DE2520189C2 - Delta-Modulator - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Delta-Modulator der im Oberbegriff des Anspruches t vorausgesetzten Art. Ein solcher Delta-Modulator ist aus der DE-AS 12 668 bekannt.

Bekanntlich können Impulssignale über längere Strecken ohne Informationsverluste übertragen werden, wenn nur dafür gesorgt ist. daß die Impulse in geeigneten Abständen regeneriert werden. Es ist deshalb zunehmend üblich geworden. Analogsignale vor der Übertragung in Digitalsignale zu kodieren.

Dieses kann beispielsweise im Delta-Modulationsverfahren erfolgen. Letzteres beruht auf der Methode, ein w Eingangssignal mit einem aus den Ausgangsimpulsen wiedergebildeten Signal zu vergleichen. Ein Ausgangssignal EINS wird zu Taktzeiten erzeugt, wenn das Eingangssignal das wiedergebildete Signal übersteigt; ansonsten wird eine NULL erzeugt. Die Ausgangsimpulse werden integriert, um das wiedergebildete Signal herzustellen, welches die Grundlage für die Erzeugung des Differenz-(Delta-)Signals bildet.

Eine der Hauptschwierigkeiten bei Delta-Modulationsanlagen besteht in der Schwierigkeit, sich rasch ändernden Eingangssignalen überhaupt zu folgen und gleichzeitig sich langsam ändernden Signalen exakt zu folgen. Eine einzige SchrittgröQe für jeden Ausgangsimpuls kann nicht sowohl zu einer Genauigkeit bei sich langsam ändernden Signalen als auch zu einem Folgen bei sich rasch ändernden Signalen führen. Die Lösung dieses Problems besteht darin, eine nicht lineare Kompander-Kennlinie in die Stufengröße der zum Integrator rückgekoppelten Impulse einzufügen. »Kompandieren« bedeutet hier ein Zusammenpressen der Signalamplitude auf der Sendeseite und ein Dehnen des Signals um einen kompensierenden Betrag auf der Empfangsseite. Dieses Problem und verschiedene Lösungen sind von J. A. Greefkes und K. Riemens in dem Artikel »Code Modulation With Digitally Controlled Companding for Speech Transmission« beschrieben, der erschienen ist in Phillips Technical Review, Band 31. Nr. 11/12.1970, Seiten 335 bis 353.

Bei dem bekannten Delta-Modulator der vorausgesetzten Art (DE-OS 22 12 668) ist versucht worden, eine möglichst gute Anpassung an das zu modulierende Eingangssignal dadurch zu bewirken, daß sowohl ein Momentanwertkompander als auch ein Silbenkompander vorgesehen sind. Der Momentanwertkompander verändert die Abstufung, wenn bei hintereinander erfolgten Abtastungen die gleiche Polarität (d. h. das gleiche Verhältnis von eingangssignalzurückgekoppeltem Signal) festgestellt wird. Wenn z. B. hintereinander achtmal die gleiche Polarität vorliegt, so erreicht die durch den Momentanwertkompander festgelegte, geänderte Abstufung ihren Maximalwert ]e nach der Häufigkeit, mit der die höchste Abstufung von dem Momentanwertkompander erreicht wird, erzeugt der Silbenkompander eine Überlagerungs-Steuerspannung. die auf die von dem Momentanwertkompander erzeugte Steuerspannung aufsummiert wird, so daß eine Überlagerung der von den fcvrfen Kompandern abgegebenen Spannung erreicht wird. Hierzu besitzt der Silbenkompander einen Integrator, der an die höchste Ausgangsstufe des Momentanwertkompanders angeschlossen ist. Als Zeitkonstante für den Silbenkompander ist ein Wert von ungefähr 10 Millisekunden angegeben.

Zwar wird durch die oben angegebenen Maßnahmen bei dem bekannten Modulator eine Verbesserung gegenüber früher üblichen Modulatoren erzielt, jedoch ist man bestrebt, die Qualität der Modulation noch weiter zu verbessern, d. h„ eine noch bessere Anpassung an das zu modulierende Eingangssignal zu schaffen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Delta-Modulator der vorausgesetzten Gattung so weiterzubilden, daß eine noch bessere Modulation erfolgt, d. h. daß das rückgekoppelte Signal dem zu modulierenden Eingangssignal noch besser folgt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß für den in Rede stehenden Delta-Modulator mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches I gelöst und mit jenen der Unteransprüche vorteilhaft weitergebildet.

Der erfindungsgemäße Delta-Modulator ist in seiner Wirkungsweise noch effektiver als die bisher bekannten Modulatoren dieser Art. Hierbei ist von der Erkenntnis ausgegangen worden, daß gemäß der Kennlinie des Hörvermögens eines menschlichen Ohres ein Silbenbeginn eher wahrgenommen wird als ein Silbenende. Auf der Grundlage dieser Erkenntnis ist der erfindungsgem^ße Delta-Modulator so ausgebildet worden, daß ein

besseres »Verfolgen« der Sprache möglich ist Die den Silbenanstiegs- und Silbenabfallzeiten proportionalen Lade- bzw. Endladezeitkonstanten des erfindungsgemäß vorgesehenen, als silbenschneller Integrator ausgebildeten Integrators liegen in der Größenordnung von 3 Millisekunden bzw. 9 Millisekunden. Durch eine derartige Ausgestaltung des Delta-Modulators wird der weitere Vorteil erreicht, daß bei der Kodierung oder Übertragung auftretende Fehler, die eine fehlerhafte Dekodierung zur Folge haben, rasch verschwinden auf Grund der entsprechend kleinen Abklingzeit der Steuersp.annung am Integrator.

