfügig unter der Halbpunktspannung zwischen dem positiven Potential der positiven Anschlußklemme 46 und Masse liegt. Dies wird dadurch erreicht, daß der Widerstand 27 etwa gleich dem halben Wert des Widerstands 29 gewählt wird, daß der Strom im Konstantstromquellentransistor Q 18 gesteuert wird und schließlich durch die Wirkung der Zenerdiode CR 1.

Die Leerlaufspannung (V 18) am Ausgangsanschluß 18 des Verstärkers kann man wie folgt berechnen. Zu diesem Zweck kann man den Verbindungspunkt, an den der Kollektor des Transistors Q 20 angeschlossen ist, als einen Stromknotenpunkt 31 betrachten. Die Summe der Ströme in Richtung dieses Stromknotenpunkts und von dem Stromknotenpunkt weg sind Null. Der Strom, der vom Kollektor des Transistors Q 20 weggezogen wird, der Strom, der über den Widerstand 27 vom Ausgangsanschluß 18 des Verstärkers dem Stromknotenpunkt zugeführt wird, und der Strom, der auf den Stromknotenpunkt vom Emitter des Konstantstromquellentransistors Q 18 zufließt, können durch die folgende Gleichung miteinander verknüpft werden:

I _c₂₀ = I _c₁₈ + I _f (1)

Dabei gilt:

I _c₂₀ = Kollektorstrom im Bezugstransistor Q 20, I _c₁₈ = Kollektorstrom im Quellentransistor Q 18 und I _f = Strom im Rückkopplungswiderstand 27.

Eine Erhöhung des Stroms im Rückkopplungswiderstand hat eine Erhöhung der Leerlaufspannung zur Folge. Da dieser Strom vom Kollektor des Transistors Q 20 geliefert wird, hat eine Erhöhung des Kollektorstroms im Transistor Q 20 die gleiche Wirkung auf die Leerlaufspannung (V 18).

Der Strom im Kollektor des Transistors Q 20 bildet den Strom in der in Reihe geschalteten Diode D 1 nach, der unter der Einwirkung der Speisegleichspannung B+ abzüglich von drei Diodenabfällen (Eingangsübergangszonen von Q 7, D 1, D 2) durch den Widerstand 29 von 7,5 kΩ fließt. Wenn die Zenerdiode CR 1 nicht in Betrieb ist, gilt:

Wenn die Zenerdiode CR 1 in Betrieb ist, wird der Strom in der in Reihe geschalteten Diode D 1 zusätzlich von dem Vorhandensein dieser Diode CR 1 beeinflußt, deren Katode an die Anzapfung des Widerstands 29 angeschlossen ist. In bezug auf die untere Anschlußklemme des Widerstands 29 zur Masse hin ist die Anzapfung auf 3,6 kΩ eingestellt. In bezug auf die obere Anschlußklemme des Widerstands 29 in Richtung auf die positive Speisespannungsquelle B+ ist die Anzapfung auf 3,4 kΩ eingestellt. Es gilt:

Der Strom im Transistor Q 18 wird durch die Spannung am Widerstand 30 und durch die Größe dieses Widerstands bestimmt. Der Spannungsabfall am Widerstand 30 ist gleich dem Abfall an der Diode D 3, die in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und an der Eingangsübergangszone des Transistors Q 17 abzüglich des Spannungsabfalls an der Eingangsübergangszone des Transistors Q 18. Da die Diode D 3 mit einem kleinen Strom in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, beträgt dort der Spannungsabfall nur etwa 0,5 V. Wenn man somit am Emitterwiderstand 30 einen Spannungsabfall von 0,5 V annimmt, ergibt sich der Strom im Transistor Q 18 wie folgt:

Der Strom im Rückkopplungswiderstand 27 ist eine Funktion der Spannung (V 18) am Verstärkerausgang sowie der Spannung am Stromknotenpunkt 31. Ferner ist dieser Strom dem Widerstandswert des Rückkopplungswiderstands 27 umgekehrt proportional. Die Spannung am Stromknotenpunkt 31 ergibt sich aus einer Folge von Eingangsübergangszonenabfällen "Vd" (Q 11, Q 9, Q 10, Q 12), und zwar beginnend am Masseanschluß des Potentiometers 23. Die Polarität der Spannungsabfälle an den Eingangsübergangszonen ist für den Transistor Q 11 positiv, für den Transistor Q 9 positiv, für den Transistor Q 10 negativ und für den Transistor Q 12 wieder positiv. Es verbleiben somit als Resultat zwei positive Abfälle an den Eingangsübergangszonen und somit ein Wert von etwa 1,2 V. Bei nicht wirksamer Zenerdiode erhält man somit für den Rückkopplungsstrom I _f :

