DE2849807C2

DE2849807C2 - Radar zur Feststellung bewegter Ziele

Info

Publication number: DE2849807C2
Application number: DE2849807A
Authority: DE
Inventors: Takeru Tokyo Irabu; Eichi Kiuchi
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1977-11-17
Filing date: 1978-11-16
Publication date: 1983-08-18
Also published as: GB2011214A; FR2409522B1; DE2849807A1; IT1160079B; FR2409522A1; US4222050A; IT7829864A0; GB2011214B

Description

Die Erfindung betrifft ein Radar zur Feststellung eines beweglichen Ziels der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und 3 angegebenen Art.

Ein Radarsystem, insbesondere zur Überwachung des Luftverkehrs (Air Traffic Control = ATC), zur Überwachung eines Flughafens (Airport Surveillance +> Radar = ASR) oder zur Luftwejüberwachung (Air Route Surveillance Radar = ARSR) muß in der Lage sein, solche Rücksignale, die von sich bewegenden Objekten bzw. Zielen kommen, von solchen unerwünschten Rücksignale,· unterscheiden zu können, die. ·° von stationären Objekten, wie Gebäuden und Hügeln, zurückgesandt werden; es muß ferner auch in der Lage sein, mehrere Ziele getrennt voneinander festzustellen.

Unerwünschte Rücksignale sind z. B. Störflecken-Festzeichen, die durch die Beschaffenheit des Bodens " hervorgerufen werden, die also durch Gebäude und welliges Gelände verursacht werden, ferner unerwünschte Störflecken, die durch Meeresoberflächen hervorgerufen werden, Wetter-Störflecken, die durch Regen und regnerische Wolken hervorgerufen werden, f>° das Engelecho großer Flocken oder fliegender Vögel u.a. Ein herkömmlicher Bewegtzeichenindikator (Moving Target Indicator = MTI) ist nun zwar in der Lage, innerhalb dieser Störflecken diejenigen zu unterdrükken, die von Bodenreflexionen herrühren, kann jedoch solche Störflecken nicht unterdrücken, die eine Geschwindigkeitskompone' te aufweisen, wie ζ. B. Meeres-Störflecken, das Engelecho. Wetter-Störfleckcn u. ä.

Auf der anderen Seite unterdrückt eine derartige Auswahl- oder Unterdrückungsschaltung zusammen mit den unerwünschten Störreflexionen vom Boden diejenigen Rücksignale, deren Dopplergeschwindigkeitskomponente nahe bei Null liegt, wie z. B. ein tangential zum Radarsystem fliegendes Flugzeug.

Es gibt nun die Log-CFAR-Technik auf dei Grundlage logarithmischer Verstärkung und einer konstanten Fehlalarm-Rate (= Logarithmic Amplification and Constant False Alarm Rate), die vorgeschlagen wurde, um diese Nachteile zu unterdrücken. Dieser Stand der Technik ist beschrieben in: H. G. Hansen und H. R. Ward, »Detection Performance of the Cell Averaging Log-CFAR-Receiver«, IEEE Transactions of AES-8, S. 648 (1972). Diese Technik basiert auf der Tatsache, daß die Amplituden-Verteilung von Störzeichen, die von Meer und Wetter ausgehen, sehr ähnlich einer Rayleigh-Verteilung ist und verwendet eine Kombination eines logarithmischen Verstärkers und eines CFAR-Schaltkreises, um di«" Störkomponenten auf einen Pegel zu unterdrücken, der dem im Radarempfänger inhärenten Rauchpegel vergleichbar ist. Die erwünschte Zielfeststellung ist jedoch bei dieser Technik dann unmöglich, wenn die vom Ziel reflektierten Rücksignale einen Pegel aufweisen, der nicht höher als der der sich bewegenden Störungen ist.

Ein weiteres Problem dieser Log-CFAR-Technik besteht bei der Feststellung einer Vielzahl von Zielen, die ungefähr im selben Abstand vom Radarsystem vorhanden sind und verschiedene Dopplergeschwindigkeiten haben. Das bedeutet, daß diese Technik derartige Ziele nicht für jede Dopplergeschwindigkeit feststellen kann. Die Anwendung des Log-CFAR für die Luftverkehrskontrolle (ACT) ist weit davon entfernt ausreichend zu sein, da die getrennte Feststellung von Zielen für derartige Radarsysteme besonders wesentlich ist.

Die genannten Probleme werden auch nicht durch einen sog. »Sliding Window Detector«, d. h. eine Schaltungsanordnung mit der Auswertung eines sich verändernden »Fensters«, gelöst, wie sie z. B. in »Radar Handbook«, Mc Graw-Hill Book Co., S.38-24 bis 38-25 beschrieben ist. Bei dieser Schaltungsanordnung wird im Zeitbereich ein Ziel dadurch festgestellt, daß die Anzahl der Radar-Rückimpulse, die in demselben Abstandsbereich während N Durchlaufen im Azimuth auftreten, mit einer vorbestimmten Anzahl verglichen.

Die Schwierigkeiten dieser herkömmlichen Techniken sind der Tatsache zuzuschreiben, daß die Signalverarbeitung für die Unterdrückung der Störflecken und die Feststellung der Ziele allesamt im Zeitbereich stattfinden. Um diese Schwierigkeiten zu überwinden, muß jedoch die Signalverarbeitung im Frequenzbereich stattfinden. Um dies zu erreichen, muß man das kadarsignal mit Hilfe der Fourier-Transformation transformieren, die verschiedene Störzeichen- und Ziel-Komponenten ergibt, die in dem Frequenzbereich sehr wohl voneinander trennbar sind. Diese voneinander getrennten Komponenten müssen dann ai/f Realzeitbasis ausgewertet bzw. bearbeitet werden.

Die sog. ⁱ>schnelle« Fourier-Transformation bietet die Basis für eine derartige Realzeitverarbeitring. Ein Algorithmus für die schnelle Fouriertransformation ist beschrieben von J. W. Cooley u. a., »An Algorithm for 'he Machine Calculation of Complex Fourier Series«, Math. Computation, Bd. 19, Nr. 90, S. 297 (Apr. 65). Auf der anderen Seite hat die erhebliche Reduzierung der Herstellungskosten von Schaltkreisen zur Durchführung dieses Algorithmus, ermöglicht durch die jüngsten

Fortschritte in der Technologie der in großem Maßstab realisierbaren Schaltungsintegration (LSI), verschiedene Vorschläge für derartige Schaltkreise zur Durchführung der schnellen Fourier·Transformation mit sich gebracht.

Ein derartiger Schaltkreis ist beschrieben in: G.C. O'Leary, »Nonrecursive Digital Filter Using Cascade Fast Fourier Transformers«, IEEE Transaction on Audio and Electroacoustic. Bd. AU-18, Nr. 2 (Juni 1970).

Zum besseren Verständnis dieses Vorschlags sei kurz die Art und Weise des Empfanges eines Radarsignals beschrieben. Ein Mikrowellenimpuls (Radarabtastimpuls) wird von einer Antenne, die sich mit konstanter Geschwindigkeit dreht, in den Raum abgestrahlt und wird von stationären Objekten und von Zielen in dem derart abgetasteten Raum reflektiert mit dem Ergebnis, daß man Rücksignale erhält. Und zwar erhält man nun Rücksignale jeweils für einen Azimuth-Bereich, der einem Radarabtastimpuis entspricht (im folgenden als Bereichseinheit im Azimuth-Bereich bezeichnet). Inner- :n halb der Raumbreite eines derartigen Abtastimpulses erhält man also Rücksignale in Form einer Kette von Radardaten, die die Objekte und Ziele darstellen, die in den einzelnen Reichweitenbereichen (im folgenden Bereichseinheiten in Richtung der Reichweite bzw. in 2; Richtung der Abstrahlung) existieren. Wenn das empfangene Radarsignal von einem Impuls getastet wird, dessen Wiederholungsfrequenz gleich der Hälfte der Abtastimpulsbreite ist, dann ist die Bereichseinheit in Reichweitenrichtung die Hälfte derjenigen, die oben definiert wurde. Da diese Kette von Radardaten für jeden Abtastimpuls anfällt, erhält man nacheinander jeweils diese aufeinanderfolgenden Ketten von Radardaten in derselben Weise, wie die Abtastimpulse mit fester Wiederholungsfrequenz in den Raum abgestrahlt werden. Jedes der Radardaten, die den Bereichseinhei-

.*.., ■■· iiv,biiT,\,Lvi>iiviitüiig ΟΓ! i3 pi*cCi ic Π ^üriu ΐϋΓ CiHc einzige Bereichseinheit in Richtung des Azimuths anfallen) stellt die Vektorsumme der Rückkehrenergie von stationären Objekten und Zielen innerhalb einer Bereichseinheit in Reichweitenrichtung dar. Da das Bild der Keule der Sendeantenne breit genug ist. um mehrere Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth zu umfassen, bestrahlt jeder Abtastimpuls mehrere Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth. Daher weisen -»5 die Radardaten, die man für aneinander angrenzende Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth erhält, eine hohe Korrelation zwischen sich auf. Die Fourier-Transformation, die oben erwähnt ist, basiert auf dieser innerhalb der Radardaten vorhandenen Korrelation, so Insbesondere werden diejenigen für aneinander angrenzende Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth anfallenden Radardaten einer Korrelationsanalyse unterworfen, die jeweils für die gleiche Bereichseinheit in Richtung der Distanz vom Radarsystem bzw. in Richtung der Reichweite der Abstrahlung anfallen. Diese Analyse liefert dann Dopplerfrequenzkomponenten (einschließlich einer Null-Geschwindigkeitskomponente) der Rücksignale von stationären Objekten und Zielen im abgetasteten Raum für jede Einheit eines Abstandes für alle Azimuth-Richtungen.

