DE2652245A1

DE2652245A1 - Verfahren zur unterdrueckung der bereichsnebenkeulen fuer einen phasenmodulierten radarimpuls

Info

Publication number: DE2652245A1
Application number: DE19762652245
Authority: DE
Inventors: Erik Oesten Erikmats
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1975-11-24
Filing date: 1976-11-16
Publication date: 1977-06-02
Also published as: CH600351A5; GB1511201A; FR2332541A1; SE395773B; DE2652245C2; SE7513178L; US4095225A; NL7612974A; IT1064634B; FR2332541B1

Description

L M ERICSSON, S-126 25 Stockholm/Schweden

Verfahren zur Unterdrückung der Bereichsnebenkeulen für einen phasenmodulierten

Radarimpuls

Die Erfindung "betrifft ein Verfahren zur Beseitigung von Bereiehsnebenkeulen eines phasenmodulierten Radarimpulses auf der Senderseite, wenn der Impuls im Empfänger der Radaranlage komprimiert wird. Das Verfahren benutzt dazu das inverse Filtern mit Hilfe von Digitalfiltern "bekannter Art. Durch das erfindungsgemäße Verfahren können Bereichsnebenkeulen eines im Empfänger komprimierten Radarimpulses theoretisch vollständig und praktisch in erheblichem Maße unterdrückt werden.

Es ist bekannt, von einer Radaranlage Impulse auszusenden, die aus einem Träger bestehen, der nach einem bestimmten Codemuster moduliert ist. Im Radarempfänger ist ein sogenanntes abgestimmtes Filter vorhanden, mit dessen Hilfe eine Korrelation zwischen dem ankommenden Radarimpuls und dem bekannten Muster durchgeführt wird. Als Ergebnis wird ein Signal mit einem wohldefinierten, sogenannten Autokorrelations-Spitzenwert erhalten, sowie eine Anzahl von Bereichsnebenkeulen um diesen herum. Ein Beispiel eines derartigen bekannten Verfahrens, wonach, binär-kodierte Radarimpulse ausgesendet und aufgefangen werden, ist in der US-PS 3 249 940 beschrieben.

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Das Verfahren, womit ein ausgeprägter Autokorrelations-Spitzen- -wert in. der Radaranlage erhalten wird, ist auch als Impulskompression "bekannt.

Die Nebenkeulen, die in dem gefilterten Radarimpuls erscheinen, sind aus folgendem Grunde unerwünscht. Wenn mit der Radaranlage zwei verschiedene Ziele A und B ausgemacht werden sollen, die voneinander einen "bestimmten Abstand haben, dann kann das Echo vom Ziel A mit dem Echo vom Ziel B innerhalb eines bestimmten Abstands zwischen den Radarzielen ineinandergreifen. Dieser Abstand ist bestimmt durch das Zeitintervall zwischen den einzelnen Radarimpulsen, und wenn dieser Abstand so kurz ist, daß der Echoimpuls von B innerhalb derselben Zeitspanne auftritt wie der Echoimpuls vom Ziel A, dann erhält man gegenseitige Beeinflussung oder Interferenzen. Wenn das Ziel A Anlaß zu einem starken Echo gibt, während das Ziel B nur ein schwaches Echo hervorruft, dann kann die Autokorrelationsspitze des Impulses, der von B reflektiert "worden ist, vollständig durch die Nebenkeulen überdeckt werden, die im vom Ziel A reflektierten Impuls auftreten. Damit besteht die Gefahr, daß das Ziel B vom Empfänger nicht erfaßt wird. Es ist deshalb wichtig, daß die Nebenkeulen der reflektierten Impulse unterdrückt werden, damit vermieden wird, daß schwache Zielechos durch Nebenkeulen von benachbarten stärkeren Zielechos überdeckt werden.

Außerdem sind Bereichsnebenkeulen deswegen von Nachteil, weil sie zum Rauschpegel beitragen, wenn ein Ziel innerhalb von Störflecken ermittelt werden soll, also innerhalb unerwünschter Radarechos vom Boden, der Meeresoberfläche, Regenschauern und dgl.