Setzt man die Gleichung (4) in die Gleichung (1) ein, erhält man:

I _f = I _c₂₀ - I _c₁₈ (5)

Wenn man die Gleichung (4) gleich der Gleichung (6) setzt und die Gleichungen für V₁₈ auflöst, erhält man:

Bei nicht wirksamer Zenerdiode ergibt sich für V₁₈:

Bei wirksamer Zenerdiode erhält man für V₁₈:

Der bevorzugte Wert für V₁₈ liegt geringfügig unter der halben Gleichspannung, da die Emittersättigungscharakteristik des unteren Gegentakttransistors Q 3 mit der Kollektorsättigungscharakteristik der Transistoren Q 2 und Q 8 nicht symmetrisch ist. Beim Betrieb unterhalb des Zenerpunktes arbeiten die Gegentaktausgangsstufen im B-Betrieb. Wenn die Zenerdiode wirksam ist, wechseln die Gegentaktausgangsstufen in Abhängigkeit von der Strommenge, die dem normalen Leerlaufstrom hinzugefügt wird, vom B-Betrieb zum A-Betrieb. Dieser Wechsel vermindert die Leistungseffizienz des Verstärkers, führt aber zu einer merkbaren Verbesserung der Wiedergabegüte und zu einer beträchtlichen Herabsetzung der Überlappungs- oder Überschneidungsverzerrung.

Zusätzlich zu einer genauen Steuerung der Zentrierung des Gegentaktausgangsverstärkers sorgt der Schaltungsaufbau nach der Fig. 2 auch für eine beträchtliche Brummstörungsunterdrückung und eine merkbare Erhöhung der Gleichstromstabilität. Die beiden zuletzt erwähnten Maßnahmen werden in besonders wirtschaftlicher Weise erzielt. Wie es aus der Fig. 2 hervorgeht, ist der Kollektor des Transistors Q 20 im Stromknotenpunkt 31 mit einem Außenanschluß 35 verbunden, an dem ein Kondensator 34 angeschlossen ist. Dieser Kondensator hat einen hohen Wert (47 bis 200 µF) bei einer niedrigen Spannung (2,5 V). Dieser Wert liefert bei 60 Hz eine niedrige Impedanz und sorgt für eine gute Brummstörungsunterdrückung. Das zusätzliche Vorhandensein der Zenerdiode verbessert weiter den der Anordnung innewohnenden Brummabstand, da die Zenerdiode nicht nur die Speisegleichspannung B+ regelt, sondern auch zur Regelung des Mittenstromes im Transistor Q 20 dient. Das zuletzt erwähnte Merkmal dämpft die Brummkomponente im Kollektor des Transistors Q 20 und stellt eine Zusatzmaßnahme zur Brummstörungsverminderung durch den Kondensator 34 dar. Auf diese Weise wird die Eigenbrummunterdrückung des Verstärkers bei niedrigen Schallpegeln um so viel wie 15 dB verbessert. Der zenerdiodengeregelte Verstärker zeigt beispielsweise bei einem 50-mW-Signal mit einem Kondensator 42 von 200 µF und einem Kondensator 34 von 47 µF eine Verbesserung des Signal/Brumm-Verhältnisses von 16 dB im Vergleich zu demselben Verstärker ohne die Zenerdiode.

Wenn man die Spannungsregelung möglichst gut machen will, sollte, wie bereits erläutert, die dynamische Impedanz des Reglers auf ihren niedrigsten Wert von 3 Ω eingestellt werden. Wenn aber die Gesamtanordnung in einer einzigen integrierten Schaltung zusammengefaßt ist, kann eine dynamische Impedanz, die näher bei 30 Ω liegt, von Vorzug sein. Die Herabsetzung der dynamischen Impedanz vermindert die Welligkeit in der Speisegleichspannung B+ und verbessert die Brummunterdrückung des Verstärkers. Weiterhin wird der Schwankungsbereich der geregelten Gleichspannung B+ eingeengt. Es tritt allerdings der Nachteil auf, daß die Welligkeits- oder Brummströme größer sind. Innerhalb der integrierten Schaltung treten daher größere Temperaturgradienten auf. Diese erhöhten Temperaturgradienten können die Brummkopplung zum Detektor erhöhen und das Signal/Brummverhältnis bei niedrigeren Schallpegeln verschlechtern.