Auf der Grundlage dieser Eigenschaften der Radardaten ist die oben erwähnte von O'Leary vorgeschlagene Schaltung so ausgelegt, daß die Radardaten, die nacheinander von den acht in Richtung des Azimuths fc5 vorgesehenen Bereichseinheiten eingehen (die im gleichen Abstand in Richtung der Abstrahlung angeordnet sind; dasselbe gilt auch im folgenden) nacheinander einer Serienoperation unterworfen, um ach' Dopplerfrequenzkomponenten (einschließlich der Null-Dopp-Iergeschwindigkeitskomponente) zu produzieren. Es sei jedoch in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen, daß in der genannten Veröffentlichung nicht zum Ausdruck gebracht ist, daß es sich bei den bearbeiteten Eingangsdaten um Radardaten handelt, daß aber die behandelten Daten dieselben wie die erwähnten Radardaten sind. Mit diesem herkömmlichen Schaltkreis gemäß dem Stande der Technik werden acht Dopplerfrequenzkomponenten erzeugt, d. h. Ausgangssignale, wie sie durch eine Fourier-Transformation erhalten werden. Dies erfolgt je für acht eingehende Radardaten, so daß der Ausgang intermittierend als ein Intervall erscheint, das achtmal so groß ist wie dasjenige der am Eingang vorliegenden Radardaten. In anderen Worten: für je acht Radarabtaistimpulse wird eine Gruppe von Fourier-Transformationen erzeugt.

Üaher wäre bei einem Kadarsystem auf der Grundlage dieses Standes der Technik die Auflösung in Richtung des Azimuth für eine Zidfeststellung lediglich ein Achtel der Auflösung, die groß genug wäre, um Ziele festzustellen, die sich innerhalb einer Bereichseinheit in Richtung des Azimuth befindet. Die niedrige Auflösung in Richtung des Azimuth bedeutet, daß eine Vielzahl von Zielen, die nebeneinander in Richtung des Azimuth vorhanden sind, getrennt nicht festgestellt werden können und daß ein ATC-Radarsystem unter Verwendung dieser Technik nur begrenzt einsatzfähig wäre.

Eine im Frequenzbereich durchführbare Technik ist in dem Aufsatz von W. iiühring und W.-D. Wirth in »Die Entdeckung bewegter Ziele aus Festzielstörungen mit dem Doppler- Filter-System«. NTZ 24 (1971), S. 72 bis 76 beschrieben. Das darin vorgeschlagene Doppler-Filter-System weist eine Vielzahl von Transversalfiltern auf, in denen mit Hilfe der bekannten Kovarianz-Matrix Wichiungskoeffizienien für die unerwünschten Signale bestimmt werden. Bei diesem Verfahren treten die obenerwähnten Nachteile hinsichtlich der Auflösung in Azimuth-Richtung nicht auf. Es treten jedoch Genauigkeitsprobleme und auch Probleme hinsichtlich der Komplexität der Hardware auf, da der Multiplizier-Vorgang analog abgewickelt wird, indem ein Potentiometer eingesetzt wird; man benötigt ferner eine ebenso hohe Anzahl von Filtern wie Kanäle vorgesehen sind.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radar zur Feststellung sich bewegender Ziele der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art zu schaffen, bei dem die Genauigkeit der Zielfeststellung im Azimuthbereich dadurch verbessert wird, daß ei-e kontinuierliche diskrete Fourier-Transformation (DFT) eingesetzt wird. Dabei soll ein einfacher Aufbau und geringe Herstellungskosten gewährleistet sein.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 oder 3 angegebenen Merkmale gelöst Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Die Erfindung sieht also die Verwendung eines Schaltkreises zur Durchführung einer kontinuierlichen Fourier-Transformation (DFT) vor, die eine Gruppe von Ausgangssignalen als Ergebnis dieser Fourier-Transformation zur Verfügung stellt die einer bestimmten Anzahl von Radardaten zu jedem Zeitpunkt zu dem ein Radardatum zugeführt wird, darstellt Diese Anzahl ist beispielsweise, wie im obenerwähnten Fall, gleich 8. Das eine Radardatum, das zugeführt wird, ist eines in der Anzahl der am Eingang eingehenden Radardaten. Dadurch wird die Genauigkeit der Feststellung der

Position eines Zieles in Richtung des Azimuth verbessert.

Die DFT-Einheit, also die Schaltung zur Durchführung der kontinuierlichen diskreten Fourier-Transformation, besteht aus einer Vielzahl von sogenannten Schnietterlingsschaltungen. Jede Schmetterlingsschaltung ist so aufgebaut, daß sie einen Speicher aufweist, desrv ι Kapazität gleich dem ganzzahligen Vielfachen einer Speicherkapazitätseinheit ist, die sich danach bemißt, daß die digitalisierten Radardaten für eine Azimuth-Bereichseinheit gespeichert werden können. Ferner enthält sein Schmetterlingsschaltkreis einen Multiplizierer, der das Signal am Eingang des Speichers mit einem vorbestimmten Fourier-Koeffizienten multipliziert. Weiterhin ist eine Addierer/Subtrahierer-Schallung vorgesehen. Diese nimmt sowohl eine Addition als auch eine Subtraktion der beiden Signale zueinander bzw. voneinander vor, die am Ausgang des genannten Multiplizierer? und am Ausgang des genannter; Speichers zur Verfügung stehen. Man hat also am Ausgang dieser Addierer/Multiplizierer-Schaltung sowohl ein Signal, das die Summe dieser beiden genannten Signale darstellt, als auch ein Signal, das die Differenz dieser beiden Signale darstellt. Jeder Schmetterlingsschaltkreis hat somit einen bestimmten Eingang und, entsprechend sowohl dem Summen- als auch dem Differenzsignal, zwei Ausgänge. Insgesamt sind die Schmetterlingsschaltkreise in mehreren Stufen angeordnet, wobei in der ersten Stufe ein derartiger Schaltkreis vorgesehen ist, und in der /r-ten Stufe insg'iamt 2*-' Schmetterlingsschaltkreise vorgesehen sind, k ist dabei eine natürliche Zahl im Bereich von 1 bis /;, wobei n=\og7N ist. Die Speicherkapazität in der k-itn Stufe ist gleich oder größer als N/2^k. Die Radardaten werden also dem Eingang des einen Schmetterlingsschaltkreises in der ersten Stufe zugeführt. Der Ausgang mit dem Summensignal und der Ausgang mit dem Differenzsignal gelangen je an den Eingang eines der zwei Schmetterlingsschaltkreise in der zweiten Stufe usw. Schließlich sind Mittel vorgesehen, um das Einschreiben und das Ausschreiben der Speicher synchron mit dem Mikrowellenimpuls vorzunehmen. Als Alternative hierzu ist ein anderer Aufbau der DFT-Einheit vorgeschlagen. Nach diesem Vorschlag besteht die DFT-Einheit aus einem Speicher mit einer Speicherkapazität, die das W-fache der genannten Speicherkapazitätseinheit ist, so daß parallel zueinander die gespeicherten Radardaten an N Ausgangsklemmen des Speichers abgegeben werden können. Ferner sind dann in der DFT-Einheit Operationsschaltkreise in π Stufen vorgesehen (n=\ogiN), die jeweils N/2 Addierer, N/2 Subtrahierer und N/2 Multiplizierer enthalten. Eine Gruppe von NJ2 Addierern ist jeweils mit ihrem einen Eingang mit dem 1, 2, .., N/2-ten Ausgang des Speichers in der ersten Stufe verbunden und der andere Eingang ist mit dem Ausgang eines Multiplizierers verbunden, der die gegenüber den Daten am ersten Eingang um N/2 verzögerten Daten mit einem gegebenen Fourier-Koeffizienten multipliziert, wobei des sich bei diesem um N/2 Daten dann um diejenigen handelt, die an den A//(2+l)-ten bis N-ten Ausgängen des Speichers jeweils im gleichen Zeitpunkt abgegeben werden. Ferner ist dann eine Gruppe von N/2 Substrahierern so geschaltet, daß der eine Eingang derselben jeweils mit einem der Ausgänge 1 bis N/2 verbunden ist und der andere Eingang des Subtrahierers mit dem um N/2 versetzten Ausgang der Ausgänge M(2 + l) bis N. Schließlich ist eine Gruppe von N/2^k Addierern in der nächsten Stufe so geschaltet, daß ein Eingang mit dem vorhergehenden Ausgang des Speichers verbunden ist; schließlich sind Mittel vorgesehen, um die genannten Operationsschaltkreise so miteinander zu verbinden, daß die Ausgänge der Addierer und Subtrahierer den Eingängen des Speichers in den darauffolgenden Operationsschaltkreis zugeführt werden.