Durch die bessere Anpassung an die zu modulierenden Sprachsignale wird eine wesentlich bessere Modulation erzielt, was sich auf einen im Vergleich zum |₅ Stand der Technik höheren Störabstand auswirkt. In der Zeichnung zeigen

F i g. 1 ei as Blockschaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten kompandierenden Delta-Kodierers;

F i g. 2 eine grafische Darstellung der Strom-Spannungskompandierkennlinie de Schaltung nach Fig. 1:

F i g. 3 ein Blockdiagramm eines Dekodierers für die im Kodierer der F i g. 1 erzeugten kompandierten deltamodulierten Signale:

Fig.4 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Deltakodierers der F i g. 1; und

Fig.5 ein detailliertes Schaltungsdiagramm der Dekodiererschaltung der F i g. 3.

Damit den Sprachsignalen in einem kompandierenden Deltamodulator in verbesserter Form gefolgt werden kann, wird die Kompander-Steuerspannung erfindungsgemäß von einem Integrator abgeleitet, der eine Ladezeitkonstante, die in derselben Größenordnung wie die Anstiegszeit der Sprachsilben liegt, und eine davon verschiedene Entladezeitkonstante aufweist. die in der Größenordnung der Abfallzeit von gesprochenen Silben liegt.

Weiter wird erfindungsgemäß eine nichtlineare Kompander-Kennlinie für den Deltamodulator dadurch vorgesehen, da" eine logarithmische Kennlinie mit einer Vielzahl stückweise linearer Stromkennlinien temperaturkompensierter Transistoren simuliert wird. Diese Transistoren sind in Stufen angeordnet, von denen die zweite Stufe eine Impedanzentkopplung aufweist, um einen vernünftigeren Impedanzwert am Eingang vorzusehen.

Genauer ausgedrückt sind die Kollektoren einer Vielzahl von Transistoren mit vorbestimmten Einschaltschwellenwerten miteinander verbunden, um die Stufenströme zu erzeugen. Eint Kopandierungssteuerspan- nung wird direkt auf die Basisanschlüsse der ersten Stufe dieser Transistoren gegeben, während Steuerspannungen für die zweite Stufe dieser Transistoren von den Emittern der ersten Gruppe abgeleitet werden, die als Emitterfolger arbeitet. Parallel zur ersten Stufe Transistoren liegt ein temperaturkompensierender Obergang. Ein zweiter temperaiurkompensierender Übergang ist parallel zur zweite Stufe der Stromgeneratoren angeordnet. Bei diesen Übergängen handelt es sich vorzugsweise um Übergänge in integrierten eo Schaltungen, die auf demselben Plättchen oder Chip wie die stromerzeugenden Transistoren hergestellt sind und deshalb eine angepaßte Charakteristik aufweisen.

Es wird nun F i g. 1 betrachtet in welcher der Deltamodulator in Blockdiagrammform dargestellt ist. Der Deltamodulator der Fig. I weist eine Summierungsschaltung 10' auf, an vilche ein sprachfrequentes Eingangssignal auf Ader 11 und zwei rückgekoppelte Signale auf Adern 12 und 13 gelegt werden können. Die Summierungsschaltung 10 bildet die algebraische Summe dieser drei Signale und stellt ein Flipflop 14 entweder auf 1 ein, wenn diese Summe positiv ist oder auf 0, wenn diese Summe negativ ist Das Flipflop 14 kann seinen Zustand nur beim Vorhandensein eines Taktimpulses von Ader 15 ändern, so daß dieser Takt die Abtastfrequenz bestimmt Das Ausgangssignal des Flipflop 14 auf Ader 16 weist die digitalkodierte Darstellung (im Deltamodulationskode) des Eingangssignals auf Ader 11 auf.

Das Ausgangssignal vom Flipflop 14 wird auf eine Gatterschaltung 17 rückgekoppelt, die Strom zu einer integrierenden Schaltung wie einem sprachfrequenzschnellen Doppelintegrator durchschaltet Das Ausgangssignal des Integrators 18 auf Ader 13 bildet eine Darstellung des Eingangssignals auf Ader 11 in der durch die Impulse auf Ader 16 kodierten Form, und dieses wiedergebildete Signal wird mittels der Summierungsschaltung 10 mit dem Eingangssignal verglichen.

Die Ausgangsimpulssignale auf Adei 16 werden auch auf einen Gleichstrom-Offset-Integrator *9 gegeben, der im Vergleich zu den Änderungen im zu kodierenden Signal eine sehr große Zeitkonstante aufweist. Has Ausgangssignal des Integrators 19 wird über eine Ader 12 auf die Summierungsschaltung 10 geführt um jegliche Gleichstromverschiebungen zu kompensieren, die im Eingangssignal auf Ader 11 vorhanden sein können, oder die beim Kodieren in der restlichen Schaltung des Netzwerkes der F i g. 1 erzeugt werden können. Die Zeitkonstante des Integrators 19 ist um ein Vielfaches länger als irgendein im Netzwerk der Fig. 1 stattfindender Vorgang, und somit werden diese Vorgänge durch den Offset-Integrator 19 nicht in irgendeiner bedeutsamen Weise beeinflußt.