Es ist bereits bekannt, Bereichsnebenkeulen in einem Empfänger dadurch zu unterdrücken, daß ein sogenanntes nicht-rekursives Filter in den Signalbehandlungspfad zusätzlich zum bereits vorhandenen abgestimmten Filter eingefügt wird. Hierzu wird auf "Range side lobe suppression for Barker codes", IEEE Trans. Aerospace and Electronic Systems, Band AES-7, 1971,

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Seiten 1087-1092 hingewiesen. Nach einem weiteren "bekannten Verfahren, das in "Optimum mismatched filters for side lobe suppression", IEEE Trans. Aerospace and Electronic Systems, Band AES-9, 1973, Seiten 214-218 "beschrieben ist, werden die Nebenkeulen dadurch klein gehalten, daß die Koeffizienten im nicht-rekursiven Filter optimiert werden. Nach diesen zwei bekannten Verfahren läßt sich eine stufenweise verbesserte Verringerung der Bereichsnebenkeulen erzielen durch stufenweise Erhöhung des Grades an Kompliziertheit der Filter, wenngleich dies den Nachteil mit sich bringt, daß die verwendeten Filter nur noch mit äußerster Schwierigkeit hergestellt werden können.

Die Erfindung beruht auf der Beobachtung, daß die Nebenkeulen vollständig ausgeschaltet werden können, wenn eine Inversfilterung der Originalcodefolge durchgeführt wird. Diese Folge kann angesehen werden als das Ergebnis eines gefilterten Einheitsimpulses von der Senderseite, aus welchem Grunde durch Filtern dieses codierten und reflektierten Radarimpulses mit Hilfe eines zum Filter der Senderseite invertierten Filters, der ursprüngliche Einheitsimpuls (ohne Nebenkeulen) wieder ermittelt wird.

Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, eine Inversfilterung phasenmodulierter Radarimpulse auf der Senderseite einer Radaranlage mit Hilfe von festen Filtern mit Digitalcharakter, die im Empfänger angeordnet sind, zu erzielen, um die Nebenkeulen der gefilterten Radarimpulse auszusciüißßen.

Die Erfindung, deren Merkmale aus den Ansprüchen hervorgehen, wird nun in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Blockbild zur Erläuterung der Signalbehandlung

in einem Radar empfänger bekannter Art; Fig. 2 die Wellenformen der Signale, die in der Schaltung nach dem Blockdiagramm der Fig. 1 auftreten;

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Pig. 3 ein Blockdiagramm einer Anordnung zum Inversfiltern

nach der Erfindung;
Pig. 4 eine komplexe z-Ebene mit eingetragenen Lagen für Nullen "bei einem "bestimmten Binärcode;

Pig. 5 eine komplexe z-Ebene, in der neben den "bereits erwähnten Null-Stellen auch die Pole von zwei Übertragungs-

funktionen eingezeichnet sind; Pig. 6 ein Biockbild eines ersten Rekursivfilters, der in

die Anordnung nach Pig. 3 eingefügt ist; Pig. 7 ein Blockbild eines zweiten Rekursivfilter in der

Anordnung nach Pig. 3; und
Pig. 8 ein Zeitdiagramm der Signalfolge, die in der Anordnung nach Pig. 3 auftritt.

Damit der Stand der Technik, auf dem die Erfindung basiert, deutlicher wird, ist in der Pig. 1 ein Blockbild eines Teils eines Radarempfängers dargestellt, worin die Signalbehandlung eines aufgefangenen und nach einem bestimmten Muster kodierten Radarimpulses, z. B. eines binär-kodierten Radarimpulses, durchgeführt wird. Dieser Teil wird im weiteren mit Detektoreinheit bezeichnet. In Pig. 2 ist unter a ein Sinusträgersignal im Mikrowellenbereich dargestellt, der auf der Senderseite erzeugt und auch auf der Senderseite mit einem binär-kodierten Signal, das in Pig. 2b dargestellt ist, phasenmoduliert wird. Das Signal nach Pig. 2b stellt einen sogenannten Barker-Code dar und besteht aus einer Anzahl von η = 5 Unterimpulsen, die je eine Länge Δ 2*haben und nach einem bestimmten Muster +1, +1> -1, +1 auftreten, abhängig von den Eigenheiten des verwendeten Codes. Aufgrund der Phasenmodulation auf der Senderseite wird ein Radarimpuls gemäß Pig. 2c erhalten, der vom Sender ausgesendet und vom Ziel reflektiert wird und zum Empfänger zurückkehrt. Pig. 2d zeigt den empfangenen Radarimpuls, dessen Eigenschaften im wesentlichen die des Impulses nach Pig. 2c sind, der jedoch um die Zeitspanne & "t abhängig vom Abstand des Radarziels verzögert ist. Die Zeitspanne & t ist normalerweise größer als die Impulslänge 5 ΔΊί . Die in den Kreisen befindlichen Vorzeichen des ausgesendeten und