Das steht im klaren Gegensatz zu einem herkömmlichen Radar, wie es sich auf der Grundlage des oben diskutierten Schaltkreises nach dem Stand der Technik (O'Leary) ergäbe, die intermittierend ein Ausgangssignal, das das Ergebnis einer Fourier-Transformation ist, abgibt, jedoch lediglich ein solches für jeweils acht eingehende Radardaten und damit die Auflösung in der erwähnten Weise verschlechtert.

Weitere Aufgaben, die durch die Erfindung gelöst werden und Vorteile derselben ergeben sich aus der folgenden Darstellung von Ausfuhrungsbcispiclen, die anhand der Zeichnungen nunmehr folgt. Es bedeutet

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Radars zur Anzeige bewegter Ziele, wie es bei der Erfindung verwendet wird,

Fig.2 das Bild der Antennenkeule zur Erläuterung der Feststellung eines Zieles im Azimuth-Bereich,

F i g. 3 und 4 Wellenformen eines Radarempfangssignals im System nach Fig. I,

Fig.5 und 6 Schaltbild von Ausführungsbeispielen von DFT-Einheiten, wie sie bei der Erfindung Verwendung finden,

F i g. 7 ein Blockschaltbild zur Erläuterung von Einzelheiten der Schaltung nach F i g. 5,

F i g. 8 und 9 Blockschaltbilder zur Erläuterung von Einzelheiten der Schaltung nach F i g. 7,

Fig. 10 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer DFT-Einheit, wie sie bei der Erfindung Verwendung findet.

F i g. 11 ein Blockschaltbild einer Modifizierung einer DFT-Einheit, wie sie bei der Erfindung Verwendung findet.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 eines Radars zur Anzeige bewegter Ziele weist einen Sender/Empfänger-Teil 11 auf, der ähnlich wie bei einem herkömmlichen Radargerät aufgebaut ist, ferner eine Signalverarbeitungseinheit 13 mit Analog/Digital-Konvertern 131 und 132, eine Einheit zur Durchführung einer fortlaufenden diskreten Fourier-Transformation 133, eine Signalverarbeitungseinheit 134 und eine Zeitsignal-Quelle 14.

Der Sender/Empfänger-Teil 11 weist auf: Einen frequenzstabilisierten Oszillator 111 zur Erzeugung eines Mikrowellensignals bei der Frequenz 4 einen kohärenten Oszillator 112 mit der Frequenz f_a um eine Bezugsphase für die Feststellung des Radarsignals durch den Sender/Empfänger-Teil 11 bereitzustellen, einen Frequenzmischer 113, in dem die Signale überlagert werden, die von den Oszillatoren 111 und 112 an ihren jeweiligen Ausgängen abgegeben werden, so daß am Ausgang des Frequenzmischers 113 ein Signal mit einer Frequenz (f_s+f_C) zur Verfügung steht, einen Klystron-Verstärker 114 zur Verstärkung des Signals am Ausgang des Mischers 113, einen Trigger-Impulsgenerator 115 zur Impulsmodulation des Klystron-Verstärkers 114, so daß von diesem ein pulsmodulierter Mikrowellenimpuls abgegeben wird, eine Duplexschaltung 117 zur Zuleitung des Mikrowellenimpulses an die Antenne 116. Femer enthält der Sender/Empfänger-Teil 11 einen zweiten Freqüenzmischer 118, der die vom

Oszillator 111 abgegebene örtliche Mikroweüenschwingung mit dem von Antenne 116 und über die Duplexschaltung 117 an ihn gelangenden Radar-Rückkehrsignal überlagert, um so ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_s zu erzeugen, einen Zwischenfrequenzverstärker 119, ein Paar Phasendetektoren 121, 122, die zueinander parallel im Zwischenfrequenzverstärker nachgeuhaltet sind und an die ferner die vom Oszillator 112 erzeugte Schwingung, die die Bezugsphasenlage darstellt, über einen 90°-Phasenschieber 120 gelangt. Der Radarimpuls mit der Mikrowellenfrequenz f_s + f_c und einer Wiederholfrequenz, die durch den obenerwähnten Trigger-Impuls bestimmt wird, wird von der Antenne 116 gesendet. Das Radar-Rückkehrsignal wird auf dem bereits beschriebenen Weg an den zweiten Frequenzmischer 118 geleitet. Die Dopplergeschwindigkeitskomponenten (einschließlich solcher, die Null sind), welche eine Frequenzabweichung f_d haben, die stationären iinrf hpwpgtpn Objekten im abgetasteter. Raum zugeordnet werden können, werden von den Phasendetektoren 121 und 122 festgestellt und bilden somit die Dopplergeschwindigkeitsdaten bzw. Dopplerfrequenzdaten.

Es sei angenommen, daß das Ausführungsbeispiel ein Flughafenüberwachungsradar (ASR = Airport Surveillance Radar) bildet. Der Trigger-Impulsgenerator 115 wird von einem Zeitimpuls betätigt, der von der Klemme (a) der Zeitsignal-Quelle 14 abgegeben wird. Bei Auftreten dieses Zeitsignals erzeugt der Trigger-Impulsgenerator einen Trigger-Impuls von 0,8 Mikrosekunden Dauer und einer Wiederholfrequenz von 1000 Hz (das ist die Wiederholfrequenz des Mikrowellenimpulses, der vom Klystron-Verstärker 114 abgegeben wird). Die Rotationsperiode der Antenne 16 sei 4 Sekunden. Unter diesen Bedingungen leitet der Sender/Empfänger-Teil 11 Radardaten ab, bei denen alle Azimuth-Richtungen in 4000 Azimuth-Einheiten aufgeteilt sind. Hinsichtlich der Reichweite werden für jedes Sechzehntel nautische Meile (nmi) Radardaten gewonnen. Dies entspricht der Pulsdauer von 0,8 Mikrosekunden. Damit wird die gesamte Nenn-Reichweite von 48 nmi abgedeckt. Der Einfachheit der Erklärung sei angenommen, daß das Ausführungsbeispiel ein ASR mit diesen Angaben betreffe.

Aus diesen Angaben geht hervor, daß das Ausführungsbeispiel darauf basiert, Radardaten aus 400Ox 768 Einheiten von Reichweite/Azimuth-Bereichen zu extrahieren. Man erhält daher in analoger Phase an den Phasendetektoren 121 und 122 ein Paar In-Phase- und Quadratur-Radardaten für jeden Radarimpuls (d. h. für jeden Azimuth-Einheitsbereich) und für den I. bis zum 768ten Reichweitenbereich in dieser Reihenfolge. Die auf diese Weise behaltenen analogen Radardaten gelangen an ein Paar Analog/Digital-Konverter 131 und 132 der Signalverarbeitungseinheit 13. Die Ausgänge dieser Analog/Digital-Konverter 131 und 132 stellen beide in Form paralleler binärer Codes die Real- bzw. die Imaginärteile der komplexen Radardaten dar. Sie gelangen an die Einheit 133, in der fortlaufend eine diskrete Fourier-Transformation stattfindet (im folgenden: DFT-Einheit). Die Anlalog/Digital-Umwandlung in den Konvertern 131 und 132 führt eine Umwandlung in ein Paar von 10-Bit parallelen binären Codeworten durch, die ein Paar Radardaten einer Reichweiteneinheit darstellen, die für jede der 768 Reichweiten-Einheitsbereiche, die innerhalb jedes Azimuth-Efeheitsbereiches liegen, gewonnen werden. Das bedeutet im einzelnen, daß diese Konverter 131 und 132, denen ein Taktimpuls mit 1,3MHz von der Klemme (b) der Zeitsignal-Quelle 14 synchron zum Radarabtastimpuls zugeführt wird, das Paar analoger Radardaten, das mit einer Geschwindigkeit von 1000 Paaren pro Sekunden eingeht, wobei jedes wiederum 768 Paare von einer Reichweiteneinheit zugeordneten Daten enthält, in ein Paar binärer Codeworte von 13 Mb/s umwandelt. Die Konverter 131 und 132 sind daher in der Lage, die Digitalisierung für jeden der Daten in einer Reichweiteneinheit innerhalb von 0,8 Mikrosekunden durchzuführen, so daß eine Realzeit-Verarbeitung des Radarsignals möglich wird.

