DE2029836B2 - Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz - Google Patents
Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler PulsfolgefrequenzInfo
- Publication number
- DE2029836B2 DE2029836B2 DE2029836A DE2029836A DE2029836B2 DE 2029836 B2 DE2029836 B2 DE 2029836B2 DE 2029836 A DE2029836 A DE 2029836A DE 2029836 A DE2029836 A DE 2029836A DE 2029836 B2 DE2029836 B2 DE 2029836B2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- pulse repetition
- repetition frequency
- filter arrangement
- period
- pulse
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 title claims description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 20
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 20
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910052757 nitrogen Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 229910052698 phosphorus Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/526—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters
- G01S13/528—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters with elimination of blind speeds
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
l'i =
'mi
mit:
Τ -
ill»
Δ Ui =
mittlere Pulsfolgeperiode;
Dauer der /-ten Folgeperiode;
Dauer der (i- l)-ten Folgeperiode;
Differenz der Zeitintervalle, welche seit dem ersten Impuls der Pulsfolgefrequsnz-Änderungsperiode einerseits bis zur Mitte der /-ten wirklichen Folgeperiode und andererseits bis zur Mitte der /-ten mittleren Folgeperiode verstrichen sind;
algebraischer Mittelwert der /-ten und (i— l)-ten Folgeperiode.
Dauer der /-ten Folgeperiode;
Dauer der (i- l)-ten Folgeperiode;
Differenz der Zeitintervalle, welche seit dem ersten Impuls der Pulsfolgefrequsnz-Änderungsperiode einerseits bis zur Mitte der /-ten wirklichen Folgeperiode und andererseits bis zur Mitte der /-ten mittleren Folgeperiode verstrichen sind;
algebraischer Mittelwert der /-ten und (i— l)-ten Folgeperiode.
4. Filteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 für ein Puls-Doppler-Radargerät mit zwei
Empfangskanälen, wobei in dem einen Kanal (Cosinus-Kanal) die mit der kohärenten Bezugsschwingung demoduliftrten Impulse und in dem
anderen Kanal (Sinus-Kanal) die mit der um 90° phasenverschobenen Bezugsschwingung demodulierten
Impulse verarbeitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Kanal die gewichtete Summe
der mit den einander entsprechenden Impulsen gebildeten Differenzen mit den gleichen Wichtungs-Koeffizienten
gebildet wird.
5. Filteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche für ein Puls-Doppler-Radargerät mit
einer Synchronisationsanordnung, einem kohärenten Oszillator, wenigstens einem kohärenten Detektor
und mit einer an den Ausgang jedes kohärenten Detektors angeschlossenen Speichereinrichtung,
welche mehrere jeweils im Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgende Impulse an mehreren
Ausgängen gleichzeitig zur Verfügung stellt, dadurch gekennzeichnet, daß drei aufeinanderfolgende
Ausgänge (b\, bi, by, yu y2, y>) der Speichereinrichtung
(Nu Ni) paarweise mit den Eingängen von zwei Subtrahierschaltungen (A2, Ay, At, As) verbunden
sind, daß an den Ausgang jeder Subtrahierschaltung eine Multiplizierschaltung (AfP1, AiP2; MPz, AfP4) mit
einstellbarem Multiplikationsfaktor angeschlossen ist, die von der Synchronisationsanordnung (Sy)
derart gesteuert wird, daß der Multiplikationsfaktor in jeder Folgeperiode entsprechend dem zugeordneten
Wichtungs-KoelTizienten eingestellt wird, und
daß die Ausgänge der beiden Multiplizierschaltun-
2(i gen mit den Eingängen einer Summierschaltung (Af,
Aj) verbunden sind.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler
Pjlsfolgefrequenz zur Unterdrückung des Fix-Echo-Spektrums, in welcher die gewichtete Summe von
einer Reihe von im Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird und die
Wichtungs-Koeffizienten von der Pulsfolgefrequenz abhängen und mit dieser umgeschaltet werden.
Eine solche Filteranordnung ist Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 20 29 774.9.