Die Genauigkeit, mit welcher der Kodierer der F i g. 1 dem Eingangssignal folgen kann, hängt direkt von den dem Gatter 17 zugeführten Ladestromsignalen auf Ader 20 ab. Entsprechend den erfindungsgemäßen Prinzipien werden diese Ströme von einem nichtlinearen Stromstufenrenerator 21 geliefert, der eine Stromstufe zur Integration verfügbar macht, die von der Änderungshäufigkeit des Eingangssignals abhängt. Zu diesem Zweck weist der Stufengenerator 21 eine niclv.lineare Kennlinie auf. die einer logarithmischen Kennlinie stark angenähert und durch die Kurve in F i g. 2 dargestellt ist.

Der Stufengenerator 21 unterliegt der Steuerung durch eine Steuerspannung auf Ader 22. die von einem silbenschnellen integrator 23 abgeleitet ist. Der Integrator 23 erzeugt eine Steuerspannung, die auf die Änderungshäufigkeit d« Eingangssignals anspricht die aber gleichzeitig hinsichtlich ihres Ansteigens auf etwa Silbenanstiegsgeschwindigkeiten beschränkt ist und der nur ein Abfall etwa mit Silbenabfallgeschwindigkeiten ermöglicht ist. Auf diese Weise wird nicht ein Momentanwert- sondern ein Silben-Kompandieren durchgeführt, und damit kann der Kodierer der F i g. 1 Sprachssignale effektiver kodieren. Anstatt lediglich silbenschnell oder m·. Silbengeschwindigkeit zu integrieren, sind jedoch unterschiedliche Aufladungs- und Entladungszeiten für diesen Integrator vorgesehen, um zu ermöglichen, daß abrupten Anfangssilben schneller gefolgt wird, und um gleichzeitig eine langsam abfallende Kompandierungscharakteristik für Endsilben zu ermöglichen, die bei rormaler menschlicher Sprache langsamer abfallen. Der Kompander ist folglich derart ausgelegt, daß er der Hüllkurve der normalen Sprache folgt und gleichzeitig einen Vorteil aus der Toleranz des

Hörers gegenüber Rauschen bei Endsilben zieht.

Dem Integrator 23 werden durch ein Gatter 24 von einer Stromquelle 25 Stromimpulse zugeführt. Das Gatter 24 wird wiederum durch einen Modulationspegeldetektor 26 betrieben, der den Modulationspegel analysiert, der durch den Ausgangsimpulszug auf Ader 16 erreicht ist. Diese Impulse werden in einem Schieberegister 27 gspeichert und dem Detektor 26 in Parallelform zugeführt. Der Detektor 26 bestimmt, wann der Deltakodierer dem Eingangssignal nicht genügend dicht folgt. Dies wird am einfachsten erreicht durch die Feststellung, daß eine ausgedehnte Folge gleicher Signale (entweder »l«-en oder »0«-en) vom Kodierer zu übertragen ist.

F i g. 3 zeigt einen Deltakodierer, der zur Dekodierung der deltamodulierten Impulsstromsignale geeignet ist, die im Kodierer der Fig. 1 erzeugt worden sind. In F i g T erscheinen die deltamodulierten Kodesignale auf einer Ader 50. und sie werden einem getakteten Flipflop 51 zugeführt, wobei die Taktimpulssignale an eine Ader C angelegt werden. Eine Reihe dieser empfangenen Impulse wird in einem Schieberegister 52 gespeichert und durch einen Modulationspegeldetektor 53 analysiert. Schieberegister 52 und Modulationspegeldetektor 53 können mit den entsprechenden Elementen in F i g. 1 identisch sein und führen eine identische Funktion aus. Das heißt, das Schieberegister 52 speichert die zuletzt empfangene Folge kodierter Impulse, und der Detektor 53 stellt lange Reihen gleicher Signale fest. Wenn eine solche Folge empfangen worden ist, betätigt der Detektor 51 ein Gatter 54. um einen Stromimpuls von einer Stromquelle 55 an einen silbenschnellen Integrator 56 anzulegen. Der Integrator 56 ist dem Integrator 23 gleich und erzeugt eine silbenschnelle Integration mit ungleichen Anstiegs- und Abfallzeiten, die direkt auf die Anstiegs- und die Abfallzeiten der Silben menschlicher Sprache und auch auf die Antwort des Ohres auf Sprache bezogen sind. Das Ausgangssignal des Integrators 56 wird einem nichtli^earen Stromstufengenerator 57 zugeführt, der wie Generator 21 in Fig. 1 eine logarithmische Kennlinie aufweist. Der Stufengenerator 57 liefert Stromimpulse auf ein Gatter 58. das. wenn es durch Impulssignale vom Flipflop 51 betätigt wird, diese Stromimpulse auf einen Integrator 59 liefert. Der Integrator 59 entwickelt ein analoges Signal, das die dekodierten deltamodulierten Impulse darstellt und nach einem Filtern in einem Tiefpaßfilter 60 das analoge (sprachfrequente) Ausgangssignal der Kodiervorrichtung aufweist

Ein Vorteil Her silbenschnellen Integratoren 23 (F i g. I) und 56 (F i g. 3) besteht darin, daß Fehler an den Endstellen oder Übertragungsfehler, die eine fehlerhafte Dekodierung verursachen, von der Anlage schnell vergessen werden, und zwar aufgrund des Abfalls der Steuerspannung am Silben-Integrator. Diese Tendenz hängt nicht vom übertragenen Impulsmuster ab und wirkt somit unabhängig vom Kodierungsprozeß weiter. Dieser eingebaute Kompandierungsabfall verhindert, daß Fehler kumulativ werden, da alle Signale und folglich alle Fehler etwa silbenschnell vergessen werden.

In F i g. 4 ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm des in F i g. 1 in Blockform dargestellten Deltamodulators gezeigt Der Deltamodulator der Fig.4 weist eine Eingangsummierungsschaitung iö auf, die Summierungswiderstände 100 und 101 in den Sprachfrequenzsignal-Eingangsleitungen 11 umfaßt Summierungswiderstände 103 und 104 sind im Gleichstrom-Offset-Integrator-RUckkopplungsweg 12 und Summierungswiderstände 105 und 106 sind im Rückkopplungweg 13 für das wiedergebildete Signal angeordnet.
Der Gleichstrorn-Offset-Integrator 19 und der Sprachfrequcnz-Wiederbildungs-Intcgrator 18 sind je Doppelintegrationsschaltungen, die einen Ausgangskondensator 107, der parallel zu einer Vergleichsschaltung 108 geschaltet ist, gemeinsam benutzen. Die Vergleichsschaltung 108 bildet ein Operationsverstär-

ker mit der Eigenschaft, ein Ausgangssignal in einem von zwei logischen Zuständen in Abhängigkeit von der Polarität des Eingangssignals zu erzeugen. Die im englischen Sprachraum manchmal auch »bang-bang«- Schaltung genannte Vergleichsschaltung 108 wandelt

niedrige analoge Differenzen an ihren Eingangsadern in digitale Ausgangssignale um. Solche Schaltungen sind bekannt und die Vergleichsschaltung 108 kann beispielsweise einen Dualdifferenzkomparator aufweisen, der von Texas Instruments, Inc., unter der Bezeichnung SN727II erhältlich ist.

Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung wird über einen strombegrenzenden Widerstand 109 auf ein logisches NAND-Gatter 110 geführt. Das NAND-Gatter UO dient dazu, das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 108 zu takten, und es dient somit als Abtas'gatter, um einen deltamodulierten Impulsstrom auf Ad°.T 111 zu erzeugen. Diese Impulse werden im Flipflop 14 gespeichert, von wo sie zur Datenausgangsader 16 durchgesteuert werden.

Es sei darauf hingewiesen, daß diejenigen Teile der F i g. 4, welche Elementen der F ι g. 1 entsprechen, durch dieselben Bezugsziffern gekennzeichnet worden sind. Somit entsprechen Rückkopplungswege 12 und 13. Eingangsadern 11 und Flipflop 14 den gleichermaßen

gekennzeichneten Elementen der F i g. 1.

Soweit sind nun die Grundbestandteile einer Deltamodulationsschalturig beschrieben, mittels welcher ein Strom binärer Impulse in Abhängigkeit von einem Vergleich des Eingangssignals mit einem vom Aus-

gangsimpulsstrom wiedergebildeten Signal erzeugt wird. Der Rest von F i g. 4 zeigt im Detail die besondere Weise, in welcher das wiedergebildete Signal erfindungsgemäß erzeugt wird.
Wie aus F i g. 4 ersichtlich ist, wird das Vorhandensein

oder Fehlen eines Ausgangsimpulses, wie er im Flipflop 14 registriert ist. als das Steuersignal (X 1 und Xl) verwendet, um das Gatter 17 zu betätigen und einen ausgewählten Stromimpuls auf den Integrator 18 zu führen.

so Das Gatter 17 weist ein Paar Eingangstransistoren 113 und 114 auf, die durch Signale an ihren Basisanschlüssen als Schalter betrieben werden. Einer der beiden Transistoren 113 und 114 ist immer im Betrieb, und zwar abhängig vom Zustand des Flipflop

14. Die Transistoren 113 und 114 erzeugen ihrerseits Steuersignale für die Basisanschlüsse von Schalttransistoren 115 bzw. 116. Ein auf einer Ader 117 erscheinender Strom genau ausgewählter Größe wird auf die Emitter der Transistoren 115 und 116 gegeben, welche, wenn sie geschaltet werden, diesen Strom mit einer vom Zustand des Flipflop 14 abhängigen Polarität zum Integrator 18 führen. Der Integrator 18 bekommt somit kontinuierlich Stromimpulse zugeführt; diese Impulse ändern sich in ihrer Polarität in direkter

Abhängigkeit von den binären ,Ausgangssignalen vom Modulator.

Der Integrator 18 weist einen mit einem Widerstand 119 in Reihe geschalteten integrierenden Kondensator

118 auf, der paralllel zu den Kollektoren der Transistoren 115 und 116 liegt. Widerstände 120 und 121 bilden Gleichstromverbindungen zur Erde, um die Arbeitspunkte des Integrators 18 zu stabilisieren.

Man möge beachten, daß sich der Widerstand 119 in Reihenschaltung mit dem Kondensator 118 befindet und nicht in Reihenschaltung mit dem Kondensator 107, was bei Ccppelintegrationsschaltungen üblicher ist. Die Anordnung des Widerstandes 119 an diesem Punkt schafft eine zusätzliche Nullstelle in der Frequenzkennlinie des ersten Integrators und einen reinen Kondensator für den zweiten Integrator. Somit besteht am Eingang der Vergleichsschaltung Unempfindlichkeil gegenüber Rauschen, während eine Regelung der Schleifenstabilität aufrechterhalten wird.

