JP3799058B2 - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents

Description

技術分野
この発明は、弾性表面波装置及び通信装置に関するものである。
背景技術
従来の直接拡散方式のスペクトラム拡散通信装置においては、例えば、１９８５年の超音波シンポジウム 講演論文集（１９８５ ＵＬＴＲＡＳＯＮＩＣＳ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ）の、第１４５から１４８頁（ｐ．１４５−ｐ．１４８）に記載されているように、擬似雑音コードとしてＢａｒｋｅｒコードが用いられていた。このコードは情報コード列の並び方に依存せず、自己相関サイドローブが１であることで知られている。
前記Ｂａｒｋｅｒコードは、コード長が１３以下で発見されており、それ以上のコード長では見つかっていない。したがってコード長で１４以上の処理利得が必要な場合には、最長符号系列等の前記Ｂａｒｋｅｒコード以外の符号を用いていたが、これらの符号系列では情報コードの符号反転時に大きなサイドローブの上昇をきたすため、一般的にはエラーレートが上昇してしまう。
本発明は、上述の問題を解決し、１４以上のコード長を有する符号系列を用いて、情報コードの並びに依存せず、相関信号のサイドローブの上昇を押さえた新規なスペクトラム拡散通信装置の構造を提供することを目的としている。
発明の開示
上記目的は、本発明が使用する符号系列である表１から表９に示すコードを擬似雑音コードとして、入力信号の電力密度スペクトルの拡散のために用いることにより達成できる。
表１から表９に示すコードは、発明者等の計算によれば、自己相関係数のサイドローブが３以下であることが確認されている。従って、このコードを用いれば自己相関係数のサイドローブが１４以上の処理利得を有し、情報コードの並びに依存せず、相関信号のサイドローブの上昇を押さえ、エラーレートの小さな新規なスペクトラム拡散通信装置及び通信システム、そしてこの特性を利用した弾性表面波装置が得られる。
また、本発明はコード長が１４以上の処理利得を有し、かつ自己相関サイドローブが３以下の新規なコードに関するものであるが、コード長は、クリスタルの高調波（てい倍回路を用いた場合の発振周波数）を用いて定められる場合と、ベースバンドのディジタル回路のクロック周波数とは独立に生成される場合とがある。
クリスタルの高調波を用いて定められる場合には、例えば高調波成分を大きくするために、クロック周波数の発振波形を歪ませて高調波を生成すると、一般的に、高調波成分のうちの奇数成分のみが生成される。従って、その奇数成分を擬似雑音コード発生器のクロックとして用いると、擬似雑音コード発生器のクロックをベースバンドのディジタル回路のクロック周波数で除算した値、すなわちコード長が得られる。具体的には、１５、１７、１９、………という奇数のコード長が得られる。
さらに、得られた奇数のコード長をスペクトラム拡散通信装置に適用する場合、２つのコード長を組み合わせて利用する場合もあり、具体的には、奇数のコード長の乗算の結果であって１４以上の値である１５、２１、２５、２７、………がコード長として利用される。
次にベースバンドのディジタル回路のクロック周波数とは独立に生成される場合には、コード長が偶数であるか奇数であるかを問わないので、１４以上の値である１４、１５、１６、１７、………が得られる。
なお、いずれの場合においても、各コード長における多くの組合せからなる擬似雑音コードが存在するが、本発明者等は、その中から、自己相関サイドローブが３以下である、入力信号の電力密度スペクトルの拡散のために用いる擬似雑音コードとして有効な新規なコードを見出し、それらのコードを用いて入力信号の電力密度スペクトルの拡散（または逆拡散）を実行することのできる新規な擬似雑音コード発生器を見出したのである。
以下に、本発明に関する擬似雑音コードを示した表１から表９を記載する。