Sie stellt eine Weiterbildung einer aus der FR-PS 15 63 763 bekannten Schaltungsanordnung zur Unterdrückung
des Fix-Echo-Spektrums bei einem kohärenten Puls-Doppler-Radargerät mit konstanter Pulsfolgefrequenz
dar. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung werden mehrere im Abstand der Folgeperiode
nacheinander empfangene Impulse, die an den Klemmen einer Verzögerungsleitung oder Speicheranordnung
gleichzeitig zur Verfügung stehen, mit den Wichiungs-Koeffizicnten multipliziert, und die so
gewichteten Impulse werden in einer Summierungsschaltung summiert. Zwar ist angegeben, daß die gleiche
Schaltungsanordnung auch in einem kohärenten Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz,
also ungleichen Impulsabständen benutzt werden kann, doch ist dann die Unterdrückung der Fix-Echos weniger
gut.
Die den Gegenstand der älteren Patentanmeldung bildende Schaltungsanordnung arbeitet nach dem
gleichen Prinzip, jedoch mit dem Unterschied, daß die Wichtungs-Koeffizienten, mit denen die aus der
Speicheranordnung gleichzeitig herausgelesenen Impulse multipliziert werden, entsprechend den ungleichen
Abständen der ausgesendeten Impulse variabel sind. Die Änderung der Wichtungs-Koeffizienten erfolgt dabei
so, daß nur die Auswirkungen der variablen Pulsfolgefrequenz auf die durch die Antennendrehung verursachte
Amplitudenmodulation kompensiert werden.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Filteranordnung der eingangs angegebenen Art, bei
welcher die durch die Änderung der Pulsfolgefreqiien/. verursachte Phasenanderung kompensiert wird.
Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die gewichtete Summe der Differenzen von jeweils zwei
im Abstand der Pulsfoigefrequenz aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird und die Wichtungs-Koeffizienten,
mit welchen die Differenzen multipliziert werden, so gewählt sind, daß die Differenzen auf solche
Werte zurückgeführt werden, welche sie für eine konstante Pulsfolgefrequenz besäßen.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung erläutert Es zeigt
Fig. I das Blockschaltbild eines Puls-Doppler-Radargeräts
mit einer Filtcranordnung nach der Erfindung und
Fig.2 bis 7 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Filteranordnung von F i g. 1.
Das Schaltbild der F i g. 1 zeigt in allgemeiner Form ein Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz
und KammfiJterung, wobei zur Erläuterung angenommen wird, daß die Signale digital verarbeitet
werden.
Das Radargerät enthält die üblichen Sendeschaltungen E und eine Synchronisationsanordnung 5>, welche
an der Klemme S\ die Sendesynchronsignale mit der
variablen Pulsfolgefrequenz und an der Klemme S2
Abtaststeuersignale liefert, da es sich um den Fall einer
digitalen Verarbeitung handelt. Die an der Klemme s\ abgegebenen Sendesynchronsignale bestimmen die
Aussendung der Sendeimpulse in Zeitabständen, die entsprechend der variablen Pulsfolgefrequenz unterschiedlich
groß sind; der Zeitabstand zwischen zwei Sendeimpulsen wird »Folgeperiode« genannt. Die
Änderung der Pulsfolgefrequenz erfolgt nach einer periodischen Gesetzmäßigkeit, so daß nach einer
bestimmten Anzahl von Sendeimpulsen wieder die gleiche Reihenfolge von unterschiedlichen Folgeperioden
erhalten wird. Die Periode dieser Pulsfolgefrequenz-Änderung soll »Änderungsperiode« genannt
werden; jede Änderungsperiode umfaßt somit eine bestimmte Anzahl von Folgeperioden. Der algebraische
Mittelwert aller Folgeperioden in einer Änderungsperiode ist die »mittlere Folgeperiode«.
Die Sendeschaltungen Esind mit einer Sendeantenne
AE verbunden, die bei der dargestellten Ausführungsform von der Empfangsantenne AR getrennt ist, jedoch
auch mit dieser zusammenfallen kann, wenn ein Duplexer vorgesehen ist.