Der Deltamodulator der F i g. 4 ist ein kompandierender Modulator, d. h., größere Stromschritte werden durch den Modulator vorgesehen, wenn Eingangssignaicn nut großen ArripHtüucnäüsIcitküMgcM gefolgt werden muß, während viel kleinere Stromimpulse erzeugt werden, wenn Eingangsimpulsen mit kleinen Amplitudenauslenkungen gefolgt werden muß. Diese Eigenschaft ist wichtig für die Schaffung eies weiten Ansprechdynamikbereichs für den Modulator. Diese kompandierende Eigenschaft ist besonders wichtig beim Kodieren von Sprachsignalen, bei welchen die Hauptdifferenzen zwischen Signalpegeln während gesprochener Sprache und den Schweigeintervallen, die normalerweise zwischen gesprochenen Silben auftreten, bestehen, und zwischen Schreien und Flüstern sowie zwisd.cn lauten und leisen Sprechern.

Das Kompandieren wird dadurch erreicht, daß die Größe der Stromschritte, welche im Integrator 18 integriert werden, geändert werden, wenn Schwierigkeiten dabei auftreten, dem Eingangssignal zu folgen. Diese Schwierigkeiten, dem Eingangssignal zu folgen, werden dadurch festgestellt, daß eine Folge von Ausgangsimpulsen betrachtet und fortlaufende Folgen aus lauter »l«-en oder aus lauten »0«-en identifiziert werden. Eine Folge von »l«-en zeigt an, daß der Modulator einp Kopie des Eingangssignals zu bilden versucht und daß er nach einer Anzahl von Versuchen noch nicht in der Lage gewesen ist, eine Kopie ausreichender Amplitude durch Hinzufügen von Stromimpulsen zur derzeitigen Amplitude zu bilden. Gleichermaßen zeigt eine Folge aufeinanderfolgender »0«-en an, daß der Modulator versucht, die Amplitude des kopierten oder replizierten Signals auf die gegenwärtige Amplitude des Eingangssignals zu reduzieren, daß er aber mit den Stromstufen derzeitiger Größe dazu noch nicht in der Lage gewesen ist

Der Zustand lauter »l«-en oder lauter »0«-en wird dadurch festgestellt, daß eine Folge von Ausgangsimpulsen in einem Schieberegister gespeichert wird, das Flipflops 14, 122, 123 und 124 aufweist Die »1«-Ausgangssignale dieser vier Flipflops werden auf ein NAND-Gatter 125 gegeben, während die »O«-Ausgangssignale dieser Flipflops auf ein NAND-Gatter 126 geführt werden. Diese Ausgangssignale werden im Schieberegister durch Taktimpulse, die auf einer Ader 127 erscheinen, synchron mit der Betätigung des Gatters 110 vorwärtsgeschobea

Im Deltamodulator der Fig.4 ist ein vierstufiges Schieberegister mit vier Flipflops 14,122, 123 und 124 dargestellt Diese Zahl wurde der Einfachheil halber gewählt und weil sie die Anforderungen einer speziellen Anwendung erfüllte. Selbstvcr ländlich kann die Zahl der Flipflops und damit die lAige des Schieberegisters jedoch vergrößert oder verringert werden, um einem gewählten Aufbau zu entsprechen, der auf einer größeren oder einer kleineren Zahl vorher übertragener Datenimpulsf! beruht. Eine Verringerung dieser Zahl ehöht die Ansprechgeschwindigkeit des Modulators auf plötzliche Änderungen in den Eingangssignalpegeln, während gleichzeitig die Neigung des Modulators zum Überschwingen zunimmt. Eine Erhöhung der Länge des Schieberegisters andererseits verlangsamt die Geschwindigkeit, mit welcher der Modulator auf Änderun gen der Eingangssignalamplitude reagieren kann, erzeugt aber gleichzeitig eine größere Stabilität für diese Reaktion oder Antwort.

Die Ausgangssignale des Flipflops 124 (X4 und X4) werden verwendet, um den Gleichstrom-Offset-Integrator 19 aufzuladen und um diesem Integrator somit zu erlauben, den langfristigen Änderungen des Gleichstrompegels zu folgen.

Die AusgaiigsMgnaie der NAND-Gatter i25 und i2Ö

werden auf ein NAND-Gatter 128 geführt, dessen

Ausgangssigrial auf ein NAND-Gatter 129 gegeben

wird. Ein anderer Eingang des NAND-Gatters 129 weist

Taktimpulse auf, welche eine Abtastung der Ergebnisse

der Entscheidung über lauter »0«-en ode lauter »l«-en lediglich zu Taktimpulszeiten erlaubt. Ein dritter

Eingang C/des NAND-Gatters 129 weist ein Kompen-

dierungssperrsignal auf, das verwendet werden kann, um eine weitere Funktion der Kompandierungsschal tungen zu sperren, während der Kodierungsvorgang weiterlaufen kann.

Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 129 wird

über einen Strombegrenzungswiderstand 130 auf die

Basis eines Transistors 131 geführt. Der Transistor 131

enthält das Gatter 24 in F i g. I, und sein Emitter ist mit einer positiven Spannungsquelle 133 verbunden. Der

Transistor 131 ist durch einen durch den Widerstand 133

fließenden Vorspannungsstrom normalerweise in den

AUS-Zustand vorgespannt. Beim Vorhandensein eines Ausgangssignals vom NAND-Gatter 129 an der Basis

des Transistors 131 wird dieser EIN-geschaltet, um an seinem Kollektor eine Spannung zu erzeugen, die gleich groß wie diejenige der Spannungsquelle 132 ist. Diese

Spannung wird über einen Ladewiderstand 134 geführt,

um einen Kondensator 135 aufzuladen.

Die Spannung am Kondensator 135 umfaßt eine Steuerspannung, welche die Größe des Stromschrittes

steuert, der über Gatter 17 zum Integrator 18 rückgekoppelt wird. Wenn der Transistor 131 nicht für lange Zeitabschnitte eingeschaltet ist wird ein niedriger

so Strom von der Quelle 132 über die Widerstände 136 und 134 auf den Kondensator 135 geführt, wodurch eine geringe Ladung auf dem Kondensator 135 erhalten wird. Diese geringe Ladung steuert die Größe der minimalen Stromstufe, die als Rückkopplungsstrom am

Gatter 17 verfügbar ist Der Kondensator 135 ist mit

einer negativen Spannungsversorgung 137 verbunden.

Den erfindumgsgemäßen Prinzipien entsprechend ist

der Wert des Widerstandes 134 so gewählt, daß dem

Kondensator 135 eine Aufladung mit einer Geschwin-

digkeit erlaubt ist die in derselben Größenordnung wie die Anstiegsgeschwindigkeit gesprochener Sprache liegt d. h. im Bereich von drei Millisekunden. Ebenfalls erfindungsgemäß ist für den Kondensator 135 über

Widerstände 139 und 140 ein Entladungsweg geschaf-

fen, wobei die Werte dieser Widerstände so gewählt sind, daß für die im Kondensator 135 gespeicherte

Ladung eine Abfallzeit erzeugt wird, die in derselben Größenordnung wie die mittlere Abfallzeit für gespro-

chene Silben liegt, d. h. im Bereich von neun Millisekunden. Diese ungleichen Aufladungs- und Entladungszeiten für den Stellerkondensator 135 versehen die kompandierende Schaltung mit einem dynamischen Verhalten, das besonders gut für das Kodieren von Sprachsignalen geeignet ist. Diese Auflade- und F.ntladungszeiten dienen als Hauptgrenzen für den dynamischen Bereich für das kompandierende Verhalten. Diese Grenzen zwingen den Kodierer dazu, in einer Weise zu arbeiten, die gut geeignet ist, um Sprachsignalen zu folgen, und sie bewirken noch ein geringeres Ansprechen auf Impulsrauschen oder andere nicht zur Sprache gehörende Signale großer Amplitude. Gleichzeitig erlaubt die Entladungsschaltung für den Kondensator 135, Fehler beim Kodieren und bei der Übertragung mit Silbenabfallgeschwindigkeiten verschwinden zu lassen, womit sichergestellt ist, daß sich Fehler nicht anhäufen. Diese Beschränkung hinsichtlich der Fehlerausbreitung ist besonderss bei Delta-Kodierungseinrichtungen wichtig, bei welchen die Fehleranhäufung ansonsten zu Langzeitstörungen der Eingangssignale führen könnte.

Wie in Verbindung mit Fig.3 ausgeführt worden ist, hat die ideale Kompandierungslinie die Form eine logarithmischen Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen. Solche Kennlinien sind äußerst schwer bei sehr niedrigen Signalpegeln erhältlich und können somit mit moderner integrierter Schaltungstechnologie schwer erzielt werden. Weiterhin der Erfindung entsprechend wird eine logarithmische Kennlinie simuliert durch eine Reihe stückweise linearer Transistorkennlinien, die zusammen der logarithmischen Gesamtfunktion nahekommen.

Zu diesem Zweck wird die Steuerspannung vom Kondensator 135 mittels eines Widerstände 139 und 140 aufweisenden Spannungsteilers auf die Basisanschlüsse von Transistoren 141 und 142 geführt. Diese Transistoren sind über Widerstände 138, 143 bzw. 144 vorgespannt, um in denjenigen Bereichen ι ie lineare Verstärkung zu erzeugen, welche in F i g. 2 durch Abschnitte 145 bzw. 146 dargestellt sind. Die Tendenz der Basis-Emitter-Übergangsimpedanz, sich mit Alter und Temperatur und von Bauelement zu Bauelement zu ändern, wird durch einen identischen Basis-Emitter-Übergang in einem Transistor 147 kompensiert, der parallel zu den Transistoren 141 und 142 angeordnet ist. Wenn die Transistoren 141, 142 und 147 zusammen als Teil einer einzigen integrierten Schaltung hergestellt sind, werden diese Übergänge automatisch gut aneinander angepaßte Kennlinien aufweisen, und die Kompensation wird meist vollständig erreicht sein. Kleinere Einstellungen können dadurch vorgenommen werden, daß geeignet ausgewählte Widerstände parallel zu den Übergängen des Transistors 147 geschaltet werden.

Anstatt die Entladungsschaltung der Widerstände 139 und 140 mit mehr Transistorverstärkern zu belasten und somit für die gewünschte Entladungszeitkonstante und die Sender-Empfänger-Folgegenauigkeit einen Kompromiß zu bilden, werden die restlichen Abschnitte 148 und 149 der Fig.2 mittels Transistoren 150 und 151 simuliert, deren Basisanschlüsse mit den Emittern der Transistoren 142 bzw. 141 verbunden sind. Zu diesem Zweck werden die Transistoren 141 und 142 in Emitterschaltung betrieben, wobei die Steuerspennung auf die Basisanschiüsse der Transistoren 150 und 151 geführt und keine weitere Belastung für die tlntladungsschaltung geschaffen wird. Die Emitter der Transistoren 150 und 151 werden über Widerstände 153 bzw. 154 von einer Quelle 172 vorgespannt. Diese Emitter sind andererseits über Widerstände 155 bzw. 156 auf eine negative Versorgungsquelle 137 geführt.
Die Temperatur- und die Alterungsempfindlichkeit

der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 150 und 151 sowie deren Änderung von Bauelement zu Bauelement ist mittels des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 157 kompensiert, der sich ebenfalls in Reihenschaltung mit der Entladungsschaltung für den

ίο Kondensator 135 befindet. Wie man sieht, liegen die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 142 und 150 in Serienschaltung über dem Kondensator 135. und somit sind beide Transistoren 147 und 157. ebenfalls in Reihenschaltung, zur Kompensierung für diese Über-

gänge nötig. Die Basis-Emittcr-Übergänge der Transistoren 141 und 142 erfordern andererseits für ih'.c Kompensation nur einen einzigen Übergang, un i demzufolge sind ihre Emitterschaltkreise auf die Verbindungsstelle zwischen den Transisiuteti 147 und 157 geführt. Der Transistor 157 kann ebenfalls durch geeignete Parallelwiderstände eingestellt werden.

Die Kollektoren aller Transistoren 141, 142, 150 und 151 sind mit einer Leitung 117 verbunden, um den Stufenstrom für eine Zuführung zum Integrator 18 auf das Gatter 1/ zu geben. Diese vier Transistoren erzeugen zusammen die in Fig. 2 gezeigte logarithmische Kompandierungslinie.

Es sei zunächst bemerkt, daß die Werte an den Enden der die Kurve der F i g. 2 bilden geradlinigen Abschnitte nicht durch die Kennlinien der Halbleiterbauelemente bestimmt sind, sondern daß sie statt dessen vollständig von den Werten der verschiedenen Vorspannungswiderstände in der Schaltungsanordnung abhängen. Wenn die Halbleiterbauelemente in integrierter Schaltungsform verwirklicht werden, können diese Vorspannungswiderstände sehr genaue und leicht austauschbare konzentrierte, konstante Elemente aufweisen, die extern mit der integrierten Schaltung verbunden sind. Diese Eigenschaft verbessert die Möglichkeit, daß die kompandierende Schaltung von Alterung. Temperatur und Bauelementenauswahl unabhängig ist. ils wird nicht nur das Gleichstromfolgen der monolithischen Schaltungsübergänge bei niedrigen Signalwerten verbessert, sondern auch das Wechselstromfolgen der Schaltung zwischen Sender und Empfänger.

Die gewöhnlichen Vorteile des Kompandierens sind beibehalten. Das heißt, die Ansprechgeschwindigkeit bei hohen Signalwerten wird nicht geopfert, um eine genaue Steuerung bei niedrigen Signalwerten zu

so erhalten. Gleichzeitig kann eine Schaltung unter niedrigen Kosten hergestellt werden, wenn integrierte Schaltungstechnologie verwendet wird. Eine angemessene Reproduzierbarkeit bei der Herstellung ist aufgrund der in die Schaltung eingebauten automatisehen Kompensation möglich. Schließlich ignonert das fortwährende Entladen des Kondensators 135 Überragungsfehler und verbessert das Verhalten dadurch, daß der Modulator dazu gezwungen wird, mit fortschreitender Zeit und beiir; Nichrvorhandensein von Eingangssteuersignalen immer kleiner werdende Schute zu verwenden. Die genaue Form der kompandierenden Kurve kann durch Auswahl der Vorspannungswiderstände und durch die Anzahl der Knickpunkte gesteuert werden.

In Fig.5 ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm einer Delta-Demodulatorschaltung dargestellt, die zur Demodulation der in der Schaltung der Fig.4 erzeugten Impulssignale geeignet ist Die auf einer Ader

50 erscheinenden Impulssignale oder Impulsdaten werden in einem Flipflop 51 gespeichert und zur Steueung einer Gatterschaltung 53 verwendet, die :hrerseits vorselektierte Stromimpulse auf einen Integrator 59 gibt. Die Gatterschaltung 53 ist glerh der Gatterschaltung 17 in Fig.4 und umfaßt Eingangstransistoren 160 und 161. Die Ausgangssignale des Flipflop

51 werden auf die Basisanschlüsse der Transistoren 160 und 161 gegeben und bestimmen, welcher dieser beiden Transistoren in Betrieb ist. Die Kollektoren dieser Transistoren sind mit den Basisanschlüssen von Schalttransistoren 162 bzw. 163 verbunden. Die Transistoren 162 und 163 arbeiten abwechselnd, um einen Stromimpuls von einer Ader 164 auf einen Kondensator 165 zu liefern, und zwar mit einer Polarität, die davon abhängt, welcher von diesen beiden Transistoren arbeitet.

Durch diese Methode werden Informationssignale, wie Sprachsignale, in einem Integrator, der den Kondensaor 165 und Widerstände 166 und 167 aufweist, Wiedergebilde Diese Signale werden ^u einem Tiefpaßfilter 60 geliefert, das auf Auern 168 erscheinende analoge Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 60 stellt das Demodulator-Ausgangssignal dar und kann direkt zu einem Verbraucher geliefert werden.

Die Schaltung zur Erzeugung von Stromimpulsen, die für die Wiedererstellung des Informationssignals verwendet wird, ist identisch mit der in Fig.4 gezeigten. Das heißt, die im Flipflop 51 gespeicherten Signale werden zu einem Schieberegister 52 geliefert, das Flipflop 51, 169, 170 und 171 aufweist, und dessen Ausgänge mit NAND-Gattetn 172 und 173 verbunden sind. Die NAND-Gatter 172 und 173 bestimmen den Zustand lauter «l»-en und lauter »0«-en. Sie werden dann in einem NAND-Gatter 174 zusammengefaßt, um auf ein NAND-Gatter 175 gegeben zu werden. Das Gatter 175 steht gleichzeitig unter der Steuerung von Taktimpulsen CP auf einer Ader 176 und einem Kompandierungssperrsignal C/fauf einer Ader 177.

Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 175 wird über einen Widerstand 178 auf ein einen Transistor 179 aufweisendes Gatter 54 geführt. Der über einen Widerstand 180 vorgespannte Transistor 179 liefert Strom über einen Ladewiderstand 181 auf einen Kondensator 182. Der Kondensator 182 wird über einen Widersia.id 199 aufgeladen, wenn der Transistor 179 im Aus Zi:?tand bleibt.

Der Kondensator 182 wird über den Widerstand 181 mit Silberanstiegsgeschwindigkeit aufgeladen und über Widerstände 183 und 184 mit Silbenabfallgeschwindigkeit entladen. Die Steuerspannung am Kondensator 182

ίο wird mit Hilfe des die Widerstände 183 und 184 aufweisenden Spannungsteilers auf die Basisanschlüsse von Transistoren 185 und 186 geführt. Die in Emitterschaltung arbeitenden Transistoren 185 und 186 steuern Transistoren 187 bzw. 188. Die Transistoren 185 und 186 sind über Widerstände 189 bzw. 190 vorgespannt. Das niedrigpegligc Temperatur- und Alterungsverhalten der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 185 und 186 werden durch den Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 191 kompensiert, der parallel zu diesen Übergängen geschaltet ist.

Die Transistoren 187 und 188 werden über Widerstände 193 bzw. 194 von einer Quelle 193 vorgespannt und sind über Widerstände 1% bzw. 197 auf eine negative Spannungsquelle 195 geführt. Die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 187 und 188 sind durch den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 198 kompensiert, der sich parallel zu diesen befindet. Die Kollektoren der Transistoren 185, 186, 187 und 188 sind alle mit einer Leitung 164 verbunden, um die Stufenspannung auf das Gatter 58 zu liefern.

Die Demodulatorschaltung der Fig. 5 umfaßt eine Signalwiedererstellungsschaltung, die mit der im Modulator der Fig. 4 identisch ist und folglich beim Nichtvorliegen von Übertragungsfehlern ein praktisch identisches Signal wiedererstellt. Da die Arbeitsweise des Modulators derart ist. daß dieser Impulssignale erzeugt, welche die Differenz zwischen dem wiedererstellten Signal und dem Eingangssignal reduzieren, folgt das wiedererstellte Signal vom Delta-Demodulator der Fig.5 dem analogen Eingangssignal des Modulators dicht.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Deltamodulator mit einer Summierschaltung zum Vergleichen eines Silben-Sprach-Eingangssignals mit ι Qckgekoppelten Signalen, einem mit der Summierschaltung gekoppelten Impulsgenerator zum Erzeugen eines Ausgangsimpulssignals für den Fall, daß das Eingangssignal die rückgekoppelten Signale übersteigt, und einer einen Integrator aufweisenden Rückkopplungsschaltung, die aufgrand des Ausgangsimpulssignals wenigstens eines der rückgekoppelte Signale erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator ein silbenschneller Integrator (23) mit einer zu den Silbenanstiegs- und Silbenabfallzeiten proportiona- is len Lade- bzw. Entladezeitkonstanten ist.

2. Deltamodulator nach Anspruch !,gekennzeichnet durch einen in der Rückkopplungsschaltung befindlichen nichtlinearen Stromgenerator (21) mit mehreren T ransistoren (141,142,150 und 151), von denen jeder in seinem linearen Verstärkungsbereich arbeitet und an eine gemeinsame Strom-Ausgangsader ankoppelbar ist, und mit einer Widerstands-Vorspannungsvorrichtung (143, 144, 138, 153, 154) zur Vorspannung der Transistoren derart daß jeder bei einem anderen Spannungsschwellenwert zu arbeiten beginnt.

3. Deltamodulator nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß der silbenschnelle Integrator (23) zur Steuerung des nichtlinearen Stromgenerators angekoppelt ist.

4. Deltamodulator nach <Vnspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß gleiche Halbleiterübergänge (Transistor 157 und 147) paralk' zu den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren (150,151 und 141,142) geschaltet sind.

5. Deltamodulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der Transistoren (150,151) durch das Emittersignal eines anderen der Transistoren (141, 142) getrieben wird, und daß zwei gleiche Halbleiterübergänge (Transistor 141, 142: und 150,151) parallel zur Basis-Emitter-Strede des einen Transistors (147) bzw. des anderen Transistors (157) geschaltet sind.

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