【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第１の適用例を示すスペクトラム拡散通信装置のシステムブロックであり、第２図は、信号符号系列の説明図であり、第３図は、本発明の第２の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第４図は、本発明の第２の適用例を用いる弾性表面波装置であり、第５図は、本発明の第３の適用例を示すスペクトラム拡散通信装置のシステムブロックであり、第６図は、本発明の第３の適用例に使用する符号系列であり、第７図は、本発明の第３の適用例に使用する整合信号であり、第８図は、本発明の第３の適用例を用いるマッチドフィルタの周波数特性であり、第９図は、従来のＢａｒｋｅｒコード（１３チップ）であり、第１０図は、従来のＢａｒｋｅｒコード（１３チップ）を用いた場合の整合信号であり、第１１図は、従来のＢａｒｋｅｒコード（１３チップ）を用いた場合のマッチドフィルタの周波数特性であり、第１２図は、本発明の第４の適用例を使用するマッチドフィルタのタップ係数であり、第１３図は、本発明の第４の適用例に使用する整合信号であり、第１４図は、本発明の第５の適用例を使用するマッチドフィルタのタップ係数であり、第１５図は、本発明の第５の適用例に使用する整合信号であり、第１６図は、本発明の第６の適用例を示すスペクトラム拡散通信装置のシステムブロックであり、第１７図は、本発明の第７の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第１８図は、本発明の第８の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第１９図は、本発明の第９の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第２０図は、本発明の第１０の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第２１図は、本発明の第１１の適用例を示す通信装置の一部のシステムブロックであり、第２２図は、本発明の第１２の適用例に示す装置を用いた通信システムである。
発明を実施するための最良の形態
以下に、第１図から第２３図を用いて本発明を実施するための形態について説明する。
しかし、以下に示すいくつかの形態は、本発明を実施するための適用例を説明するものであって、本発明を実施するための形態は、決してここで説明する適用例に限定されるものではない。
第１図は、本発明を適用したスペクトラム拡散通信装置を模式的に示した図である。情報信号は、入力端子１より入力され、混合器２により擬似雑音コード発生器３からの信号と乗算され、さらに混合器４により発信器５からの搬送波と乗算され、増幅器６により増幅されアンテナ７より出力される。ここで擬似雑音コードとしては表１から表９に示したコードを用いた。
受信系ではアンテナ７から入力した信号は増幅器８により増幅され、復調され、方形波出力回路９によりデジタル信号に変換され、出力端子１０より情報信号として取り出される。ここで情報の復調のための参照コードは上記と同様のコードとした（送信器の擬似雑音コードと一致）。第２図は信号符号系列を示す図である。信号符号系列Ｓｋは同期検波方式の場合、情報コードの１、０に対応し、