Der DFT-Einheit 133 werden dieselben Taktimpulse zugeführt wie den A/D-Konvertern 131 und 132. Die

i) DFT-Einheit 133 nimmt daher eine Teilung in acht Dopplerfrequenzkomponenten fo bis fr vor, also ein-' gegebene Anzahl digitalisierter Radardaten, die beispielsweise acht aneinander angrenzende Azimuth-Bercichseinheiten im Abstand derselben Reichweite

2i> darstellen. Die nachfolgende DFT-Verarbeitung wird gleichermaßen bei Auftreten der Radardaten für den Azimuth-Einheitsbereich durchgeführt, die dem unmittelbar darauf folgenden Radarabtastimpuls entsprechen. Eine derartige jeweils aufeinanderfolgend ablaufende

js DFT-Verarbeitung wird für jede der Reichweiteneinheitsbereiche vom 1. bis zum 768ten Reichweiteneinheitsbereich durchgeführt.

Die von der DFT-Einheit 133 abgegebenen Daten gelangen an die Signalverarbeitungseinheit 134. In ihr

jo findet eine Unterdrückung von Festzeichen-Störflecken (Clutter), wie in der US-PS 40 53 885 beschrieben, und/oder eine Azimuth-Feststellung, auf die weiter unten noch bezug genommen wird, statt.

Die Amplituden der Dopplerfrequenzkomponenten,

Ji die in der DFT-Einheit 133 erzeugt werden, haben ein Verteilungsmuster, das dem des der Antennenkeule gleicht. Wenn daher die Veränderung der Amplitude der Dopplerfrequenzkomponenten im Zeitbereich interpoliert wird, können azimuthalen Richtungen von Zielen, die den entsprechenden Dopplerfrequenzkomponenten entsprechen, genau festgestellt werden.

F i g. 2 zeigt ein ASR mit einem Ziel T(Flugzeug), das im abgetasteten Raum fliegt. Da der Abstand, über den sich das Ziel innerhalb einer bestimmten Zeitspanne (20 — 30 Mikrosekunden) bewegt, die einer Vielzahl von Abtastimpulsen entspricht, sehr viel kleiner ist als eine Reichweitenbereichseinheit, sind die von dem Ziel T zurückkehrenden Signale diejenigen einer Vielzahl von Radarabtastimpulsen (in F i g. 2 sind sie durch die

so Antennenkeulen 21 bis 2n dargestellt), die in Reichweitenrichtung jeweils im selben Abstand reflektiert worden sind. Das bedeutet, daß eine Folge von Radardaten, die von einer Vielzahl aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichseinheiten kommen, im selben Reichweitenbereich liegen. Das Bild der Amplitudenveränderungen der Folge von Radardaten in zeitlicher Abfolge nähert sich dann dem Bild der Antennenkeule, wie in F i g. 3(a) gezeigt.
Die Folge der Radardaten, die man auf diese Weise für eine Vielzahl von Azimuth-Einheiten für denselben Abstand der Reichweite erhält, wird dann einer 8-Punkte-DFT-Bearbeitung unterworfen. In anderen Worten, für jede Reichweiteneinheit wird eine Kombination der Radardaten der DFT-Bearbeitung unterwor-

b5 f-;n, die acht aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen entspricht In derselben Weise wie die Abtastimpulse nacheinander abgestrahlt werden, werden die Radardaten nacheinander eingespeist, um die acht Gruppen von

Radardaten zu erneuern. Die DFT-Bearbeitung wird jedesmal dann ausgeführt, wenn die acht Radardaten durch neu einkommende Radardaten für denselben Reichweiteneinheitsbereich eingehen. Die Dopplerfrequenzkomponenten für den Reichweitenbereich, in dem ι das Ziel T liegt, treten an einem oder mehreren entsprechenden parallelen Ausgangsklemmen für die acht Frequenzen f₀ bis fj auf und unterliegen einer Veränderung der Amplitude, die dem Bild der Antennenkeule ähnlich ist, wie in Fig. 3(b) gezeigt. Daher gibt der Punkt maximaler Amplitude innerhalb des veränderlichen Verlaufs der Amplitude die tatsächliche Azimuth-Position des Ziel an.

Die im vorgehenden gegebene Beschreibung basiert auf einem idealisierten Abtastraum mit einem einzigen Ziel T. Tatsächlich schließt der abgetastete Raum jedoch verschiedene stationäre und sich bewegende Objekte ein, so daß die reflektierten Radarsignale verschiedene Störflecken, die diesen Objekten zuzuordnen sind, enthielten und daß daher die Amplituden in der in Fig.4(a) gezeigten Weise sich einem Zufallsgesetz folgend verändern. Da jede dieser Störzeichen (Clutter)-Komponenten üblicherweise im Zeitbereich über einen größeren Bereich verbreitet sind als die vom Ziel reflektierten Signale, wie in Fig.4(b) gezeigt, können sie durch eine Azimuth-Korrelation unterdrückt werden, wie im einzelnen in dem bereits erwähnten US-Patent 40 53 885 beschrieben ist. Dieses Verfahren zur Unterdrückung von Störflecken durch Korrelation ermittelt dann die Zielreflexionslcomponente mit einer w Amplitudenverteilung nach F i g. 4(c). Die Zielkomponenten ergeben dann, wenn sie nach der sogenannten Interpolationsmethode bearbeitet worden sind, den tatsächlichen Azimuth Meines Ziels.

Die Signalverarbeitung für die Feststellung der Zielkomponenten, wie sie oben beschrieben worden ist, ist bei einem Ziel anwendbar, das im abgetasteten Raum an irgendeinem angegebenen Punkt vorhanden ist und sich mit irgendeiner Geschwindigkeit in irgendeiner Richtung bewegt, und zwar unabhängig vom Abstand in -»o Richtung der Reichweite. Die Erfindung machte es daher möglich, nicht nur die Störflecken zurückzuweisen bzw. zu unterdrücken, sondern auch getrennt davon eine Vielzahl von Zielen zu erkennen. Da man außerdem die Dopplerfrequenzkomponenten als Ausgänge der DFT-Einheit 133 für jeden Radarabtastimpuls, also für jede eingehende Folge von Radardaten enthält, wird die Auflösung in Richtung des Azimuths bemerkenswert vcrbesssert.

Im folgenden werden nun die Einzelheiten der fortlaufenden diskreten Fourier-Transformation, wie sie von der DFT-Einheit 133 vorgenommen wird, beschrieben.

Gemäß der Definition der diskreten Fourier-Transformation gilt für eine 8-Punkte-DFT die folgende Beziehung:

W".

(D

/=o

60

Dabei ist

65

Zm(k) (k=Q,\, ..,7) ist das DFT-Ausgangssignal, das den komplexen Daten Zm(m)(m=0,\,.., 7) am Eingang entspricht; m und η sind ganze Zahlen.

Die kontinuierlich vorgenommene DFT in der DFT-Eiriheit 133 erzeugt nun gemäß der Erfindung ein 8-Punkte-Ausgangssignal, das das Ergebnis der DFT gemäß Gleichung (1) ist, jedesmal dann, wenn Eingangsdaten Z(m)zugeführt werden. Die Einzelheiten der DFT-Einheit 133 sind in Form eines Blocks in F i g. 5 dargestellt.

Wie gezeigt, weist die DFf-Einheit 133 sog. Schmetterlingskreise 510 bis 570 auf, die in drei Stufen nach Form einer Pyramide aufgebaut sind, mit Schieberegistern 511 bis 571 einer bestimmten Anzahl von Stufen, an die als Eingang die parallelen binären Codeworte gelangen, sowie ferner die Multiplizierer .512 bis 572 zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten W*', und Addierer/Subtrahierern 513 bis 573 und 514 bis 574.

Ein solcher Schmetterlingskreis besteht aus einem Speicher, einem Multiplizierer und einem Addicrcr/Subtrahierer und führt die folgenden arithmetischen Operationen für die beiden komplexen Seriensignale Z(I) und Z(NI) am Eingang durch, wobei N eine ganze Zahl ist und I von 1 bis zu einer vorbestimmten ganzen Zahl variiert, so daß sich ein Paar komplexer Ausgr.ngssignale X/und V/ergibt:

Xi= Z(NI)+ Z(I)Wi Y₁=Z(Nl)-Z(I)W

Bei dem Radarsystem nach diesem Ausführungsbeispiel erhält man pro einem Abtastimpuls komplexe Daten von 768 Reichweitenbereichseinheiten. Die werden einer komplexen Operation, die weiter unten noch beschrieben wird, unterworfen. Zu diesem Zweck hat das Schieberegister 511 in der ersten Stufe des Schmetterlingskreises 510 eine Kapazität für 4 Ketten von Radardaten (die Speicherkapazität von 4 Einheiten), von denen jede Kette gebildet wird durch die reflektierten Radarimpulse von 768 Reichweiteneinheitsbereichen, die einem einzigen Radarabtastimpuls entsprechen, während die Schieberegister 521 und 531 der zweiten Stufe die Kapazität von zwei Speichereinheiten aufweisen. Jedes der Schieberegister 54* bis 571 der dritten Stufe schließlich hat die Kapazität einer Speichereinheii. Die Speichereinheit wird definiert als diejenige Speicherkapazität, die in der Lage ist, die Kette digitalisierter serieller Radardaten zu speichern, die man für einen Abtastimpuls erhält. Diesen Schieberegistern werden Taktimpulse im TaIa von 13 MHz, die von der Ausgangsklemme (b)der Zeitsignalquelle 14 abgeleitet sind (Fig. 1), zugeleitet. Weitere Einzelheiten hinsichtlich der Anzahl der Reichweiteneinheitsbereiche und der Taktimpulsfrequenzen gehen aus dem obenerwähnten US-Patent hervor.