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empfangenen Radarimpulses nach. Pig. 2c und 2d zeigt die relative Phasenlage des Trägersignals an, wobei die Phasendifferenz zwischen "+" und "-" 180° "beträgt. Das Signal nach Pig. 2d erscheint am Eingang P der Detektor einheit der Pig. 1, der mit dem MP-Verstärker des Empfängers verbunden ist. Der ankommende Radarimpuls nach 2d hat eine Phasenlage, die Undefiniert ist, so daß zwei verschiedene Kanäle für die Signalbehandlung erforderlich sind. Im ersten Kanal wird die Komponente des ankommenden, binär-kodierten Impulses ermittelt, deren Phase einer im Empfänger definierten Bezugsphase entsprechen. Im zweiten Kanal wird die senkrecht zu der erstgenannten Komponente stehende Komponente erfaßt. Der erste Kanal enthält einen ersten Phasendetektor DT1, dem ein Bezugssignal Ur1 = cos Cu t zugeführt wird, wobei OJ die Trägerfrequenz ist und die Phasenlage des Signals Ur1 mit der Bezugsphasenlage im Empfänger übereinstimmt. Am Ausgang des Detektors DT1 tritt ein Signal r(t) gemäß Pig. 2e auf, dessen Charakteristik die des Binärcodesignals nach 2b ist. Der Detektor DT ist an ein sogenanntes Unterimpuls abgestimmtes Pilter SPP1 in Porm eines Tiefpaßfilters abgestimmt, dessen Zeitkonstante von der Länge des Unterimpulses Δ X* abhängig ist und das ein Ausgangssignal x(t) abgibt, das in seiner Eigenart in Pig. 2f dargestellt ist. Die gestrichelte Wellenform zeigt die Kurve des Signals nach 2e. Im Analog-Digitalwandler AD1, der an das Unterimpuls abgestimmte Pilter SPP1 angeschlossen ist, wird eine Abtastung des Signals x(t) in den Zeitpunkten ts1, ts2, .... ts6, .... durchgeführt, was aus der Pig. 2 erkennbar ist, und die so erhaltenen Analogwerte werden in entsprechende Digitalwerte umgewandelt. Die Digitalgröße χ, , die dann am Ausgang des Wandlers AD1 auftritt, wird auf das code-abgestimmte Pilter CAP1 gegeben. Dieses Pilter besteht aus einer Polge von Verzögerungskreisen und Invertierkreisen, und die Filtercharakteristik hängt vom verwendeten Codemuster des kodierten Radarimpulses ab. Die Charakteristik des Signals v(t), das am Ausgang des Filters CAP1 erhalten, ist in Pig. 2h dargestellt. Die Aus gangs signale der Pilter CAP1 und CAP2 werden einem Schaltkreis BVB zugeführt, der den Absolutbetrag

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"bildet, und dessen Aus gangs signal wird in bekannter Weise im Empfänger weiterverwendet, um die Stellung des gesuchten Ziels anzuzeigen.

Nach der voranstehenden Darlegung wurde der binäre Barker-Code +1, +1, +1, -1, +1 als ein Beispiel verwendet, als Codemuster für den ausgesendeten Radarimpuls. Dieses Codemuster hat die z-Transformation C(z) = i + ζ + ζ - ζ "^ + ζ , die die z-Transformation des im Detektor DT1 festgestellten Signals darstellt. Das code-abgestimmte Filter CAi¹I sollte dann eine Übertragung sfunktion haben, dessen z-Tranformation H(z) =