と表される。ここでｍｊ（ｊ＝１〜ｎ，ｎ：コード長）は表１から表９に示す擬似雑音コードｂｊに対応し、

と表される。同様に遅延検波方式の場合、信号符号系列Ｓｋは、

と表される。受信側の参照コードをＭｊとおくと、相関係数Ｏｋは、

と表される。Ｍｊ＝ｍｊの場合は自己相関係数を表し、

の式で示される。相関ピーク以外（ｍｏｄ（ｋ／ｎ）≠１）のサブピークをサイドローブと称し、この値が小さいほど、一般には受信機のエラーレートが小さい。符号長１４以上の場合に関して、上記数５で表される式で計算したサイドローブの値が３以下のものを表１から表９に示す。ここでの計算は、情報コード０、１の全ての並び（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）に対応し（上記情報コード０、１は互いに反転符号の関係にあることを示す。）、ｍｊにかけられる符号が（＋，＋，−）であるＳｋの並びに関して計算した（残る（−，−，＋）の場合は上記の結果と絶対値が等しく異符号の結果となるため、すなわち極性が異なるのみであるため、上述した計算のみで十分である。）。
表１から表９の中で、bjは求めた符号列、numberはbjを２進数として１０進数に変換したもの、max corr.（forward）はサイドローブの値、max corr.（backward）は符号を左右逆転した場合の相関値の最大値、dc levelはｍｊの（ｎ個の）総和である。これらのコードは、符号反転（１⇔０）を行っても同様の結果が得られることは言うまでもない。計算時間が膨大にかかるため、符号長の長いものでは反転符号は省略している。これらのコードを擬似雑音コードとして用いれば、自己相関サイドローブにおける処理利得が１４以上で、受信整合信号の時間軸サイドローブが小さく、エラーレートが小さい良好な特性を有するスペクトラム拡散通信機が得られる。
次に本発明を適用した２つめの例に関して第３図を用いて説明する。１つめの例を示した第１図と同様個所には同一番号を付した。第３図は本発明を適用した２つめの例の受信部を示した図である。アンテナ７より取り込まれた受信信号は、増幅器８により増幅され、マッチドフィルタ１１により整合信号に変換され、検波回路１２により、検波され、復調され、方形波出力回路１３により、デジタル信号に変換され出力端子１０から出力される。本適用例では復調素子としてマッチドフィルタを用いているため、回路を簡単に形成できるという特徴を有する。
次に本発明を適用した３つめの例に関して第４図、第５図を用いて説明する。
第４図は、本適用例のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave，弾性表面波）マッチドフィルタ１８を模式的に示した図である。弾性表面波基板１４上に、入力すだれ状電極１５及び出力すだれ状電極１６を配置している。また、基板端面からの反射波を抑圧するため、吸音材１７が塗布されている。入力すだれ状電極１５は電極極性（上部共通電極に接続するか、下部共通電極に接続するかで電気的極性が異なる。）を１つずつ反転させた構造で、出力すだれ状電極１６は擬似雑音符号に対応して、電極の極性を反転させたマッチドフィルタ構造となっている。基板１４には、温度による中心周波数のシフトを防ぐため、ＳＴカット水晶基板を用いている。
第５図は、本適用例のシステムブロック図である。図中１つめの例の第１図と同様個所には同一番号を付した。アンテナ７より取り込まれた受信信号は、増幅器８により増幅され、本適用例のＳＡＷマッチドフィルタ１８により整合信号に変換され、ＳＡＷ遅延線１９により遅らされた１情報ビット前の信号と混合器２０において乗算されることにより検波され、方形波出力回路１３によってデジタル信号に変換され出力端子１０から出力される。本適用例ではＳＡＷ素子を用いて遅延検波を行っているため、検波回路をより簡単に形成できるという特徴を有する。
ここで、本発明の擬似雑音コードを用いた場合の復調信号波形に関して説明する。
第６図は表７の番号（ｎｕｍ）９４７５６５の２５チップコードｂｊに対応したｍｊを示す図である。
第７図は送信側にこのｍｊコードを用い、受信側のマッチドフィルタの参照コードも同一とした場合の整合信号波形を示す図である。搬送波周波数は３００ＭＨｚ、情報速度は１Ｍｂｐｓである。ここでは良好なサイドローブ抑圧度（ピークとサイドローブの比（Ｄ／Ｕ）は、Ｄ／Ｕ＝１８．２ｄＢ）が得られている。
第８図は本適用例のマッチドフィルタの周波数特性を示す図である。図中において周波数特性上のリップルがサイドローブ劣化に対応する。比較のため、従来の１３チップＢａｒｋｅｒコードを用いた場合に関しても説明を行う。
第９図はこのＢａｒｋｅｒコードに対応したｍｊを示す図である。
第１０図は送信側にこのｍｊコードを用い、受信側のマッチドフィルタの参照コードも同一とした場合の整合信号波形を示す図である。
本適用例と同様、搬送波周波数を３００ＭＨｚ、情報速度１Ｍｂｐｓとした。サイドローブ抑圧度（ピークとサイドローブとの比（Ｄ／Ｕ）は、Ｄ／Ｕ＝２２．１ｂＢ）が得られている。
第１１図はＢａｒｋｅｒコードを用いた場合のマッチドフィルタの周波数特性を示す図である。リップルが比較的小さく、サイドローブ抑圧度が大きいことを示している。
上述したとおり、本適用例のコードを用いれば、従来のＢａｒｋｅｒコードを用いた場合に比べ、若干サイドローブを劣化させるだけで、チップ長２５の通信装置が得られ、大幅な処理利得向上が可能となる。
次に、本発明を適用した４つめの例に関して、第１２図、第１３図を用いて説明する。前述の３つめの例では、サイドローブ抑圧度がＤ／Ｕ＝１８．２ｄＢであったが、本適用例では、さらにサイドローブを抑圧する。
第１２図は本適用例の受信側の参照２５チップタップ係数Ｍｊを示す図である。整合信号のサイドローブを抑圧するため、各タップに重み付けを施している。