Ein Überlagerungsoszillator OL liefert die Überlagerungsschwingung,
welche für die Umsetzung auf die Zwischenfrequenz erforderlich ist, und zwar einerseits
zu einer Mischstufe Mi, in der die von der Empfangsantenne
AR aufgefangenen Echosignale auf die Zwischenfrequenz umgesetzt werden, und andererseits zu einer
Mischstufe M2, in der die Sendesignale auf die Zwischenfrequenz umgesetzt werden.
An die Mischstufe M\ ist ein Zwischenfrequenz-Verstärker
A\ angeschlossen, und die Mischstufe M2 ist mit
dem Phasensteuereingang eines kohärenten Oszillators OC verbunden. Zwei kohärente Detektoren Pi und P2,
welche parallel an den Ausgang des Zwischenverstärkers A1 angekoppelt sind, empfangen als Bezugsschwingung
die vom kohärenten Oszillator gelieferte Schwingung, und zwar der Detektor Pi, der einen »Cosinus-Kanal«
speist, direkt und der Detektor P2, der einen »Sinus-Kanal« speist, nach Phasenverschiebung um π/2
in einem Phasenschieber PSl. Da bei dieser Ausfüh
rungsform die empfangenen Signali digital verarbeitet
werden, ist an den Ausgang jedes Detektors P1 und P2
jeweils eine Abtast- und Codieranordnung SPi bzw. SP2
angeschlossen. In an sich bekannter Weise werden die Probewerte aus den Empfangssignalen derart entnommen,
daß man je Echo über zwei Probewerte verfügt Die Probewerte jedes Kanals werden in digitalen
Speichern N\ bzw. N2 gespeichert, welche derart
ausgelegt sind, daß man an drei Klemmen gleichzeitig drei Probewerte abnehmen kann, die drei aufeinanderfolgenden
Folgeperioden entsprechen.
Von jedem Speicher sind lediglich die drei Klemmen und die den gleichen Probewerten des gleichen Ziels
entsprechenden Speicherzellen dargestellt, nämlich die Speicherzellen Ä_2 und Ä-i und die Klemmen b,, O2, fa
für den Cosinus-Kanal sowie die Speicherzellen Q-i
und C-i und die Klemmen j>i, γ2, γι für den Sinus-Kanal.
Die bis hierher beschriebene Schaltung ist vollständig bekannt
Bei den bekannten Geräten wird das Nutz-Video-Signal
durch eine feste Kombination von Differenzen der paarweise bei aufeinanderfolgenden Folgeperioden
abgetasteten Signale gebildet. Zu diesem Zweck sind im Cosinus-Kanal die Klemmen bi und O2 mit den
Eingängen eines Differenzverstärkers A2 und die Klemmen O2 und b\ mit den Eingängen eines Differenzverstärkers
Ai verbunden, und im Sinus-Kanal sind die Klemmen γι und γ2 mit den Eingängen eines Differenzverstärkers
A4 und die Klemmen γ2 und γ>
mit den Eingängen eines Differenzverstärkers Λ5 verbunden.
Die an den Ausgängen der Differenzverstärker erhaltenen Differenzen werden in jedem Kanal in einem
Verstärker Ab bzw. Ai einfach addiert, und das bei U
erhaltene Nutzsignal wird aus dieser Summe beispielsweise durch Demodulation und Filterung in einer
Anordnung FDgebildet.
Bei der dargestellten Schaltung wird dagegen eine gewichtete Summe der Differenzen gebildet, wobei die
Wichtungs-Koeffizienten zeitlich in Abhängigkeit von der Änderung der PulsFolgefrequenz veränderlich sind.
In jeden Kanal, also in den Sinus-Kanal und in den Cosinus-Kanal, ist eine Wichlungsanordnung IV1 bzw.