Der erläuterte Regler erzeugt eine Speisegleichspannung B+, die man durch iteratives Lösen der folgenden Gleichungen gewinnen kann:

Die nicht in dem Schaltbild enthaltenen Parameter bedeuten:

V _Z = Zenerspannung der Zenerdiode CR 1, V _D = Vorwärtsspannungsabfall an den Dioden D 1, D 2, D 5, K _M = Multiplikationsfaktor der Transistoren Q 7 und Q 8 aufgrund ihrer Flächen und Emitterwiderstände, P _A = Flächenverhältnis zwischen den Transistoren Q 5 und Q 3, I _B+ = Derjenige Anteil des Gesamtspeisestromes, der vom Tonfrequenzausgang absorbiert werden muß. Es handelt sich somit um die Differenz zwischen dem von der Gleichspannungsquelle B+ gelieferten Strom und dem von der integrierten Schaltung benötigten Strom.

Eine Analyse aufgrund der obigen Gleichungen ergibt, daß die Gleichspannung B+ in einen Bereich von 12 bis 14,5 V fällt. Dieses Ergebnis stimmt mit experimentell gewonnenen Daten überein. Beim Zenerdiodenbetrieb wird der Speisestrom typischerweise auf 42 mA eingestellt. Ein Teil dieses Stromes von etwa 15 mA wird für die Schaltungselemente der Schaltung benötigt. Der Rest von 27 mA wird vom Tonfrequenzsignalausgang absorbiert und mit I _B+ bezeichnet. Der I _B+-Ruhewert kann sich zwischen 20 mA und 35 mA ändern, und zwar in Abhängigkeit von der Stromanforderung der übrigen Teile der integrierten Schaltung.

Claims (6)

1. Tonfrequenzverstärker mit zwei Anschlußklemmen, von denen die eine eine gemeinsame und die andere eine nicht gemeinsame Anschlußklemme darstellt und denen von einer Speisespannungsquelle, die einen merkbaren Innenwiderstand aufweist und eine Spannungsregelung erfordert, eine Speisespannung zugeführt wird, enthaltend:
eine Gegentakt-Tonfrequenzausgangsstufe mit einem ersten und einem zweiten Ausgangstransistor (Q 2 und Q 3) eines ersten Leitfähigkeitstyps, wobei der Kollektor des ersten Transistors (Q 2) mit der nicht gemeinsamen Anschlußklemme, der Emitter des ersten Transistors (Q 2) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q 3) und der Emitter des zweitent Transistors mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist und der Verbindungspunkt zwischen den beiden Ausgangstransistoren der Tonfrequenzausgangsanschluß (18) ist, und
eine Treiberstufe für die Gegentakt-Ausgangsstufe mit einem dritten Transistor (Q 1) des ersten Leitfähigkeitstyps zum Ansteuern beider Ausgangstransistoren (Q 2, Q 3), wobei der dritte Transistor (Q 1) als Emitterfolger geschaltet ist und der Emitter des dritten Transistors gleichspannungsmäßig mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors (Q 3) verbunden ist, und mit
einer phaseninvertierenden Zwischentreiberstufe zur Ankopplung der Basis des ersten Ausgangstransistors (Q 2) an den Emitter des dritten Transistors (Q 1) enthaltend einen vierten Transistor (Q 5) vom ersten Leitfähigkeitstyp, dessen Basis gleichspannungsmäßig an den Emitter des dritten Transistors (Q 1) angekoppelt ist,
dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des vierten Transistors (Q 5) mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist und der Basis-Emitter- Übergang des vierten und des zweiten Transistors (Q 5 und Q 3) zur Stabilisierung ihres Stromverhältnisses zueinander parallel geschaltet sind, und daß eine Ausgangsspannungsregeleinrichtung vorgesehen ist, die enthält:
eine Spannungsreferenzschaltung (Q 7, CR 1, D 5, 29) zum Abfühlen einer Abweichung der Speisespannung gegenüber einem gewünschten Wert und Schaltungsmittel (Q 21) zum Erzeugen eines Fehlerstroms aufgrund der Abweichung und zum Anlegen des Fehlerstroms an einen zwischen den Emitter des dritten Transistors (Q 1) und die Basis des vierten Transistors (Q 5) geschalteten ersten Widerstand (14) zum Bewirken einer von der Speisespannungsabweichung abhängigen Änderung der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Ausgangstransistors (Q 3), wobei diese Basis-Emitter- Spannungsänderung das genannte Stromverhältnis und den Leerlaufstrom des zweiten Ausgangstransistors (Q 3) ändern, sowie zum Bewirken einer entsprechenden Änderung des Leerlaufstroms des ersten Ausgangstransistors (Q 2) infolge der Verbindung des Kollektors des zweiten Ausgangstransistors (Q 3) mit dem Emitter des ersten Ausgangstransistors (Q 2), wobei die Leerlaufstromänderungen in den beiden Ausgangstransistoren (Q 2, Q 3) in einem Sinne erfolgen, daß bei einem Anwachsen der Speisespannung der Leerlaufstrom größer wird, und wobei die beiden, eine hinreichende Stromkapazität aufweisenden Ausgangstransistoren (Q 2, Q 3) eine Nebenschlußregelung für die Speisespannung vorsehen.

2. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Konstantstromquelle (Q 8) vorgesehen ist, deren Eingang an die nicht gemeinsame Anschlußklemme und deren Ausgang mit der Basis des ersten Ausgangstransistors (Q 2) verbunden ist, um dessen Leerlaufstrom zu steuern, und daß die Zwischentreiberstufe einen fünften Transistor (Q 6) eines zweiten Leitfähigkeitstyps enthält, dessen Kollektor mit dem Tonfrequenzausgangsanschluß (18), dessen Basis mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q 5) und dessen Emitter mit dem Ausgang der Konstantstromquelle (Q 8) verbunden ist.

3. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich Mittel zum Stabilisieren der Leerlaufgleichspannung am Tonfrequenzausgangsanschluß (18) auszeichnen durch:

• a) einen zweiten Widerstand (21; 27), der mit seinem einen Ende an einen Punkt angeschlossen ist, der in bezug auf Masse im wesentlichen ein festes Potential aufweist und der mit seinem anderen Ende an den Tonfrequenzausgangsanschluß (18) angeschlossen ist, und
• b) Einrichtungen zum Steuern des Potentials am Tonfrequenzausgangsanschluß (18) mit einer gesteuerten Stromquelle (Q 17, Q 18, Q 19, Q 20), die so eingestellt ist, daß sie dem zweiten Widerstand einen hinreichenden Strom entzieht, um die Leerlaufausgangsspannung etwa auf dem halben Wert der Speisespannung zu halten.

4. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsreferenzschaltung der Ausgangsspannungsregeleinrichtung eine Zenerdiode (CR 1) und ein damit in Reihe geschaltetes Impedanzelement (D 5) enthält, wobei die Zenerdiode und das Impedanzelement so geschaltet sind, daß sie die Speisespannung abfühlen und einen von der Speisespannung abhängigen Strom erzeugen, falls die Zenerspannung überschritten wird, und daß die den Fehlerstrom erzeugenden Mittel einen sechsten Transistor (Q 21) enthalten, dessen Basis-Emitter-Übergang dem in Reihe geschalteten Impedanzelement (D 5) parallel geschaltet ist und dessen Kollektor mit dem ersten Widerstand (14) verbunden ist, um diesem Strom zuzuführen.

5. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das in Reihe geschaltete Impedanzelement eine Diode (D 5) ist, die in derselben Richtung wie der Basis-Emitter-Übergang des sechsten Transistors (Q 21) geschaltet ist, und daß die Basis-Emitter-Flächen des sechsten Transistors in einer vorbestimmten Beziehung zu den Übergangszonen der Diode stehen.

6. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Transistoren und Dioden einschließlich der Zenerdiode in ein gemeinsames monolithisches Substrat integriert sind.