Nimmt man nun an, daß jedes /-Q-Datenpaar der 768 komplexen Radardaten, die pro jedem Radarabtastimpuls nacheinander auftreten, durch D^j dargestellt ist, wobei /den /-ten Abgastimpuls darstellt und R die Zahl ist, die dem betreffenden der 768 Reichweiteneinheitsbereiche zugeordnet ist, dann werden die Radardaten im Schieberegister nacheinander in der Ordnung D\{\), ZP₂(I),... D₁₆Ul), p,(2), Di2\ ... D₁^l), A(3), D&).... Djstfß),.., gespeichert Da die Intervalle zwischen den Radardaten Ai(I), Drf2), D^3), die aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichen im selben Abstand in Reichweitenrichtung entsprechen, koinzident sind mit den Wiederholungsperioden des Abtastimpulses, sind die die Radardaten darstelipnHpn Κιϊη5ι-ί»η

am Eingang und Ausgang jedes Schieberegisters stets diejenigen, die in jeweils gleichem Abstand bezüglich der Reichweite den Azimuth-Einheiten zugeordnet sind. Wenn man daher die binären Codesignale, die am Eingang bzw. bti Ausgang jedes Schieberegisters auftreten, einer komplexen Operation unterwirft, so bedeutet das, daß die komplexe Operation unter denjenigen Daten vorgenommen wird, die aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichen im selben Abstand zugeordnet sind. Da ferner für jeden Abtastimpuls die Daten am Eingang nacheinanderfolgend eingehen, wird auch die komplexe Operation innerhalb der Daten für aneinander angrenzende Azimuih-Einheitsbereiche nacheinander und wiederholt für den ersten bis zum 768ten Reichweiteneinheitenbereich in dieser Reihenfolge durchgeführt Der Einfachheit halber geht nun die Beschreibung von der Annahme aus, daß das Radardatum Z(i'X das verarbeitet wird, durch diejenigen gebildet wird, die hinsichtlich der Reichweite im gleichen Abstand erhalten worden sind, und daß die Daten am Eingang im Takt der Taktimpulse in der Reihenfolge 2( 1). 2(2), 2(3),... auftreten. Gleichermaßen drürkt man nun das Signal am Ausgang des Schmetterlingskreises 510 durch Z\(i). f/=0,l,... 7) aus. Die Signale an den Ausgängen der Schmetterlingskreise 520 und 530 werden mit Zi(I), diejenigen der Schmetterlingskreise 540 bis 570 mit Z₀,Zt, Z₂, Z*. Zi, Z₅, Z₃, Z₇ bezeichnet

Zunächst wird der Schmetterlingskreis 510 beschrieben. 512 ist ein Multiplizierer zur Multiplikation mit dem Fourier-Koeffizienten W⁰ bezeichnet Wenn zu dem Zeitpunkt betrachtet zu dem die Daten 2(4) der Eingangsklemme 500 anliegen, ist das Signal am Ausgang des Schieberegisters 511 dann Z(O) mit dem Ergebnis, daß die Ausgänge Zi(O) und Zi(4) des Addierers 513 bzw. des Subtrahierers 514 durch folgende Formeln gegeben sind:

Z₁(O)=2(0)+2(4) χ VA
Z,(4)=2(0)-2(4)xVV>

Gleichermaßen erhält man die Ausgänge Zi(I), Zi(2), Z,(3) und Zi(5), Z_x[S), Z_t(7) des Addierers 513 und des Subtrahierers 514 zu dem Zeitpunkt, in dem an der Eingangsklemme 500 die Daten Z(5), Z(6) und Z(7) anliegen, wie folgt:

Die Ausgänge Z₂(I) und Z₂G) des Addierers 523 und des Subtrahierers 524 zu dem Zeitpunkt, wenn Zj(3) an den Schmetterlingskreis 520 gelangt, erhält man wie. folgt:

ι ο

()=Z(l) + Z(5)x W>
Z,(5)=Z(l)-Z(5)x VA
Z,(2) = Z(2) + Z(6)x W>
Z,(6) = Z(2)-Z(6)x W<Z,(3) = Z(3) + Z(7)x VA
Z,(7) = Z(3)-Z(7)x Wo

Die Schmetterlingskreise 520 und 530 seien nun beschrieben. In diesen Schaltkreisen bezeichnen die Bezugszeichen 522 und 523 Multiplizierer zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten VA und VA. Gelangen dann nacheinander an die Eingangsklemme 500 die Daten Z(4), Z(5), Z(6) und Z(7), dann gelangen nacheinander Z₁(O), Z,(l), Z,(2), Z,(3) und Z,(3) und Zi(4), Zi(S). Zi(6). 2,(7) an die Schmetterlingskreise 520 und 530. Zu dem Zeitpunkt, in dem Zi(2) an den Schmetterlingskreis 520 gelangt, ist der Ausgang des Schieberegisters 521 Z,(0) und daher erhält man die Ausgänge Z₂(O) und ZK2) des Addierers 523 und des Subtrahierers 524 wie folgt:

Z₂(O) = Z₁(O) + Z,(2) χ W«
Zj(2)-Z,(0)-Z,(2)x VA

Die Ausgänge Ζ4£\ Z₂(S), Ζφ) und ZiJ), vom Addierer 533 und vom Substrahierer 534, die danach als Zi(JS) und Zi(7) an den Schmetterlingskreis 530 gelangen, werden gleichermaßen wie folgt erhalten:

Z₂(4)=Z,(4)+Z,(6)xW2

Zj(5)
Z₂(7)

2i(5)+Z,(7)xIV!
Z,(5)-Z,(7)xW2

Im folgenden wird nun eine Beschreibung der Schmetterlingskreise 540,550,560 und 570 gegeben. Zu dem Zeitpunkt, wenn die Eingangsdaten Z(7) an die Eingangsklemme 500 gelangen, gelangen Z₂(I). Z₂G). Z₂(S) und ZK7) in der oben beschriebenen Weise an die Schmetterlingskreise 540 bis 570. In diesen Kreisen sind Multiplizierer 542, 552, 562 und 572 vorgesehen, die dazu dienen, Multiplikationen mit den Fourier-Koeffizienten W⁰, VA, W¹ und VA durchzuführen. Die Ausgangssignale Zo, Ζ«, Ti, 2*, Zi, Zs, Zz und Zj von den Ausgangsklemmen 580 bis 587 zu dem Zeitpunkt, in dem Z(7) an die Eingangsklemme 500 gelangt, erhält man gleichermaßen wie folgt:

₂ = Z₂^)₊Z₂G)X VA
₆ = Z₂(2)-Z₂(3)x W

^ W*
Z₁ = Zt(6)-Zi(7)x VA

Wobei Zo, Zi,.., Zi die DFT-Ausgangssignale sind, die man erhält, wenn acht Daten Z(O) bis Z(7) der diskreten Fourier-Transformation unterworfen werden.

Zu dem Zeitpunkt, in dem Z(S) an die Eingangsklemme 500 gelangt, produziert der Schaltkreis nach F i g. 5 an den Ausgangsklemmen 580 bis 587 die DFT-Ausgangssignale, die den acht Daten Z(I) bis Z(8) entsprechen.

Wie oben beschrieben, ist die DFT-Einheit nach F i g. 5 derart ausgelegt daß kontinuierlich eine diskrete Fourier-Transformation stattfindet, die nacheinander die DFT-Operation für die Kombination der acht Signale am Eingang ausführt.

Die Fourier-Koeffizienten, die in den Schmetterlingsschaltungen an den in Fig.5 dargestellten Stufen realisiert werden, sind in der folgenden Tabelle angegeben, hängen von W*' in Gleichung (I) und der Periodizität der Fourier-Koeffizienten ab.

Stufe Bezugszeichen

des Multiplizierers

Fourier-Koeffjzjent

1. Multiplizierer 512 H*

2. Multiplizierer 522 W*
Multiplizierer 532 W¹

3. Multiplizierer 542 W

Multiplizierer 552 W¹

Multiplizierer 562 W>

Multiplizierer 572 W¹

Für eine ΛΓ-Punkt DFT, erhält man W^u wie folgt:

Wenn die Anzahl der DFT-Punkte gleich 16 ist, d. h. wenn die Daten von aneinander angrenzenden 16 Azimuth-Einheiten-Bereichen durch die DFT-Einheit verarbeitet werden, so erhält man die Fourier-Koeffizienten für die Multiplizierer der vierten Stufe wie folgt:

W>, W, W², W* W, W⁵, W³, W.