W2 eingefügt. Beispielsweise sind zwischen die Differenzverstärker
A2, Ai und den Verstärker Ab zwei
Multiplizierschaltungen MPi und MP2 und zwischen die
Differenzverstärker A4, A? und den Verstärkern A? zwei
Multiplizierschaltungen MPs, MPi eingesetzt. Es handelt
sich um Multiplizierschaltungen mit veränderlichen Multiplikationsfaktoren, welche durch die Signale am
Ausgang si der Synchronisieranordnung S, gesteuert
werden, da die Wichtungs-Koeffizienten von der jeweiligen Folgeperiode abhängen und von Folgeperiode
zu Folgeperiode umgeschaltet werden müssen.
In jedem Zeitpunkt sind die Multiplikationsfaktoren der Multiplizierschaltungen MPi und MP^ gleich denjenigen
der Multiplizierschaltungen WPi bzw. MP>.
Beispielsweise besteht jede Multiplizierschaliung aus
einem Digital-Analog-Umsetzer, einem sich anschließenden Verstärker mit gesteuertem Verstärkungsfaktor
und einem an dessen Ausgang angeschlossenen Analog-Digital-Umsetzer.
Die beschriebene Anordnung kann in bereits bestehende Anlagen ohne große Änderung eingebaut
werlen, da lediglich die Wichtungsanordnungen W1 und
IVi eingefügt werden müssen.
Die Wirkungsweise dieser Schaltung und die Bestimmung der Wichtungs-Koeffizienten werden nun im
einzelnen erläutert.
Zur Erläuterung ist in Fig.2 das Amplituden-Frequenz-Spektrum
der Fix-Echos eines Radargeräts mit kontinuierlicher Strahlschwenkung dargestellt, wobei
zur Vereinfachung angenommen ist, daß die Folgepenoden abwechselnd die Dauer T+ATund T-OThaben.
Die Änderungsperiode umfaßt also zwei Folgeperioden. Die Elementar-Spektren der Fix-Echos haben eine
dreieckige Form, die auf der Antennendrehung beruht,
mit der Breite 2Fr/N, wobei N die Anzahl der Echos je
Ziel und Fr= l/Tdie mittlere Pulsfolgefrequenz ist. Bei
konstanter Pulsfolgefrequenz Fr würden nur Hauptspektren
5^, Si, &... entstehen, deren Mittenfrequenzen
0, Fr, 2Fr ... gleich den einzigen Frequenzen wären, die
man für diese Echos erhalten würde, wenn keine Antennenbewegung vorhanden wäre.
Die variable Pulsfolgefrequenz verursacht Störspektren σι, 02 ... Die Anzahl der Störspektren zwischen
zwei Hauptspektren hängt von der Anzahl der Folgeperioden pro Änderungsperiode ab und ihre Lage
hängt von der relativen Dauer der unterschiedlichen Folgeperioden ab.
Bei dem gewählten Beispiel (zwei verschiedene Folgeperioden) liegt jeweils ein Störspektrum in der
Mitte zwischen zwei Hauptspektren.
Bei konstanter Pulsfolgefrequenz können die Probewerte einer Spektralkomponente f (wobei f zwischen
kFR-FR/N und kFR+FR/N liegt und k eine beliebige
Zahl ist) des auf der Antennenbewegung beruhenden Spektrums grafisch durch Vektoren Vo, V\, Y2 in F i g. 3
mit der gleichen Amplitude A und im gegenseitigen Winkelabstand ω Tdargcstcllt werden (mit ω = 2πί). Die
Gesamtheit dieser Vektoren kann in komplexer Schreibweise durch
Ac
/2, /If,, -t K7I
geschrieben werden, wobei 2πΠο der Winkel des ersten
Vektors (K=O) mit einer Bezugsachse OX\%1.
Die Amplituden der Projektionen dieser Vektoren auf die Achse OX und auf eine Achse OY, die aus der
Achse OX durch Drehung um π 12 im trigonometrischen
Sinn hervorgeht, entsprechen den Amplituden der dieser Spektralkomponente entsprechenden Signale am
Ausgang er Detektoren P-, und P2 in Fig. 1 bei
konstanter Pulsfolgefrequenz.