第１３図は送信側に３つめの例のｍｊコードを用い、受信側のマッチドフィルタの各タップに上記参照コードＭｊに対応した重み付けを行った場合の整合信号波形を示す図である。第１３図の係数は、最適化アルゴリズムを用いて求めた。搬送波周波数は３００ＭＨｚ、情報速度は１Ｍｂｐｓである。このようにすると、受信側のタップ数を増加させることなく、３つめの例に比べ良好なサイドローブ抑圧度（ピークとサイドローブの比（Ｄ／Ｕ）、Ｄ／Ｕ＝１９．８ｄＢ）が得られている。
次に、本発明を適用した５つめの例に関して、第１４図、第１５図を用いて説明する。４つめの例では、タップ数を送信側及び受信側ともに同一の２５としたが、本適用例では、さらにサイドローブを抑圧するために受信側のタップ数を４９とした。
第１４図の本適用例の受信側の参照４９チップタップ係数Ｍｊを示す図である。整合信号サイドローブを抑圧するため、各タップに重み付けを施している。
第１５図は送信側に第３の適用例のｍｊコードを用い、受信側のマッチドフィルタの各タップに上記参照コードＭｊに対応した重み付けを行った場合の整合信号波形を示す図である。第１４図の係数は、最適化アルゴリズムを用いて求めた。搬送波周波数は３００ＭＨｚ、情報速度は１Ｍｂｐｓである。従来のＢａｒｋｅｒコードを用いた場合に比べても良好なサイドローブ抑圧度（ピークとサイドローブとの比（Ｄ／Ｕ）は、Ｄ／Ｕ＝２４．４ｄＢ）が得られている。
次に、本発明を適用した６つめの例に関して、第１６図を用いて説明する。３つめの例の第５図と同様個所には同一番号を付した。３つめの例では直接送信信号帯で復調を行っているが、高周波であるため、信号処理が難しい場合がある。本適用例では、混合器２１により発信器２２から生じた信号受信信号と乗算することにより、周波数を低減させた後に、復調処理を行っている。本適用例を用いれば、比較的低周波帯復調処理が可能であるため、回路設計が容易であるという特徴を有する。
次に、本発明を適用した７つめの例に関して、第１７図を用いて説明する。
第１７図は７つめの例の通信装置の受信部を示す図である。２つめの例の第３図と同様個所には同一番号を付した。２つめの例ではマッチドフィルタで復調を行っているが、情報速度が遅い場合には、マッチドフィルタのデバイスサイズが大きくなってしまう。本適用例では、送信側と同様に擬似雑音コード発生器２３から出力される信号に、混合器２４において搬送波と同一周波数の発振器２５のキャリア信号を乗算し、さらにその信号と受信信号との同期を取って混合器２６で乗算することにより、復調信号を得ることができる。本適用例を用いれば、比較的情報速度が遅い場合でも、装置を大きくすることなく信号の復調が可能であるという特徴を有する。
次に、本発明を適用した８つめの例に関して、第１８図を用いて説明する。
第１８図は８つめの例の通信装置の受信部を示す図である。２つめの例の第３図と同様個所には同一番号を付した。７つめの例では擬似送信信号を作成して復調を行っているが、受信側にも信号発生器が必要になるため、回路規模が大きくなってしまう。本適用例では、搬送波周波数発振器２８と受信信号とを混合器２７を用いて乗算し、さらに、検波回路２９、方形波出力回路３０によりデジタル信号に変換され、デジタル相関信号処理回路３１において数４の式、数５の式により処理を行っている。本適用例では、相関復調処理をデジタル処理で行うことができるため、比較的情報速度が遅い場合、あるいは、擬似雑音コード長が短い場合には、比較的低コストで装置を作ることができるという特徴を有する。
次に、本発明を適用した９つめの例に関して、第１９図を用いて説明する。
第１９図は９つめの例の通信装置の受信部を示す図である。６つめの例の第１７図と同様個所には同一番号を付した。８つめの例ではデジタル回路にて復調を行っているが、情報速度が速く、擬似雑音コード長が長い場合にはデジタル回路のクロック周波数が低いため、処理できない場合がある。本適用例では、擬似雑音コード発生器２３から出力される信号に、混合器２４において搬送波と同一周波数の発振器２５のキャリア信号を乗算し、さらにその信号と受信信号とを相関素子であるコンボルバー３２により畳み込み積分処理を行って、さらに検波回路３３を通して復調を行っている。本適用例では、キャリア周波数、擬似雑音コードサイクルの同期が取れれば情報速度が速く、擬似雑音コード長が長い場合にでも比較的容易に、復調信号を得ることができるという特徴を有する。
上記６つめの例から９つめの例に比べ、２つめの例及び３つめの例のマッチドフィルタを用いた場合には、受信側のコードが固定であるため、信号同期が不要であるという特徴を有する。また逆に、前者はコードが可変であるため、送信側のコードに対応し、受信側の参照コードを自由に変えることができるという特徴を有する。
次に、本発明を適用した１０番目の例に関して、第２０図を用いて説明する。
第２０図は１０番目の例の通信装置の検波部を示す図である。本適用例は検波方式として遅延検波方式を用いたものであり、遅延線３４により１情報ビット前の信号と現在の信号とを混合器３５で乗算することにより復調を行っている。本適用例では検波回路の簡略化を果たすことができる。
次に、本発明を適用した１１番目の例に関して、第２１図を用いて説明する。
第２１図は１１番目の例の通信装置の検波部を示す図である。本適用例は検波方式として同期検波方式を用いたものであり、クロック検出回路３６により再生されたクロックを混合器３５で信号と乗算することにより復調を行っている。本適用例では遅延検波方式に比べエラーレートが良い。
次に、本発明を適用した１２番目の例に関して、第２２図を用いて説明する。
第２２図は１２番目の例の通信システムを示す図である。本適用例はＬＡＮに本方式の通信装置を用いたものである。ＬＡＮ用ケーブル３８に本通信装置４１、４２が接続され、各端末３９、４４には本通信装置４０、４３が接続されている。また各端末４５、４８に本通信装置４６、４７を接続し、各端末間で（有線系を介さず）自由に通信を行うことができる。本適用例を用いれば、各端末ではＬＡＮケーブルに接続する必要がないため、端末を自由に動かすことができる。
産業上の利用可能性
以上、本発明によれば、擬似雑音コード長を１４以上として相関係数のサイドローブを抑圧することができるため、スペクトラム拡散通信装置及びそれを用いた通信システムのエラーレートの低減、処理利得の向上が可能となる。