Gleichermaßen gilt, wenn die Anzahl der DFT-Punkte 32 ist, dann multiplizieren die in der fünften Stufe zusätzlich vorgesehenen Multiplizierer mit folgendem Fourier-Koeffizienten:

W³ W* W W² W² W¹⁰ VV* VV⁴, W, W, Vfi, W³. W³', W¹K W>, W^s.

Jeder Schmetterlingskreis nach Fig.5 kann durch einen Schmetterlingskreis ersetzt werden, der wie in Fig.6 gezeigt, durch ein Schieberegister 601, zwei Fourier-Koeffizienten-Multiplizierer 602 und 603, sowie durch Addierer 604 und 605 gebildet wird. In anderen Worten: der Schmetterlingskreis nach Fig.5 ist eine vereinfachte Version des Schmetterlingskreises nach F i g. 6. Die beiden Fourier-Koeffizienten-Multiplizierer na^h Fig.6 werden in einen einzigen Fourier-Koeffizienten-Multiplizierer dadurch vereinfacht, daß man die periodische und symmetrische Natur der Fourier-Koeffizienten ausnützt und einen der beiden Addierer durch einen S'ubtrahierer ersetzt.

Die in F i g. 5 gezeigte DFT-Einheit 133 kann in einen Schaltkreis für Realteile umgestaltet werden, indem man die Schaltkreisteile nach F i g. 5 in solche für die Bearbeitung der Realteile und solche für die Bearbeitung der Imaginärteile trennt. Solch ein Schaltkreis ist in Form eines Blocks in F i g. 7 dargestellt Wie gezeigt, ist eine Eingangsklemme 701 zur Zuführung des Realteils und eine Eingangsklemme 702 zur Zuführung des Imaginärteils vorgesehen. Ferner sind Schieberegister 703 und 704 mit der Kapazität von vier Speichereinheiten vorgesehen. Die Schaltung nach F i g. 7 weist ferner Operationsschaltungen 705 bis 708 auf, die die Speicherkapazität von einer bzw. zwei Speichereinheiten aufweist. Ferner sind Operationsschaltungen 715 bis 722 vorgesehen, deren Ausgangsklemmen 723 bis 738 bezeichnet sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Analog/Digital- Konverter 131 und 132, die im Blockschaltbild nach F i g. 1 gezeigt sind, mit ihren Ausgängen mit den F.ingangsklemmen 701 bzw. 702 nach Fig.7 verbunden sind.

Ein Operationsschaltkreis mit Schieberegistern mit einer Kapazität von H Speichereinheiten kann so aufgebaut sein, wie dies in Fig.8 dargestellt ist. Wie gezeigt, ist eine Eingangsklemme 800 für das Schieberegister vorgesehen, eine Eingangsklemme 801 für einen Addierer, ein Schieberegister 802 mit einer Speicherka= pazität von H Einheiten, ein Inverter 803, ein Addierer 804 zur Aufsummierung der Signale am Ausgang des Schieberegisters 802 mit dem Eingangssignal an der Klemme 801, ein Subtrahierer 805 zur Subtraktion des Signals an Eingangsklemme 801 vom Signal am Ausgang des Schieberegisters 802, sowie ferner Ausgangsklemmen 806 und 807.

Jeder der Multiplizierer 709 bis 712 kann, wie in

F i g. 9 gezeigt, durch einen Addierer 902 zur Addition der Eingangssignale an den Eingangsklemmen 900 und

901 sowie ferner durch einen Multiplizierer 903 zur Multiplikation des Signals am Ausgang des Addierers

902 mit einem Fourier-Koeffizienten l/i/2~im Falle einer Acht-Punkte-DFT und eine Ausgangsklemme 904 gebildet werden.

Zur Beschreibung der Operation der DFT-Schaltung sei zuerst angenommen, daß die Radardaten jeweils einen komplexen Wert haben, den man für jeden gesendeten Impuls wie in Fig.5 gezeigt erhält. Sie träfen nacheinander in der Ordnung

ein.

Auf der Grundlage dieser Annahme gelangen nacheinander die Signale x(0), x(l), x(2),... und y(Q\ y(l),y(2) an die den Realteilen zugeordnete Eingangs klemme 701 bzw. an die den Immaginärteilen zugeord nete Eingangskiemme 702.

Aus der wiedergegebenen Definition der diskreten Fourier-Transformation ergibt sich das 8-Punkte-DFT-Ausgangssignal xm(k)+jYm(k) (Xr=O, 1, .., 7) für

x(n)+jy(n)fn = m, m+7) wiefolgt:

Xm (k) +JYm (Ar)

("»+ 0 +Jy (m + OJe

(3) + x(5)+x(7) Das Ausgangssignal des Subtrahierers

Die Daten

Zu dem Zeitpunkt, in dem x(7) an dem Realteil-Eingang 701 und y(7) an den Imaginärteil-Eingang 702 gelangen, ist das Signal am Ausgang des Operationsschaltkreises 703 x(3)+x(7) und x(3)-x(7) und das Signal an den Ausgängen des Operationsschaltkreises 104 ist yp)+y(7) und y(3)-y(7). Der Eingang des Operationsschaltkreises 705 ist χ (3) + x (7) und der Ausgang des internen Schieberegisters im Operationsschaltkreis

■to 705 ist x(])+x(5). Daher wird das Ausgangssignal des Addierers

die an dem Operationsschaltkreis 715 anliegen und das Ausgargssignal

x(0)+x(2) + x(4) + x(6)

am Ausgang des interen Schieberegisters werden einer arithmetischen Operation unterworfen mit dem Ergebnis, daß die folgenden Resultate an den Ausgangsklemmen 723 bzw. 724 auftreten:

Wie aus Gleichung (I) zu ersehen, ist dies gleich X₉(O) bzw. Xo(4). In genau derselben Weise erscheinen V₀(O) bzw. Vo(4) an den Ausgangsklemmen 131 bzw. 732. Gleichermaßen treten Xm (0), Xm (4), Xm (2), Xm (6), Xm (1), Xm (5), Xm (7) und Xm (3) nacheinander an den Ausgangsklemmen 723 bis 730 auf. Gleichzeitig treten Vm(O), Ym(A), Ym(6), Vm(2), Vm(7), Vm(8), VmM).

und YnHS) nacheinander an den Ausgangsklemmen 731 bis 738 auf.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer DFT-Schalteinheit zur fortlaufenden Durchführung der diskreten Fourier-Transformation mit der Eingangsklemme 1000, Schieberegistern 1001 mit je der Speicherkapazität von einer Speichereinheit entsprechend einem Abtastimpuls, der die Abgabe des Speicherinhalts an den Ausgängen der entsprechenden Speicherstufen in paralleler Form ermöglicht Mit 1010 ι ο bis 1021 sind Multiplikatoren zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten bezeichnet Ferner sind Addierer 1030 bis 1041 sowie Subtrahierer 1050 bis 1061 vorgesehen. 1070 bis 1077 bezeichnen Ausgangsklemmen. Im Betrieb wird nun die für jeden Radarabtastim- is puls produzierte Folge von Radardaten, die mit Z(i) (7=0,1,...) bezeichnet sind, der Eingangsklemme 1000 zugeleitet Dies erfolgt in der Reihenfolge Z(O), Z(I), Z (2),... Unter dieser Voraussetzung erhält man zum Zeitpunkt, zu dem die Ausgangssignale der Schieberegister 1001 Z(O), Z(I),.., Z(7) sind, die Ausgangssignaie Zi(O), Zi(I), ... der Operationsschaltungen 1030 bis 1033 und 1050 bis 1053 der ersten Stufe, die Ausgangssignale Z₂ (0), Z₂ (1),.., Z₂ (7) der Operationsschaltungen 1034, 1035,..., 1057 in der zweiten Stufe und die Ausgangssignale Z₀, Z_f, Z₆, Zi, Z₅, Z₃, Zj der Operationsschaltungen 1038, 1058, 1039, 1059, 1040, 1060,1041 bzw. 1061 der 3. Stufe wie folgt:

1. Stufe:

2. Stufe:

Z₁(O) - Z(O)+Z(4) - W>
Z.(4)=Z(0)-Z(4) · W>
Z,(l)=Z(i.)+Z(5V W>
Z,(5)=Z(1)-Z(5) - W>
Zi(2)=Z(2)+Z(6)- W>
Z,(6)=Z(2)-Z(6) ■ Η«
Z,(3)=Z(3) + Z(7) - W>
Z,(7)=Z(3)-Z(7) · W>

Z₂(O)=Z_t(0) + Z,(2) · W₀ Z₂(2)-Z₁(0)-Z,(2) · W>

()( Z₂(S)=Z₁(I)-Z₁(S) · W Z₂(4)=Z,(4)+Z,(6) · W* Zj(6)-Z,(4)-Z,(6) · W*

iStf)Ztf) Vfl

3.Stufe: Z₃=Z₂(O) + Z₂(I}· «H<°

ZU)+ ZiS)- W ZH)-ZiS) ■ W
■ W>

30

35

40

45

50

55

Dabei sind W die Fourier-Koeffizienten gemäß Gleichung (1).

Wie oben beschrieben, kann die Operation einer diskreten Fourier=Transformation durch den Schaltungsaufbau nach Fig. 10 realisiert werden. Es ergibt sich ferner, daß der Schaltaufbau nach Fig. 10 die Operation der diskreten Transformation fortlaufend durchführen kann.

In ähnlicher Weise wie die Schaltung nach Fig.6 kann auch die Schaltung nach F i g. 10 derart modifiziert werden, daß der Subtrahierer an jeder Stufe durch einen Addierer ersetzt wird, wobei ein Multiplizierer zusätz

⁶⁵ lich eingesetzt werden kann.

Den vorgehenden Erläuterungen wurden Schieberegister zugrunde gelegt Es können jedoch auch Speicher mit beliebigem Zugriff (random access memories = RAM) oder jede andere Art von geeigneten Speichern verwendet werden. Insbesondere kann das Schieberegister 511 des Schmetterlingskreises 510 in der ersten Stufe in F i g. 5 durch ein RAM mit einer Speicherkapazität von 4 Speichereinheiten ersetzt werden. Bei einer solchen Modifizierung werden die ersten Eingangsdaten auf die Daten, die vier Radarabtastimpulsperioden zuvor gespeichert worden sind, aus dem RAM für jedes Abtastintervall der empfangenen Radardaten ausgelesen. Die ausgelesenen Daten werden in die RAMs der Schmetterlingsschaltung 520 und 530 in der zweiten Stufe eingelesen, während die dem unmittelbar folgenden Reichweiteneinheitenbereich entsprechenden Daten gleichzeitig in das RAM der ersten Stufe eingelesen werden. Ferner sind die RAMs der zweiten und dritten Stufe so ausgelegt, daß sie die Speicherkapazitäten von zwei Folgen von Radardaten haben. Die Einschalt- und Ausleseoperationen werden jeweils mit den Abtastperioden durchgeführt

Die in F i g. 7 dargestellte Multiplizierschaltung kann auch in der Art und Weise aufgebaut werden, wie das in F i g. 11 gezeigt ist Das benötigt eine kleinere Anzahl von Schaltkomponenten. Im Gegensatz zu der Schaltung nach F i g. 7, wo die Durchführung der Multiplikationen mit den Fourier-Koeffizienten mit Multiplizierern erfolgt, ist aie Schaltung nach F i g. 11 so aufgebaut, daß die Radardaten mit festem, in solche mit gleitendem Komma ungewandelt und dann die Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten unter Verwendung eines programmierbaren Festspeichers (programmable read only memory = PROM) durchgeführt und dann daraus die ursprünglichen Daten mit festem Komma rekonstruiert werden. Die Multiplizierschaltung hat Eingangsklemmen 1170 und 1171, einen Addierer 1172, einen Schaltkreis 173 zur Umwandlung einer Festkomma-Angabe in eine Fließkomma-Angabe, ein PROM 1174, einen Schaltkreis 1175 zur Umwandlung einer Fließkomma-Angabe in eine Festkomma-Angabe und eine Ausgangsklemme 1176. Im Betrieb werden nun die Radardaten, die über die Eingangsklemme 1170 und 1172 eingehen, im Addierer 1172 aufsummiert und durch den Konverter 1173 in einen Mantissenteil und einen Exponententeil aufgeteilt. Der Mantissenteil gelangt an den Speicher 1174, während der Exponententeil an den Konverter 1175 gelangt. In dem Schaltkreis 1175 wird die Datenlänge der Mantisse auf die Länge der an den Eingangsklemmen 501 und 502 in F i g. 4 eingehenden bingangsdaten equalisiert.

Der Mantissenteil, der an den Speicher 1174 gelangt, dient als Adressendatum zum Auslesen der von dem Speicher PROM 1174 mit dem Fourier-Koeffizienten 1/2 multiplizierten Daten. Die Daten des Mantissenteils, die von dem PROM mit dem Fourier-Koeffizienten multipliziert worden sind, und die Daten für den Exponenten aus dem Konverter 1173 werden miteinander im Konverter 1175 kombiniert. Die kombinierten Daten erscheinen an der Ausgangskiemme 1176 in Form von Daten mit festem Komma. Natürlich kann die Multiplikation mit fließendem Komma auch bei anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung Anwendung finden. Die Anwendung der Multiplikation mit fließendem Komma für eine DFT-Schaltung ist aus folgendem Grund von Vorteil. Wie vom Vorhergehenden zu ersehen, ist die DFT-Einheit. kurz auseedrückt. eine

Operationsschaltung, die durch eine Kombination eines Multiplizierers und eines Addierers gebildet wird. Die Fourier-Koeffizienten sind alle kleiner oder gleich 1. Berücksichtigt man diese Tatsache, dann nimmt die analoge Größe des einer Fourier-Transformation unterworfenen Ausgangssignals einer AAPunkte-DFT im allgemeinen einen W.ert an, der bis zu /V-mal so groß wie die analoge Größe am Eingang ist Nimmt man an, daß

10

dann nimmt die Bitzahl im binären Betrieb um m tm. Wird ein Festkomma System zur Durchführung der Multiplikation verwendet, dann braucht der Multiplizierer zur Durchführung der Grundoperation bei der diskreten Fourier-Transformation, nämlich der Summenbiidung a Xi (a ist eine Konstante, Xi der gemessene Wert und i=\,2,..^N) die Möglichkeit zur Verarbeitung von (n + m Bits) χ (η + m Bits). Das bedeutet, daß eine Zunahme der Bitzahl um m eine große Zunahme der Schaltkomponenten bedingt

Wir nun andererseits die Multiplikation a £ Xi mit fließendem Komma vorgenommen, dann ist die Bitzahl für den Exponententeil des Ausdruckes Y₁ Xi, wie sie für dieselbe Genauigkeit bei festem Komma erforderlich ist, die Bitzahl π der Größe Xi. Daher kann in zufriedenstellender Weise zur Durchführung der Multiplikation ein Multiplizierer verwendet werden, der (n Bit) χ (n Bits) verarbeiten kann. Benötigi also die DFT-Einheit eine gewisse Anzahl von Stufen für die Addition, so vereinfacht die Durchführung der Multiplikationen nach dem Füeßkommaverfahren den Multiplizierbereich innerhalb der Hardware der DFT-Einheit ganz erheblich. Ist die Bitzahl niedrig, dann kann die Multiplikation mit Hilfe eines PROM anstatt eines Multiplizierers durchgeführt werden.

Im Vorhergehenden wurde vorwiegend davon ausgegangen, daß die Anzahl der Punkte der DFT 8 ist. Sie kann auch 16 oder 32 sein. In einem praktisch einzusetzenden Radarsystem gibt es natürlich gewisse Grenzen für die Anzahl der Punkte der DFT. Im allgemeinen ist die Pulsperiode (Pulse Repetition Period = PRP) des Abtastimpulses durch diejenige Zeit begrenzt, die notwendig ist, damit der Radarabtastimpuls diejenige Strecke in beiden Richtungen zurücklegt, die gleich dem Radius des Überwachungsbereiches ist in dessen Mittelpunkt das Radarsystem aufgestellt ist. Nimmt bei gleichbleibender PRP die Umdrehungsgeschwindigkeit der Radarantenne gleichmäßig zu, dann nimmt die Anzahl der Rückkehrsignale von demselben Ziel, d. h. der Betrag der Radardaten für dasselbe Ziel in gleichem Maße ab. Umgekehrt gilt, daß, wenn man die Umdrehungsgeschwindigkeit der Radarantenne vermindert, der Betrag der Radardaten entsprechend zunimmt Im letzteren Fall nimmt jedoch die Umdrehung der Antenne eine längere Zeit in Anspruch, so daß es schwieriger wird, ein Ziel, das *ich mit hoher Geschwindigkeit bewegt, zu verfolgen. Es ergeben sich aus dieses Gründen gewisse Einschränkungen, wenn die PRP und die Umdrehungsgeschwindigkeit der Antenne feststehen. Bei einem normalen Radarsystem ist die Korrelation zwischen Rückkehrsignalen, die man nacheinander für dasselbe Ziel innerhalb zehn bis sechzehn aneinander angrenzender Azimuth-Einheitenbereiche erhält zufriedenstellend.

Zieht man diese Faktoren in Betracht, so ergibt sich, daß die DFT-Einheit nach Fig. 10 mehr Schaltkomponenten als diejenige nach F i g. 5 benötigt, da für jedes Fourier-Ausgangssignal eine parallele Operation durchgeführt wird. Jedoch nimmt die Anzahl der Schaltkomponenten, die bei der Schaltung nach F i g. 5 notwendig ist exponentiell mit der Anzahl der Punkte zu, für die die DFT durchgeführt wird. Oberschreitet die Anzahl der DFT einen gegebenen Wert, dann ist die Schaltung nach Fig. 10 gegenüber der nach Fig.5 vorteilhafter. Bei einem normalen Radar zur Festellung bewegter Ziele, nimmt man jedoch, wie beschrieben, relativ wenig DFT-Punkte. Daher ist die Schaltung nach Fig.5 vom Gesichtspunkt der Vereinfachung der Hardware her vorzuziehen.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radar zur Feststellung bewegter Ziele mit einem Sender zur Abstrahlung von Mikrowellenimpulsen vorbestimmter Länge und Wiederholungsfrequenz durch eine mit konstanter Umdrehungsgeschwindigkeit rotierende Antenne und mit einem Empfänger zur Wiederaufnahme von Rückimpulsen von stationären und bewegten Objekten in dem von ι ο der Antenne bestrichenen Raum, wobei die Rückimpulse für jede einem Mikrowellenimpuls zugeordnete Azimuth-Bereichseinheit die Form einer Kette von Einheits-Radardaten haben, die jeweils für bestimmte Reichweiten-Einheiten auftreten, wobei die Reichweiten-Einheiten von der Breite der Mikrowelknimpulse abhängen, mit einem Analog/ Digital-Konverter zur Umwandlung der Radardaten in digitale Signale und ferner mit einer Einheit zur Durchführung einer diskreten Fourier-Transformation (DFT-Einheil), weiche aus Ar digitalen Signalen, die aus den Rückimpulsen von N aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichs-Einheiten abgeleitet sind, N Dopplerfrequenz-Komponenten ableitet, die die relativen Geschwindigkeiten der stationären und bewegten Objekte in dei? Azimuth-Bereichs-Einheiten darstellen, und bei der ferner eine Signalverarbeitungsvorrichtung die Signale am Ausgang der DFT-Einheit derart umsetzt, daß die Rücksignale von stationären Objekten unterdrückt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die DFT-Einheit (133) Schmetterli^sschaltkreise (510, 520, ..., 570) mit je einem Speicher (511, 521, ..., 571) enthält, deren Speicherkapa^^t ein ganzzahliges Vielfaches der für die Speicherung der digitalisierten Radardaten einer Azimuth-Bereichs-Einheit erforderlichen Speicher-Kapazitätseinheit ist, ferner mit je einem Multiplizierer (512, 522,..., 572), der jeweils das am Eingang des Speichers anliegende Signal mit je einem vorbestimmten ■»<> Fourier-Koeffizienten multipliziert, und ferner je mit einer Addierer-Subtrahierer-Schaltung (513, 514; 523,524;...; 573,574), die die Signale am Ausgang des Multiplizierers und am Ausgang des Speichers zueinander addiert und voneinander subtrahiert, und daß ferner in π Stufen Cn=IOg₂A^Je 2*-' (k=i,2,..^ n) Schmetterlingsschaltungen vorgesehen sind, wobei die Speicherkapazität eines Speichers in einer Stufe gleich oder größer Λ//2* ist, daß dabei dann die genannten Radardaten dem Eingang (500) der einen so Schmetterlingsschaltung (510) in der ersten Stufe zugeführt werden, daß die Ausgänge des Addiererteils (513) bzw. des Substrahiererteils (514) der Addierer/Subtrahiererschaltung einer Stufe jeweils je an einen Eingang einer Schmetterlingsschaltung der nächstfolgenden Stufen zugeführt werden, und daß ferner das Einlesen und das Auslesen in und aus den Speichern synchron mit dem Mikrowellenimpuls erfolgt.

2. Radar nach Anspruch \, dadurch gekennzeich- so net, daß die Schmetterlingschaltkreise durch zwei Multiplizierer (602, 603) gebildet werden, in denen die Signale mit je einem vorgegebenen Fourier-Koeffizienten, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen multipliziert werden, daß ferner neben dem genannten Speicher (601) zwei Addierer (604, 605) vorgesehen sind, bei denen jeweils der eine Eingang mit dem Ausgang des Speichers und der andere Ausgang mit je einem der Ausgänge der Multiplizierer verbunden ist.

3. Radar zur Feststellung bewegter Ziele mit einem Sender zur Abstrahlung von Mikrowellenimpulsen vorbestimmter Länge und Wiederholungsfrequenz durch eine mit konstanter Umdrehungsgeschwindigkeit rotierende Antenne und mit einem Empfänger zur Wiederaufnahme von Rückimpulsen von stationären und bewegten Objekten in dem von der Antenne bestrichenen Raum, wobei die Rückimpulse für jede einem Mikrowellenimpuls zugeordnete Azimuth-Bereichseinheit die Form einer Kette von Einheits-Radardaten haben, die jeweils für bestimmte Reichweiten-Einheiten auftreten, wobei die Reichweiten-Einheiten von der Breite der Mikrowellenimpulse abhängen, mit einem Analog/ Digital-Konverterzur Umwandlung der Radardaten in digitale Signale und ferner mit einer Einheit zur Durchführung einer diskreten Fourier-Transformation (DFT-Einheit), welche aus N digitalen Signalen, die aus den Rückimpulsen von /V aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichs-Einheiten abgeleitet sind, N Dopplerfrequenz-Komponenten ableitet, die die relativen Geschwindigkeiten der stationären und bewegten Objekte in den Azimuth-Bereichs-Einheiten darstellen, und bei der ferner eine Signalverarbeitungsvorrichtung die Signale am Ausgang der DFT-Einheit derart umsetzt, daß die Rücksignale von stationären Objekten unterdrückt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die DFT-Einheit einen Speicher (1001) mit einer Speicherkapazität von N Speicherkapazitätseinheiten aufweist, und auf N parallelen Ausgangsklemmen die gespeicherten Radardaten abgibt, daß ferner in η Stufen (n= \0g2N) Operationsschaltkreise vorgesehen sind, die je N/2 Addierer(1030 bis 1041), N/2 Subtrahierer (1050 bis 1061) enthalten, und daß eine Gruppe (1030 bis 1033) von N/2 Addierern in der ersten Stufe so geschaltet ist, daß ihr ersier Eingang jeweils mit einer (N/2+ l)-ten bis yV-ten Ausgangsklemme des Speichers (1001) verbunden isi und ihr zweiter Eingang jeweils mit dem Ausgang eines Multiplizierers (1010 bis 1013) verbunden ist, in dem eine Multiplikation mit einem vorbestimmten Fourier-Koeffizienten erfolgt und an die Multiplizierer die Ausgänge des Speichers gelangen, die gegenüber denjenigen, die an den ersten Eingängen der Addierer gelangen, um N/2 Datenlaufzeiten verzögert sind, und daß eine Gruppe (1050 bis 1052) von N/2 Subtrahierern so geschaltet ist, daß an ihre Eingänge je dieselben Signale wie an die Eingänge Jer Addierer der genannten Gruppe gelangen und in der (K-\)-ten Stufe NI2^K Addierer vorgesehen sind, die je mit ihrem ersten Eingang entweder mit der vorhergehenden Ausgangsklemme des Speichers oder mit dem Ausgang eines Addierers der vorhergehenden Stufe verbunden ist und mit ihrem zweiten Eingang mit einem Multiplizierer (1014 bis 1017) verbunden ist, indem eine Multiplikation mit einem vorgegebenen Fourier-Koeffizienten erfolge wobei das dem Multiplizierer zugeführte Signal dasjenige am Ausgang des Addierers der vorhergehenden Stufe ist, an dessen Eingang ein Signal gelangt, das gegenüber dem Signal am Eingang des vorgenannten Addierers der vorhergehenden Stufe um NI2^K Datenlaufzeiten verzögert ist, und daß in der (T(-l)-ten Stufe ferner eine Gruppe von ^/2*· Subtrahierern vorgesehen ist, an deren Eingänge

dieselben Signale wie an die Eingänge der Addierer gelange».

4. Radar nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Subtrahierer in der ersten Stufe N/2 Addierer vorgesehen sind, deren erster Eingang mit dem Eingang eines zur ersten Gruppe gehörenden Addierers verbunden ist und deren zweiter Eingang mit liem Ausgang eines Multiplizierers (1010 bis 1013) verbunden ist, in dem die um N/2 Datenlängen zeitlich verzögerten Daten mit einem ι ο Fourier-Koeffizienten multipliziert werden, dessen Wert gleich, dessen Vorzeichen jedoch entgegengesetzt dem des vorgenannten vorbestimmten Fourier-Koeffizienten ist, und daß in der K-ten Stufe anstelle der Subtrahierer N/2^K Addierer vorgesehen sind, deren erste Eingänge entsprechend verbunden sind.

5. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer einen Konverter enthält, der ein Datum mit festem Komma in ein Datum mit Fließendem Komma konvertiert und ein Ausgangssignal in ^orm eines Mantissen-Teils und eines Exponenten-Teils abgibt, wobei die Daten eine vorgegebene Anzahl von Ziffern aufweisen, und daß ferner ein Festwertspeieher vorgesehen ist, an den der Mantissen-Teil als Adresse gelangt und der ein Datum abgibt, das gleich dem empfangenen Datum multipliziert mit einem vorgegebenen Fourier-Koeffizienten ist, und bei dem ferner ein weiterer Konverter das Datum mit fließendem Komma in ein Datum mit festem Komma rückumwandelt.

6. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl N der Punkte der diskreten Fourier-Transformation 8 ist. J5