Wenn man mit DT die Differenz-Vektoren Vt- Tf-1
(Y= 1,2...) und mit D die Länge der Differenz-Vektoren D1 bezeichnet, können die Differenzen zwischen den
Probewerten von zwei aufeinanderfolgenden Folgeperioden für die betreffende Spektralkomponente durch
den Vektor
£)e./2n Ml,, i KT-I ,„I
dargestellt werden, wobei g>o eine Konstante ist
Bei variabler Pulsfolgefrequenz sind die Differenz-Vektoren nicht mehr gleich, wie aus F i g. 4 ersichtlich.
Im Zeitpunkt t\ mißt man anstatt der Differenz ZJf die
Differenz^, welche in zwei Vektoren
für die man
zerlegt werden kann.
Im Zeitpunkt ti mißt man die Differenz
schreiben kann
schreiben kann
Di und 75J sind dabei die Vektoren, die man bei
konstanter Pulsfolgefrequenz erhalten würde, d.h. die
Differenz-Vektoren in F i g. 3.
Das Spektrum der Differenzen bei variabler Pulsfolgefrequenz setzt sich daher zusammen aus:
a) einem Spektrum, welches nicht von der Änderung der Pulsfolgefrequenz abhängt und den Vektoren
Dtentspricht;
b) einem Spektrum, welches den Fehler-Vektoren ε
entspricht.
Die Wichtung der Differenzen in den Wichtungsanordnungen Wj^ und W2 wird so durchgeführt, daß die
κι Differenzen Z) auf die Differenzen DT zurückgeführt werden. Dies hat zur Folge, daß zusätzliche Nullstellen
in diesen Störspektren erzeugt werden, welche der Frequenz entsprechen, für die die Wichlungs-Koeffizienten
berechnet worden sind.
!r> Da die Differenz-Spektren bereits sehr abgeflacht
sind, wird die Kompensation praktisch für das ganze Spektrum erzielt, wenn die Nullstelle in die Mitte des
Spektrums gelegt wird.
F i g. 5, in der die Vektoren Zo, Ζ*ι, Ζ2 aufgetragen sind,
zeigt, daß der Vektor Tt2 durch die Summe des mit einem
Koeffizienten «2 multiplizierten Vektors Z2 und des mit
einem Koeffizienten ß2 multiplizierten Vektors 7S\
gebildet werden kann:
D2 = Cx2A2+β2Δ\
Ganz allgemein kann bei einem Radargerät, dessen
Änderungsperiode eine beliebige Anzahl η von
Folgeperioden umfaßt, der Vektor D^ (mit /= 1, 2,... n,
aus den Vektoren /f, und 3^_i durch die gewichtete
3D Summe
gebildet werden, wobei «„ ß, skalare Zahlen sind, die von
der Nummer /der betreffenden Folgeperiode innerhalb der Änderungsperiode abhängig sind.
Die Wichtungs-Koeffizienten «,■ und /?, für die Ate
Folgeperiode einer Änderungsperiode entsprechen den folgenden Gleichungen:
1\
^I-
wobei folgende Definitionen gelten:
T = mittlere Folgeperiode;
Tj = Dauer der Aten Folgeperiode;
Ti-1 = Dauer der (i— 1 )-ten Folgeperiode;
tmi — Differenz zwischen dem Zeitintervall, das seil dem Beginn der Änderungsperiode bis zui Mitte der Aten wirklichen Folgeperiode verstrichen ist, und dem Zeitintervall, das bii
Tj = Dauer der Aten Folgeperiode;
Ti-1 = Dauer der (i— 1 )-ten Folgeperiode;
tmi — Differenz zwischen dem Zeitintervall, das seil dem Beginn der Änderungsperiode bis zui Mitte der Aten wirklichen Folgeperiode verstrichen ist, und dem Zeitintervall, das bii
zur Mitte der Aten mittleren Folgeperiode verstrichen wäre, d. h.
'mi —
(algebraischer Mittelwert der f-ten und der (i-l)ter
Folgeperiode).
Das Diagramm der Fig.6 zeigt die Werte der
Parameter T, T* tmi,Atmi1w eine Änderungsperiode, die
drei aufeinanderfolgende Folgeperioden umfaßt, deren Zeitdauern in den Verhältnissen 6:5:4 stehen.