—1 —2 —3 -4
1-z +z +z ^ + ζ ist, da ein code-abgestimmtes Filter im allgemeinen eine Übertragungsfunktion hat, in dem die Koeffizienten aus den in umgekehrter Ordnung genommenen Code-Koeffizienten bestehen. Das Ausgangssignal V(z) vom Filter CAF1 kann dann beschrieben werden mit V(z) = C(z) - H(z) = 1 + ζ ~² + 5z ~⁴ + ζ ~⁶ + ζ "⁸, so daß die Koeffizienten dann sind: 1, 0, 1, 0, 5, 0, 1, 0, 1. Die Zeitfunkt on v(t) des im code-abgestimmten Filter CAF1 gefilterten Signals zeigt eine scharfe Autokorrelationsspitze entsprechend dem Koeffizienten 5 und außerdem vier Nebenkeulen entsprechend den Koeffizienten +1, +1 auf beiden Seiten der Spitze. Die Signalcharakteristik ist in Fig. 2h dargestellt. Allgemein gilt für Barker-Codes, daß das Verhältnis zwischen der Amplitude der Nebenkeulen und der Amplitude der Autokorrelationsspitze 1/n ist, wobei η die Code-Länge ist, also im vorliegenden Fall 5.

Die Bereichsnebenkeulen können vollständig ausgeschaltet werden, wenn eine Inversfilterung des ursprünglichen binär— codierten Signals durchgeführt werden könnte. Nimmt man an, daß die z-Transformation des verwendeten Codes (des Barker-Codes) C(z) jsfc, dann wird das binär-codierte Signal durch Multiplizieren eines Einheitsimpulses mit C(z) erhalten. Um diesen Einheitsimpuls auf der Empfängerseite wieder zu gewinnen, müßte folglich das binär-codierte Signal C(z) einem Filter zugeleitet werden, das die Übertragungsfunktion

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H(z) = C"~'(z) hat. Daraus ergibt sich, dann ein Signal, dessen z-Transformation C(z)*C~'(z) = 1 ist, d. h. der Einheitsimpuls, der überhaupt keine Nebenkeulen besitzt.

Die z-Transformation für eine Code-Folge des Barker-Typs kann allgemein geschrieben werden als

C(z) = C₀ + C₁ · z"¹ + C₂ * z"² ... + C_n-1 · ζ -<ⁿ-ⁱ⁾ , worin η die Code-Länge, d. h. die Zahl der Unterimpulse ist. Dies bedeutet, daß die Übertragungsfunktion H(z) des inversen Filters geschrieben werden kann als

H(z) = (T¹(z) = 1

c + c · ζ ~¹ + + c · ζ -⁽ⁿ-¹⁾

Daraus folgt, daß die Übertragungsfunktion H(z) des inversen Filters Pole haben muß, deren Lage mit den Lagen der Nullstellen der verwendeten z-Transformation C(z) zusammenfällt. Derartige Filter sind bekannt als Rekursivfilter (siehe beispielsweise "On digital filtering of IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics", Band AU-16, ITr. 3, September 1968, Seiten 303-313).

Die EuIl-Steilen des verwendeten Codes (ζ. B. des oben genannten Barker-Codes) lassen sich mit der Gleichung C(z) = c_n + c. * ζ ~ + ... + c _Λ ζ ""^ⁿ~·' = ο ermitteln. Bei einer Untersuchung dieser FuIl-Steilen des Barker-Codes zeigt sich jedoch, daß einer oder mehrere außerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 in der komplexen z-Ebene liegen. Das führt dazu, daß einer oder mehrere der Pole der Übertragungsfunktion H(z) des Umkehrfilters außerhalb des Einheitskreises zu liegen kommen. Da stabile Filter mit Polen außerhalb des Einheitskreises nicht realisiert werden können, ist eine direkte Umkehrfilterung des binär-codierten. Signals offensichtlich nicht durchführbar.

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PUr die Erläuterung des Grundgedankens der Erfindung wird die Beschreibung von nun an auf das code-abgestimmte Filter CAi¹I, CAP2 in Pig. 1 beschränkt. Da zeitdiskrete Signale behandelt werden, wird die z-Iransformation verwendet. Zuerst wird die Signalbehandlung einer bestimmten Code-Folge nach der vorgeschlagenen Methode beschrieben und anschließend eine Filteranordnung, mit der das Verfahren durchgeführt wird.

Zum code-abgestimmten Filter im Empfänger kommt ein Signal x, , das aus einer Folge der Länge N besteht, entsprechend dem Bereichsabstand, innerhalb dessen Ziele ermittelt werden sollen. Wenn das Echo von einem Ziel ankommt mit einer Zeitverzögerung k * Δ V, worin Δ Γ die Länge eines Unterimpulses und gleich dem Abtastabstand ist, dann wird die z-Transformation X(z) für das ankommende Signal x, geschrieben als

—Ic
X(z) = ζ ο *C(z), worin C(z) für die z-Transformation des verwendeten Codes steht. In dem . allgemeinen Fall besteht die ankommende Folge x, aus einer Folge von zeitverzögerten Code-Paketen, von denen jedes Paket aus einem Code-Muster besteht, das im wesentlichen dieselben Eigenschaften für jedes Paket hat. Die Folge, die sodann komprimiert wird, hat folgende z-Transformation G(ζ)

n-1

Σ-k
^ck * ^z
k=o

worin c, die Code-Koeffizienten (-1) und η die Code-Länge sind. Die Transformation C(z) hat eine bestimmte Zahl m von Null-Stellen innerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 und folglich eine Anzahl (n-1) -m = n-m-1 von Null-Stellen außerhalb des Kreises. Der Barker-Code mit η = 5 hat die n-1=4 verschiedenen Null-Stellen
z1 = 0.433380 + j * 0.525827
z2 = 0.433380 - j ' 0.525827,

die sich innerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 befinden, und die Null-Stellen

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Ao

z5 = - 0.933380 + 3 * 1.132485

z4 = -- 0.933380 - 3 ^# 1.132485,

außerhalb des Einheitskreises /ζ/ = 1. In Pig. 4 sind diese IfulL-Steilen in die komplexe z-Ebene eingetragen.

Um den Erfindungs ge danken mehr im Einzelnen zu beschreiben, wird eine Folge y_k, k - 0, 1, ..., N-1 mit folgender z-Transformation angenommen

N-I

~k

γ, Ζ λ

Jo=O

Die gegebene Folge yv wird reversiert, wodurch eine Folge ^k ⁼ ^2IMc* ^k ~ ¹^⁺¹' ¹^⁺²' ····» ²¹ⁱ entsteht. Diese Folge hat eine z-Transformation Y(z)

^2Ν -k

\r _τ , · Z

2N-k -2!f ^ k

^z L y_k · ^z -

ζ '^2N . γ (¹A) ...(1)

Die reversierte Folge "y, durchläuft anschließend ein stabiles Filter mit der Übertragungsfunktion H(z). Fach diesem Filtern ergibt sich die Folge ^, k = ΪΤ+1, ..., 2Ή und U(z) = H(z) " Y(z) ... (2).

JTach dem Reversieren des gefilterten Signals U(z) ist eine

Folge u_k = u_4F__k , k - 2ΪΓ, 2ΒΓ+1, , 3K-1 und U(z) = ζ ~^4N *

U (Vz) .... (3) vorhanden. Wenn die G-leichungen (2) und (1) in die Gleichung (3) eingesetzt werden, erhält man „schließlich.U(ζ)-= ζ ~^21ί · Y(z) ^#_H(¹/ζ)._._._..ν- (4)·.

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Da ein Filter mit der Übertragungsfunktion H(z) stabil ist und folglich seine Pole innerhalb des Einheitskreises hat, ht hat die Übertragungsfunktion H( /z) ihre Pole außerhalb des Einheitskreises, was zeigt, daß das oben genannte Inversionsfiltern möglich ist. Die Umkehrung der ankommenden Code-Folge, das Filtern in einem stabilen Filter und eine weitere Umkehrung machen es möglich, die Null-Stellen der z-Transformation der ankommenden Code-Folge, die außerhalb des Einheitskreises gelegen sind, zu "neutralisieren".

Um die Inversfilterung durchzuführen, wird die Transformation der Code-Folge in Faktoren aufgeteilt, d. h.

C(z) « P(z) · Q(z) (5),

worin P(z) alle seine m Null-Stellen innerhalb des Einheitskreises und Q(z) alle seine n-m-1 Null-Stellen außerhalb des Einheitskreises hat. Dann sind

Die Inversfilterung wird nun durch eine Filteranordnung vorgenommen, die in Fig. 3 dargestellt ist. Die code-abgestimmten Filter CAF1 und CAF2 in Fig. 1 werden durch eine Filteranordnung ersetzt, in denen sich ein erstes und ein zweites Rekursivfilter DF1, DF2 befindet. Zwischen diesen Filtern ist eine erste Speichereinheit RE. 1 eingeschaltet, um die Folge y, , die vom Filter DF1 kommt, umzukehren, und hinter dem Filter DF2 befindet sich ein zweites Speicherelement RR2, um die Folge u. , die vom Filter DF2 erhalten wird, umzukehren. Außerdem ist eine Steuereinheit S vorhanden, die die Steuerung des Einfahrens und Abgebens der Folgen y, und u. , die zur Speichereinheit kommen, übernimmt. Die ankommende Folge, das ist das Eingangssignal zur Filteranordnung, ist mit x, bezeichnet und hat die z-Transformation X(z), wie oben aufgeführt. Wenn die Übertragungsfunktion der Filter CF1 und CF2 Hp(z) und

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Hq(z) ist, dann haben diese Übertragungsfunktionen Hp(z) und Hq(z) ihre Pole innerhalb des Einheitskreises, und diese sind so ausgewählt, daß

Hp(O -j^ ... (β)'

gilt. Das Verhältnis zwischen dem Ausgangssignal U(z) und dem Eingangssignal X(z) der Filteranordnung kann dann geschrieben werden als

U(z

-H(z) - II fy =

entsprechend den Gleichungen (4), (8), (9) und abgesehen von der Tatsache, daß die Signalverzögerung durch den Faktor ζ in der G-leichung (4) vertreten ist.

In der komplexen z-Ebene gemäß Pig. 5 ist die Lage der Pole der Übertragungsfunktionen H (z) und H (z) gezeigt für einen Barker-Code der länge η = 5 als Binärcode. Die Bezeichnungen z1, z2, ζ 3 und z4 deuten in der Fig. 4 die lage der Null-Stellen der z-Transformation C(z) des Barker-Codes an. Die Pole der Übertragungsfunktion Hp(z) sind mit zp1 und zp2 bezeichnet, deren Lage mit der Lage der Null-Stellen z1, z2 von C(z) zusammenfällt, welche sich innerhalb des Einheitskreises befinden. Die Pole der übertragungsfunktion Hq(z) sind mit zq3 und zq4 bezeichnet, wobei zq3 ~ 1/z3 und zq4 = 1/z4 ist.

Die Filter DF1 und DF2 können in an sich bekannter Weise mit Hilfe von Digitalfiltern realisiert werden, die Verzögerungselemente und Multiplikatorelemente enthalten. Dies kann beispielsweise der Literaturstelle "On digital Filtering", IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Band AU-16, 3, September 1968, Seiten 307-308 entnommen werden.

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Gemäß den Gleichungen (6) und (8) ist

_ / ϊ I ··· (10)

H (z) = IJ 12 ^S

^v 1 + +

worin m die Anzahl der Pole ist, die sich sämtlich innerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 "befinden. So eine Funktion, die die Zahl von m Polen in der komplexen z-Ebene hat, wird durch ein Rekursivfilter, wie es in der Pig. 6 gezeigt ist, realisiert. Das Pilter enthält eine Anzahl von m Yerzögerungseinheiten PDI-PDm, von denen jede eine Verzögerung gleich der länge Δ2Γ eines ünterimpulses im binär-codierten Radarimpuls erzeugt. Jeder Ausgang der Yerzögerungseinheiten ist über eine Multiplikatoranordnung MDI-MDm mit dem Eingang einer Addierschaltung ADD verbunden, an dessen Eingang die ankommende Polge x, auftritt, wobei die z-Transformation mit X(z) bezeichnet ist. Das Ausgangssignal des Pilters DP1 wird somit

Y(z) = X(z) - Y(z) ( P₁ . z" + p₂ . z" +...+ P_1n. z~^m) so daß

₌ι1ξ1₌ ι

Hp 00 =

X(z) 1 + ρ .ζ" + ρ_.ζ"² +...+ pm.· ^z"

In ähnlicher Weise kann das Pilter DP2 aufgebaut sein. Gemäß Gleichung (9) soll das Pilter DP2 die Übertragungsfunktion haben ;

Vm-I ⁺ Vm-2 ·

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Pig. 7 zeigt ein Digitalfilter,das wie bekannt die Übertragungsfunktion Hq(z) hat. Die n-m-1 verschiedenen Verzögerungseinheiten sind mit EE^-I- FEm-n-1 bezeichnet und die unterschiedlichen Multiplikatoreinheiten mit ME1 - MEn-m-1, welche die Multiplikationsfaktoren q .,....., q. haben, wie aus

n—m— τ ι

Fig. 7 ersichtlich. Die gefilterte Folge u^ tritt am Ausgang der Yerzögerungseinheit FEn-m-1 auf.

In der Praxis ist es oft erforderlich, die Genauigkeit der Faktoren ρ und q zu begrenzen. Dies bedeutet natürlich eine Einschränkung der Nebenkeulen-Unterdrückung.

Die Speichereinheiten RR1, RR2 können aus bekannten Rechts-Links-Stufenschieberegistern bestehen, wie sie. beispielsweise Texas Instrument unter der Typen-Bezeichnung Sli54198 anbietet. Jedes Register hat einen Reiheneingang, in den eine ankommende Digitalfolge eingegeben und dann im Register gespeichert vird, sowie einen S teuer eingang, um die Links-Rechts-Verschiebung der gespeicherten Folge zu steuern. Auf diese Weise kann eine umgekehrte Abgabe einer dem Register zugeführten Digitalfolge durchgeführt werden.

Wenn die behandelte Folge sehr breit ist (m >^ n), kann es vorteilhaft sein, eine Speichereinheit mit Adresszähler einzusetzen, so daß beim Eingeben der Folge der Adresszähler in einer Richtung zählt, während bei der Abgabe der Folge die Zählung in der entgegengesetzten Richtung erfolgt.

In der Fig. 8 ist ein Zeitdiagramm dargestellt, welches die unterschiedlichen Folgen darstellt, die in der Filteranordnung nach Fig. 3 auftreten. Die ankommende FoLge x, besteht aus einem Impulszug mit Barker-Code bei einer Code-Länge von η = 5 und einer Zeitverzögerung k * &t gegenüber der ausgesendeten Barker-Code-Impulskette. Wenn das Abtasten vor der Inversfilterung durchgeführt wird, gemäß Fig. 2, kann es jedoch geschehen, daß die Impulse gegenüber der Idealstellung in der Fig. 8 verschoben werden. Die Größe der Abtastwerte kann dann entsprechend den gestrichelten Linien in der .Figur schwanken..,. . ...

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Leerseite

Claims

PATENTANSPRÜCHE

Verfahren zur Beseitigung von Nebenkeulen eines auf der Senderseite nach einem "bestimmten Code phasenmodulierten Radarimpulses beim Komprimieren des Impulses im Empfänger der Radaranlage, wobei der Impuls auf der Empiä ngerseite nach seiner Phase festgestellt und in eine Folge von Digitalwerten umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalfolge durch ein erstes Digitalfilter gegeben wird, dessen z-transformierte Übertragungsfunktion (Hp(z)) eine Anzahl von Polen besitzt, deren Lage in der komplexen z-Ebene sämtlich den Null-Stellen des Code-Musters entsprechen, döB den z-transformierten Code bestimmt, und die innerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 liegen, daß die so erhaltenen Digitalfolgen (Y(z)) in ihrer zeitlichen Folge umgekehrt werden, daß die umgekehrte Folge (Y(z)) ein zweites Digitalfilter durchläuft, dessen z-transformiefte Übertragungsfunktion (Hq(z)) eine Anzahl von Polen besitzt, deren Lage in der komplexen z-Ebene den Stellen der invertierten Werte der entsprechenden Null-Stellen außerhalb des Einheitskreises /z/ = 1 der z-Transformation des Codes entspricht.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß , die Folge (U(z)), die vom zweiten Digitalfilter abgegeben wird, zeitlich invertiert wird.

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