Claims (13)

1. デジタル情報に対応し、擬似雑音コードの極性を反転させて使用する直接拡散通信装置において、
   前記擬似雑音コードは、コード長が１４以上で、かつ信号側コードの反転時である、信号側コードの位相を（＋、＋、−）とした際の、対応させた自己相関サイドローブの絶対値が３以下であり、かつ、相関関数O_k、信号符号系列S_k、擬似雑音コードb_jに対応した参照コードm_jとしたとき、
   

   

   の計算式に従って導き出さされる、相関ピーク以外のサイドローブの絶対値が、その符号長で最小ある、実施例の表１〜表９に示されるコードであることを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
2. 前記擬似雑音コードのコード長が、１４以上でかつ奇数であることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
3. 前記擬似雑音コードのコード長が、１５、２１、２５あるいは２７のいずれかであることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
4. 受信信号を復調して、得られた出力整合信号のサイドローブを低減させるための、フィルタ機能を有していることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
5. 受信信号を復調するための復調素子として、マッチドフィルタを用いたことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
6. 前記出力整合信号のサイドローブを低減させるためのフィルタ機能として、マッチドフィルタの各タップに重み付けを有していることを特徴とする請求項４または５に記載のスペクトラム拡散通信装置。
7. 前記復調素子として、マッチドフィルタ型の弾性表面波装置を用い、前記弾性表面波装置の入力または出力すだれ状電極のうち一方の電極は、極性反転がなく、他方のすだれ状電極にくらべて表面波通過時間が短い電極であって、かつ他方のすだれ状電極は、極性反転があることを特徴とする請求項５記載のスペクトラム拡散通信装置。
8. 前記擬似雑音コードに高周波キャリアを乗算した信号を受信信号に混合することにより、前記受信信号の復調を行うことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
9. 受信信号を復調した後検波されて得られるデジタル信号と、予めメモリ内に蓄えられたコードとの相関処理を行うことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
10. 前記擬似雑音コードに高周波キャリアを乗算した信号と受信信号との相関処理を行う相関素子を用いて復調処理を行うことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
11. 復調された受信信号を検波する方式として遅延検波方式を用いたことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
12. 復調された受信信号を検波する方式として同期検波方式を用いたことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれかに記載のスペクトラム拡散通信装置のいずれかを用いたことを特徴とする通信システム。

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