Es gilt also: Γ, =6; T2 = 5; T3 = 4;
T = y (T1 + T2 + T3) = 5
| 'ml | = 0,5 | Km1 | = 5 |
| '.„2 | = I | I tm2 | = 5,5 |
| '.»3 | = 0,5 | I im, | = 4,5 |
| woraus folgt |
Die Kompensation wird bei einer bestimmten Anzahl von Echos dieses Ziels durchgeführt, wie wenn die
Änderung der Folgefrequenz fortschreitend stattfinden würde. In diesem Fall ist die mittlere Folgeperiode T
nicht konstant, sondern sie ändert sich.
F i g. 7 zeigt die Werte der Parameter T, Atm„ tml für
einen solchen Fall bei einer Änderung der Folgeperiode im Verhältnis 6 :4. Man »verteilt« dabei diese plötzliche
Änderung auf eine bestimmte Anzahl p, beispielsweise drei Folgeperioden zu beiden Seiten des Änderungszeilpunktes.
Es sind daher (2p^Gruppen von Koeffizienten οα,βίζχι
bestimmen. Aus F i g. 7 ist ersichtlich, daß die Rechenparameter folgende Werte haben:
„ι = 6
Ui = 0,15
>, = 0,75 und /i, = 0,08
x, = 0,82 (I2 = 0,18
x, = 0,82 (I2 = 0,18
A3 = 1,11 ßi = 0,14
Im allgemeineren Fall können on und ßi dadurch
berechnet werden, daß die Vektoren Mund Δ» d,-_i auf
die Achsen OX und OY projiziert werden. Auf einfachere Weise gestattet die graphische Konstruktion
in jedem Fall eine schnellere Bestimmung des Koeffizienten mit ausreichender Genauigkeit
Die Kompensation der variablen Pulsfolgefrequenz durch Wichtung von Differenzen in der zuvor
beschriebenen Weise ist bei Puls-Doppler-Radargeräten
anwendbar, welche keine Entfernungszweideutigkeit aufweisen. Sie ist insbesondere brauchbar, wenn die
Anzahl von Echos je Ziel verhältnismäßg groß ist. Ihre Durchführung erfordert nur geringe zusätzliche Anordnungen.
Die Unterdrückung der Blindgeschwindigkeiten kann durch eine »kontinuierliche« Pulsfolgefrequenz-Änderung
erreicht werden, d. h. eine Pulsfolgefrequenz-Änderung,
deren Periode klein gegen die Umdrehungszeit der Antenne ist, oder durch eine Änderung der
Pulsfolgefrequenz bei jeder Antennenumdrehung.
Im ersten Fall muß die Kompensation kontinuierlich durchgeführt werden, wobei die verschiedenen Echos
eines beliebigen Ziels Impulsen entsprechen, welche in unterschiedlichen Zeitabständen gesendet werden.
Im zweiten Fall ändert sich die Pulsfolgefrequenz, welche während einer bestimmten Anzahl von Folgeperioden
konstant ist, plötzlich bei einem gegebenen Seitenwinkel G, was eine Verbreiterung der Spektren
der Fix-Echos nur in der durch diesen Seitenwinkel bestimmten Richtung mit sich bringt Die Kompensation
wird lediglich für die Ziele durchgeführt, welche in
einem Winkelsektor G+AG festgestellt werden, wobei
Δ Gbeispielsweise die Breite des Antennenbündels ist
| I U' = | 6 | U2 = 0,6 |
| I U3 = | 6 | U3 = 1.35 |
| IU4 = | 5 | U4 = 1.35 |
| I Us = | 4 | Us = 0,6 |
| ί,,κ, = | 4 | U, = 0,15 |
| woraus sich ergibt | ||
| 1 | Ii0 = 0 | |
| Λ, = | 0,93 | fl, = 0,02 |
| (X2 = | 0,81 | P2 = 0,09 |
| Λ3 = | 0,66 | pi = 0,22 |
| 0,90 | /Z4 = 0,22 | |
| »5 = | 0,98 | ft = 0,!7 |
| <*<- = | 1,03 | /<„ = 0,04 |
| «7 = | 1 | «7=0 |
Die beschriebene Filtersfiordnung kann auch bei
Puls-Doppler-Radargeräten mit nur einem kohärenten Detektorkanal und bei Geräten mit analoger Signalverarbeitung
angewendet werden; ferner kann die Anzahl von Probewertentnahmen je Echo im Fall einer
digitalen Signalverarbeitung von zwei verschieden sein; eine wesentliche Voraussetzung besteht darin, daß
wenigstens ein kohärenter Detektorkanal sowie Einrichtungen vorhanden sind, die drei aufeinanderfolgende
Echos des gleichen Ziels gleichzeitig verfügbar machen.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz zur
Unterdrückung des Fix-Echo-Spektrums, in welcher die gewichtete Summe von einer Reihe von im
Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird und die Wichtungs-Koeffizienten
von der Pulsfolgefrequenz abhängen und mit dieser umgeschaltet werden, dadurch gekennzeichnet,
daß die gewichtete Summe der Differenzen von jeweils zwei im Abstand der Pulsfolgefrequenz aufeinanderfolgenden Impulsen
gebildet wird und die Wichtungs-Koeffizienten, mit welchen die Differenzen multipliziert werden, so
gewählt sind, daß die Differenzen auf solche Werte zurückgeführt werden, welche sie für eine konstante
Pulsfolgefrequenz besäßen.
2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer der konstanten
Pulsfolgeperiode entsprechenden Differenz (Di) die gewichtete Summe der mit einem ersten
Wichtungs-Koeffizienten (<x,) multiplizierten wirklichen Differenz (Δ,) der gleichen Folgeperiode (i) und
der mit einem zweiten Wichtungs-Koeffizienten (ß) multiplizierten Differenz (/l,--i) der vorhergehenden
Folgeperiode (i- 1) gebildet wird.
3. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wichtungs-Koeffizienten
(«i, ß,) den folgenden Gleichungen entsprechen:
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR6920581A FR2050644A5 (de) | 1969-06-19 | 1969-06-19 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2029836A1 DE2029836A1 (de) | 1970-12-23 |
| DE2029836B2 true DE2029836B2 (de) | 1979-12-06 |
| DE2029836C3 DE2029836C3 (de) | 1980-08-14 |
Family
ID=9036043
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE2029836A Expired DE2029836C3 (de) | 1969-06-19 | 1970-06-18 | Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3706990A (de) |
| DE (1) | DE2029836C3 (de) |
| FR (1) | FR2050644A5 (de) |
| GB (1) | GB1306121A (de) |
| NL (1) | NL7008848A (de) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0047477A1 (de) * | 1980-09-04 | 1982-03-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Puls-Doppler-Radar mit einer von Rekursionsfiltern gebildeten Festzeichenunterdrückungsschaltung |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2556104B2 (fr) * | 1975-10-29 | 1988-06-03 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux radars doppler a impulsions |
| FR2550347B1 (fr) * | 1975-10-29 | 1988-03-04 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux radars doppler a impulsions |
| US4057800A (en) * | 1976-06-01 | 1977-11-08 | Grumman Aerospace Corporation | Multi-PRF signal processor system |
| US4488154A (en) * | 1980-04-25 | 1984-12-11 | Raytheon Company | Radar processor |
| IT1197641B (it) * | 1983-05-04 | 1988-12-06 | Selenia Ind Elettroniche | Dispositivo per l'identificazione e la soppressione di echi indesiderati di seconda traccia in sistemi radar |
| NL8403758A (nl) * | 1984-12-11 | 1986-07-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Impulsradarapparaat. |
| US5563601A (en) * | 1985-08-16 | 1996-10-08 | Northrop Grumman Corporation. | Two-port synthetic aperature radar system for radar detection of targets |
| US4931800A (en) * | 1989-05-12 | 1990-06-05 | Raytheon Company | Stagger compensated moving target detector |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3508262A (en) * | 1962-01-09 | 1970-04-21 | Gen Electric | Radar system |
| US3480953A (en) * | 1968-05-17 | 1969-11-25 | Us Army | Moving target indicator having staggered pulse repetition frequency |
-
1969
- 1969-06-19 FR FR6920581A patent/FR2050644A5/fr not_active Expired
-
1970
- 1970-06-10 US US45128A patent/US3706990A/en not_active Expired - Lifetime
- 1970-06-17 GB GB2948870A patent/GB1306121A/en not_active Expired
- 1970-06-17 NL NL7008848A patent/NL7008848A/xx unknown
- 1970-06-18 DE DE2029836A patent/DE2029836C3/de not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0047477A1 (de) * | 1980-09-04 | 1982-03-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Puls-Doppler-Radar mit einer von Rekursionsfiltern gebildeten Festzeichenunterdrückungsschaltung |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2050644A5 (de) | 1971-04-02 |
| DE2029836A1 (de) | 1970-12-23 |
| DE2029836C3 (de) | 1980-08-14 |
| NL7008848A (de) | 1970-12-22 |
| US3706990A (en) | 1972-12-19 |
| GB1306121A (de) | 1973-02-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE4427657C2 (de) | Verfahren zur Bilderzeugung mittels einer zweidimensionalen Datenverarbeitung bei einem Radar mit synthetischer Apertur | |
| DE2402050C3 (de) | Vorrichtung zur Verbesserung des Signal/Rauschabstands von Signalen, die von mehreren Antennen empfangen werden | |
| DE2406630C2 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Durchflußgeschwindigkeitsmessung | |
| EP0128542B1 (de) | Puls-Doppler-Radargerät mit veränderbarer Pulsfolgefrequenz | |
| EP0492132B1 (de) | Verfahren zur digitalen Generierung von SAR-Bildern und Einrichtung zu dessen Durchführung | |
| DE69102632T2 (de) | Digitale korrekturschaltung für monopuls-prozessor. | |
| DE3686222T2 (de) | Verarbeitungsanordnung hoher geschwindigkeit fuer ein radar mit synthetischer apertur. | |
| DE2323541C3 (de) | Präzisionsrichtanordnung akustische Antennen mit kreisrundem Querschnitt | |
| DE2029836C3 (de) | Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz | |
| DE2800152A1 (de) | Verfahren und radarschaltung zur messung der hoehe eines sich unter niedrigen erhebungswinkeln bewegenden ziels | |
| DE2714498C1 (de) | Verarbeitungsschaltung fuer Seitensichtradarsignale | |
| DE2315347A1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur fortlaufenden decodierung von gruppen bildenden signalen | |
| DE3041459C2 (de) | ||
| DE2133001A1 (de) | Kohaerentes Impuls-Doppler-Radargeraet | |
| DE2744813C2 (de) | Monopuls-Radaranlage | |
| DE2011758B2 (de) | Kammfilter | |
| DE102015202874A1 (de) | Radarsystem und Verfahren zum Erfassen von Objekten | |
| DE2833050C2 (de) | Impuls-Dopplerradar-Filteranordnung | |
| DE2332537B2 (de) | Schaltungsanordnung zur Kreuzkorrelation eines dritten an die Hilfsantenne angeschlossenen Kanals mit den Peilkanälen eines Mehrkanalpeilers | |
| DE2741847A1 (de) | Einrichtung zum feststellen des vorhandenseins von radarechos und damit ausgeruestetes impulsradarsystem | |
| DE68902937T2 (de) | Verfahren und anordnungen fuer die verschiebung entlang der frequenzachse des moduls der uebertragungsfunktion eines filters. | |
| DE3345429A1 (de) | Verfahren zur messung der mehrdeutigen entfernung sowie doppler-impulsradar, bei dem dieses verfahren zur anwendung kommt | |
| DE102021123693B3 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von Signalen | |
| DE2810423C1 (de) | Anordnung zur Verarbeitung der Signale eines an Bord eines Luftfahrzeugs befindlichen Radargeraets | |
| DE2125675B2 (de) | Bord-Schrägsicht-Kohärentradar mit synthetischer Antenne und Festzeichen-Dopplerkompensation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
| 8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |