DE2364452A1

DE2364452A1 - Automatischer pulsphasenschieber

Info

Publication number: DE2364452A1
Application number: DE2364452A
Authority: DE
Inventors: Atsumi Watanabe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1972-12-25
Filing date: 1973-12-24
Publication date: 1974-07-04
Also published as: US3891912A; DE2364452C2; JPS4988457A; JPS523773B2; SE396172B; GB1456046A

Description

Patentanwälte

-In g. R. E--: E T Z

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Dr.-Ing. R. Li - Ji V Z Jr. β München 22, Steinsdorfetr. If

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81-21.944P

24. 12. 1973

HITACHI, LTD., Tokio (Japan)

Automatischer Pulsphasenschieber

Die Erfindung bezieht sich auf einen automatischen Puls-(Impuls-) phasenschieber zum Bestimmen der Zündphase von Thyristoren oder gittergesteuerten Quecksilberdampf-Entladungsröhren eines Stromrichters mit Hilfe eines gesteuerten Gleichrichters (hier als "Thyristor" bezeichnet).

Der Stromrichter wird so gesteuert, daß Thyristoren bei einer vorbestimmten Phase ein- und ausgeschaltet werden, wodurch notwendigerweise höhere Harmonische oder Oberwellen erzeugt werden. Diese Oberwellen müssen durch ein Filter auf der Wechselstromseite des

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OfHGtNAL IN9PEGTED

Stromrichters beseitigt werden. Das Beseitigen der Oberwellen ist insbesondere wesentlich für Hochleistungs-Stromrichter, wie sie z. B. für eine Gleichstromübertragung verwendet werden. Sofern der Stromrichter unter vorbestimmten Bedingungen arbeitet, können die Frequenzen und Amplituden der durch den Stromrichter erzeugten Oberwellen im voraus bestimmt werden, so daß ein für die Beseitigung der einzelnen Oberwellen geeignetes Filter vorgesehen werden kann. Unter anormalen Umständen jedoch, z.B. wenn der Stromrichter mit einer unsymmetrischen Wechselstromquelle arbeitet, können unerwartete Oberwellen nur sehr schwer mit dem vorhandenen Filter beseitigt werden. Trotzdem ist es unwirtschaftlich, ein zusätzliches Filter vorzusehen, das sich zum Beseitigen aller dieser Oberwellen eignet.

Aus diesem Grund ist es wünschenswert, den Stromrichter so zu steuern, daß er sogar in einem unerwarteten Betriebszustand keine unterschiedlichen Oberwellen erzeugt. Ein wirksames Verfahren, um das Auftreten von derartigen unvorhergesehenen Oberwellen zu verhindern, besteht darin, die regelmäßigen Abstände der dem Stromrichter zugeführten Zündimpulse festzuhalten. Bei einem bereits für diesen Zweck vorgeschlagenen Verfahren werden Zündimpulse dadurch erzeugt, daß die Ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators geteilt wird, dessen Grundfrequenz ein vorbestimmtes Vielfaches der Frequenz der Wechselstromquelle ist = Bei einem derartigen Verfahren wird die Phasenverschiebung der Zündimpulse zum Steuern bzw. Regeln ihrer Phase durch Ändern der Oszillatorfrequenz durchgeführt, indem die dem Oszillator zugeführte Spannung gesteuert bzw. geregelt wird. Z.B. wird in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Der phasen-

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geregelte Oszillator ~ ein neues Regelsystem für gesteuerte Stromrichter" in IEEE, PAs, März 1968, S. 859 bis 865, über ein Verfahren berichtet, bei dem ein 6-Puls-Brückenstromrichter durch einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Ringzähler so gesteuert wird, daß die Phase der Zündimpulse durch Ändern der Oszillatorfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators geändert wird. Nachteil dieses zitierten Verfahrens ist die Schwierigkeit, die Phase der Zündimpulse schnell zu ändern, »und somit das Fehlen einer hohen Empfindlichkeit, da jeder Versuch, den Stromrichter schnell·zu steuern, die Schaltung außer Synchronismus bringt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen automatischen Pulsphasenschieber anzugeben, der einen hochempfindlich steuerbaren spannungsgesteuerten Oszillator verwendet, um sehr regelmäßige Abstände der Zündimpulse festzuhalten, wobei der Pulsphasenschieber-Teil zur Phasensteuerung der Zündimpulse vollständig digitalisiert ist, und wobei eine Pulsphasenänderung aufgrund von Rauschen vermeidbar ist.

Die Aufgabe der Erfindung wird gelöst, indem der spannungsgesteuerte Oszillator nur zum Sicherstellen der Intervalle zwischen den Impulsen dient, während andererseits die Phasenverschiebung der Impulse zur Steuerung der Zündphase unabhängig vom Oszillator durch den Phasenschieber-Teil durchführbar ist. Da die Ausgangssignale des Oszillators in Form von Impulsen vorliegen können, sind diese in einen Zähler einspeisbar, wodurch die Größe der Phasenverschiebung digital anzeigbar ist, so daß der Pulsphasenschieber-Teil vollständig digitalisierbar ist.

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Durch die Erfindung wird also ein Präzisions-Phasenschieber angegeben, mit dem sich die Abstände von Zündimpulsen zum Steuern der Zündphase von Stromrichtern, z.B. eines Gleichrichters oder eines Wechselrichters exakt auf 60 einstellen lassen, wobei ein spannungsgesteuerter Oszillator mit einer Grundfrequenz, die die 6fache Frequenz einer synchronen Wechselstromquelle oder eines synchronen Netzes ist, zum Erzeugen von Impulsen mit exakt 60 -Abständen verwendbar ist, ohne Rücksicht auf Phasenabweichungen oder Frequenzänderungen aufgrund von Spannungsänderungen oder Störungen der synchronen Wechselstromquelle, und wobei die Impulse gemäß einem vorbestimmten Steuersignal phasenverschiebbar sind, so daß Zündimpulse mit regelmäßigen Abständen von 60 und hoher Steuerempfindlichkeit entstehen. Um die 6fache Frequenz der Frequenz der synchronen Wechselstromquelle zu erhalten, ist die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators in einem Zähler mit einer vorbestimmten Anzahl von Bits teilbar, so daß die Phasensteuerung durch Verwendung des Ausgangssignals des Zählers durchführbar ist.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen Schaltung saufbau einer Thyristorbrücke, Fig. 2 ein Beispiel eines üblichen Phasenschiebers,

Fig. 3 ein Diagramm zum Erläutern der Arbeitsweise des Phasenschiebers aus Fig » 2,

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Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 6 ein Diagramm zum Erläutern der Arbeitsweise des Ausführung sbeispieles aus Fig. 5,

Fig . 7 ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines vierten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels , und

Fig. 9 ein Diagramm zum Erläutern der Arbeitsweise des vierten Ausführungsbeispiels aus Fig. 8. >

Vor der genauen Beschreibung der Erfindung wird nun eine Begründung für die Notwendigkeit der Erfindung anhand der Fig .1-3 gegeben.

Fig. 1 zeigt eine typische 3-Phasen-Vollwellen-Thyristorbrücke mit einem 3-Phasen-Netz oder einer Drehstromquelle E , E und

E_{T r}, einem Transformator TR und Thyristorzweigen V. - V der 3-w Io

Phasen-Vollwellen-Brücke. Die Abkürzung APPS wird für einen automatischen Pulsphasenschieber verwendet, der die Eingangs signale E , E und E^. aufnimmt und Ausgangspulse P₁ - P, erzeugt, die eine vorbestimmte Phasenbeziehung zu den "Eingangs signalen E , Έ

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S. -

und E_w besitzen, wodurch die entsprechenden Zweige V - V zündbar sind.

"Ein APPS besteht im allgemeinen Fall aus. einer in Fig. 2 dargestellten Schaltung. Die Zeichnung enthält Spannungstransformatoren

PT., PT„ und PT , Signalumsetzer F„ - F. zum Umsetzen eines Si-1 2 ο 16

nussignals in ein Rechtecksignal, Integrierer I -I,, Vergleicher

1 D

C - C-, und eine Steuerspannung E . Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind strichliniert umrahmte Schaltung steile zur synchronen ■Wechselstromquelle 1 und zum Pulsphasenschieber-Teil 2 zusammengefaßt.

Das Prinzip, nach dem der Zündimpuls P- für den Zweig V der Thyristorbrücke erzeugt wird, wird in Fig. 3 anhand von durch ausgezogene Linien dargestellten Signalen gezeigt, die die Ausgangssignale der einzelnen Baueinheiten der Schaltung von Fig. 2 repräsentieren. Die Netzspannung zwischen den Phasen U und V wird in den Spannungstransformator PT eingespeist, so daß nach Fig. 3 das Ausgangssignal PF des Signalumsetzers F erzeugt wird. Dieses Ausgangssignal wird in den Integrierer I eingespeist, wodurch das Signal PI erzeugt wird. Der Vergleicher C gibt in dem Zeitpunkt einen Impuls ab-, indem PI gleich der Steuerspannung E ist, so daß der Zündimpuls P des Thyristors V im Punkt P erhalten wird. Wie Fig. 3 anhand der ausgezogenen Linien eines Impulszuges P zeigt, werden Impulse P - P, bei genau 60 erzeugt, wenn die Wechselstromquelle symmetrisch ist. Wenn jedoch in einem angenommenen Fall die Wechselstromquelle so unsymmetrisch wird, daß sich die Spannung E der

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- if -

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Phase V auf E ' verringert, wie in Fig. 3 durch Strichlinie dargestellt ist, werden infolgedessen die in Strichlinie dargestellten Signale erzeugt, mit dem Ergebnis, daß die Phase des Zündimpulses P des Zweiges V um oC verzögert wird. In ähnlicher Weisewerden auch die Phasen der anderen Zündimpulse geändert, so daß die Impulsabstände wie gezeigt unregelmäßig werden, wogegen die Phasen der Impulse P. und P. unverändert bleiben.

Im symmetrischen Zustand der drei Phasen werden im Stromrichter theoretisch die fünfte, siebte, elfte, dreizehnte, ... (6n- l)te Oberwellen erzeugt, während die übrigen Oberwellen einschließlich der dritten, neunten usw. nicht erzeugt werden. Für einen derartigen Stromrichter wird deshalb üblicherweise angenommen, daß es ausreichend ist, wenn ein Überbrückungsfilter auf der Wechselstromseite des Transformators vorgesehen wird, um die Oberwellen wegzudämpfen. Im Falle einer 3-Phasen-Unsymmetrie, in Fig. 3 durch Strichlinie dargestellt, werden jedoch die dritte, neunte usw. Oberwellen zusätzlich erzeugt, weshalb die Signalform der Wechselstromquelle verzerrt wird. Insbesondere wenn die Wechselstromquelle eine große Impedanz besitzt, wird der Stromrichter wegen der verzerrten Signalform unwirksam.

Die Erfindung, die diese Nachteile vermeidet, wird unten erläutert. Ähnlich wie in der zitierten üblichen Schaltung wird ein span-•nungsgesteuerter Oszillator als synchrone Wechselstromquelle 1 verwendet, um eine Bezugs spannung mit exakt gleichmäßiger Periodendauer zu erzeugen, während andererseits Vorkehrung getroffen wird,

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um mit Hilfe des Pulsphasenschieber-Teils 2 vollkommen unabhängig vom Oszillator die Zündimpulse zu steuern. Auf diese Weise kann der erfindungsgemäße automatische Pulsphasenschieber sofort auf die Steueroperation antworten, während gleichzeitig die Abstände der Zündimpulse sehr genau festgehalten werden.

Wie Fig. 4 zeigt, wird erfindungsgemäß das Rechtecksignal, in das das Signal der synchronen Wechselstromquelle umgesetzt wird, nicht direkt in den Pulsphasenschieber eingespeist. Die Ausgang sfrequenz eines phasengeregelten Oszillators, der synchron mit der synchronen Wechselstromquelle arbeitet und eine Frequenz besitzt, die gleich einem vorbestimmten Vielfachen der Frequenz der Wechselstromquelle ist, wird statt dessen in einem Ringzähler mit einem vorbestimmten Teiler geteilt und anschließend als Synchronisiereingang dem Pulsphasenschieber-Teil 2 nach Fig. 2 zugeführt. Wie in der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltung nach Fig. 2 ist die Ausgangs-Impulsphase hochempfindlich bezüglich der Steuerspannung E , und die Impulsabstände sind festgelegt, da sie nur durch den spannungsgesteuerten Oszillator bestimmt sind. In diesem Fall muß der in einer festen Phasenbeziehung zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator und der Wechselstromquelle angeordnete phasengeregelte Oszillator nur den langsamen Frequenzänderungen der Wechselstromquelle folgen, wodurch der zwischen beiden hergestellten Synchronismus nicht verlorengeht.

Die auf den 6-Puls-Brückenstromrichter angewandte Erfindung wird anhand eines in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Die

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in Fig. 4 gezeigten Schaltungsteile v/erden zwischen der synchronen Wechselstromquelle 1 und dem Pulsphasenschieber-Teil 2 der Fig. 2 eingefügt. Nach der Zeichnung werden die Ausgangssignale der Signalumsetzer F - F der Fig. 2 über auf beiden Seiten angeschlossene Zuführungsleitungen in Differenzierer D - D nach Fig. 4 eingespeist, während die Ausgangssignale von FO. - FO, nach Fig. 4

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in die entsprechenden Integrier er I - I der Fig. 2 eingespeist werden. Nur die positiven Ausgangsimpulse der Differenzierer D - D, gelangen an die Setzeingänge von Flipflops FF - FF. in der nächsten

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Stufe, wodurch diese gesetzt werden. Diese Flipflops werden durch Anlegen von Ausgangssignalen aus Flipflops RC , RC ·.·, RC_n, RC ,

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die einen später beschriebenen Ringzähler RC bilden, an Rücksetzeingänge R zurückgesetzt. Die Breite oder Zeitdauer der Ausgangs signale der sechs Flipflops FF - FF, oder die Größe der zugehörigen Spannungen stellt den Phasenunterschied dar zwischen der synchronen Wechselstromquelle und dem Ausgangssignal des Ringzählers. Ein Addierer AD dient zum Addieren der Ausgangsspannungen dieser sechs Flipflops. DF ist ein Differenzverstärker, der ein Ausgangssignal erzeugt, das den Unterschied zwischen dem in die Klemme PH eingespeisten Phasenwert und dem Ausgangs signal des Addierers AD darstellt. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF wird durch ein Filter FL geglättet, durch einen Gleichspannungsverstärker A verstärkt und in den spannungsgesteuerten Oszillator VCO eingespeist , der auf einer Frequenz schwingt, die proportional zu der an ihn angelegten Spannung ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO wird in den Ringzähler RC eingespeist. Dieser Ringzähler RC enthält Flipflops RC - RC , an deren Rück-

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setzeingängen R das Ausgangs signal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO angelegt wird, während jeder Setzeingang S mit Ausgangssignaländerungen eines unmittelbar benachbarten Flipflops RC - RC " beaufschlagt wird, wobei nur jeweils eines der sechs Flipflops sich im Zustand "1" befindet. Jedesmal, wenn ein Impuls aus dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO ankommt, durchläuft der Zustand "1" die Flipflops in der Reihenfolge RC. - RC.. FO₁ - FO. stellen

I 0 I D

Flipflops mit Setzeingängen S und Rücksetzeingängen R dar. Das Flipflop FO wird durch das Ausgangssignal des Flipflops RC gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flipflops RC zurückgesetzt; Flipflop FO wird durch das Ausgangs signal des Flipflops RC gesetzt

da da

und durch das Ausgangssignal des Flipflops RC_ zurückgesetzt usw.

Die Ausgangssignale der Flipflops FO - FO. werden in entsprechende Integrierer I - I^ eingespeist, die wie in Fig. 2 bezeichnet sind.

Die Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 4 wird nun erläutert. Der mittlere Ausgangsspannungswert des Addierers AD ist proportional zum Phasenunterschied zwischen den Ausgangssignalen der synchronen Wechselstromquelle und des Ringzählers RC, und ein vorbestimmter Wert des Phasenunterschiedes wird bei der Klemme PH- eingespeist. Wenn das Ausgangssignal des Ringzählers gegenüber dem Ausgangssignal der synchronen Wechselstromquelle mehr als der vorbestimmte Wert phasenverzögert ist, ist das Ausgangssignal des Addierers AD größer· als die Spannung an der Klemme PK, so daß das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers A und damit die Frequenz

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■ORIGINAL INSPECTED

des spannungsgesteuerten Oszillators VCO vergrößert wird, wodurch der Phasenunterschied verringert wird. Für den Fall, daß das Ausgangssignal des Ring Zählers RC gegenüber der synchronen Wechselstromquelle um weniger als den vorbestimmten Wert verzögert ist, wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO verringert, verbunden mit einer Phasenverzögerung. Als Folge davon wird der Phasenunterschied auf den vorbestimmten Wert an der Klemme PH abgesenkt. Wenn sich die Frequenz der Wechselstromquelle ändert, verliert das Ausgangssignal des Ringzählers allmählich den Phasensynchronismus mit der synchronen Wechselstromquelle, falls die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO fest ist, mit dem Ergebnis, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO aus demselben Grund wie zuvor geändert wird, wodurch bei einer Frequenzänderung dieselbe Phasenbeziehung wie zuvor beibehalten wird. Wenn die vorbestimmte Phasendifferenz z. B, 60 beträgt, befindet sich das Ausgangssignal des Flipflops RC 60 hinter dem Ausgangssignal des Signalumsetzers F , so daß das Ausgangssignal des Flipflops RC 60 vor dem Ausgangs signal des Flipflops RC^ ist und in Phase mit dem Ausgangssignal des Signalumsetzers F . Da das Flipflop FO durch das Flipflop RC gesetzt und durch das Flipflop RC zurückgesetzt wird, hat das Flipflop FO eine Ausgangssignalbreite von 180 wie der Signalumsetzer F , so daß sein Ausgangssignal in Phase ist mit dem Ausgangs signal des Signalumsetzers F . In -ähnlicher Weise sind die Ausgangs signale der Signalumsetzer F - F

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für den Fall, daß die synchrone Wechselstromquelle symmetrisch ist, in Phase mit den Ausgangssignalen der entsprechenden Flipflops FO bis FO,, wobei sie dieselbe Signalform besitzen. Wenn andererseits

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die synchrone Wechselstromquelle unsymmetrisch ist, werden die Ausgangssignale der Flipflops FF - FF trotz der Tatsache, daß sie verschieden sind, durch das Filter FL so geglättet, daß der Oszillator VCO seine stabile Schwingung beibehält, so daß die Ausgangssignale von RC,. - RC,. und damit jene der Flipflops FO. - FO, mit

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genau 60 -Abständen erzeugt werden.

Aus dem Gesagten geht hervor, daß sich erfindungsgemäß nicht nur die Pulsphase als Antwort auf die gesteuerte Spannung E wie in der Schaltung von Fig. 2 sehr schnell ändert, sondern daß auch Pulse mit 60 -Abständen sogar dann sehr genau erzeugt weiden, wenn die Wechselspannung unsymmetrisch ist, wodurch ein Pulsphasenschieber ermöglicht wird, der die Entstehung von anormalen Oberwellen verhindert.

Obwohl das Ausführungsbeispiel der Fig. 4 auf einen 6-Phasen-Pulsphasenschieber zugeschnitten ist, kann die Erfindung auch leicht auf Pulsphasenschieber mit 12 oder mehr Phasen angewandt werden.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist es für den Fall, daß der Pulsphasenschieber-Teil 2 6 Puls-Phasenschieber umfaßt, unmöglich, Pulse mit exakt gleichen Abständen zu erhalten, wenn zwischen den Charakteristiken der sechs PulsphasenscMeber relative Fehler vorhanden sind.

Dieser Nachteil wird durch das in Fig. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel vermieden. Dieses Ausführungsbeispiel enthält einen

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digitalisierten Pulsphasenschieber-Teil 2, so daß eine zwischen verschiedenen Phasen schaltbare Schaltung Phasenfehler vollständig unterdrückbar macht. Ferner wird ein phasengeregelter Oszillator verwendet, der zwischen der synchronen Wechselstromquelle 1 und dem Pulsphasenschieber-Teil 2 zum Erzeugen von Synchronisierimpulsen mit

A gleichen Abständen eingefügt ist, um die Frequenz von Taktimpulsen des Zählers in Abhängigkeit von der synchronen Wechselstromquelle derart zu ändern, daß immer Impulse mit einem vorbestimmten elektrischen Winkel erzeugt werden, sogar dann, wenn sich die Frequenz der Wechselstromquelle ändert. Die Arbeitsweise des betrachteten Ausführungsbeispiels wird unten genau erläutert.

Das Ausführungsbeispiel der Fig. 5, in der die Signalumsetzer F , F und F zwecks einfacherer Darstellung weggelassen sind, kann dieselbe Anordnung wie die Schaltung von Fig. 4 enthalten. Außerdem kann die synchrone Wechselstromquelle 1 allein aus dem Signalumsetzer F derart bestehen, daß pro Periode ein Synchronisiersignal in den phasengeregelten Oszillator eingespeist wird. Dadurch kann nicht nur die synchrone Wechselstromquelle 1, sondern auch die Eingangsschaltung des spannungsgesteuerten Oszillators stark vereinfacht werden. Die Vereinfachung der synchronen Wechselstromquelle erfordert andererseits, daß die Zeitkonstante des Filters FL erhöht werden muß. Diese Maßnahme stellt jedoch kein Hindernis bei der Lösung der Aufgabe der Erfindung dar, Zündimpulse mit gleichen Abständen zu erzeugen. Weiterhin beeinflußt die Ansprechverzögerung des phasengeregelten Oszillators, die aus der erhöhten Zeitkonstante des Filters FL resultieren kann, die Charakteristik-der Anordnung nicht wesentlich ungünstig.

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Fig. 5 zeigt eine 3-Phasen-Vollweg-Brückenschaltung wie in Fig. 4 und enthält: einen 8-Bit-Binärzähler CU und einen 1-Bit-Binärzähler CU'. UDC ist ein Vor-Rückwärts-Zähler, das ist ein 2-Bit-Binärzähler, dessen gespeicherte Zahl bei Anlegen eines Überlaufimpulses aus dem Zähler CU jedesmal um 1 erhöht wird, während sie bei jedem ankommenden Ausgangsimpuls aus einem Vergleicher COM, der später beschrieben wird, erniedrigt wird. Der Vergleicher COM vergleicht die 10-Bit-Binärzahl, die die Ausgangs signale des Zählers CU und des Vor-Rückwärts-Zählers UDC enthält, mit der in die Pulsphasenbestimmungs-Klemmen DN eingespeisten Binärzahl DNN; falls die erstere größer als die letztere ist, erzeugt der Vergleicher ein Ausgangs signal. RC' stellt einen 3-Bit-Ringzähler dar. ■

Abweichend von der Schaltung nach Fig. 4, die 6 Flipflops FF bis FF zum Anzeigen des Phasenunterschiedes enthält, wie früher erwähnt wurde, umfaßt das betrachtete Ausführungsbeispiel nur 3 Flipflops-für diesen Zweck. Dies ist deshalb möglich, weil ihr einziger Zweck darin besteht, den Phasenunterschied zwischen der Wechselstromquelle und dem Ausgangssignal des Oszillators festzustellen, wobei der minimale Aufwand aus einem einzelnen Flipflop besteht. Je weniger Flipflops jedoch verwendet werden, desto größer wird die Welligkeit des Eingangssignals des spännungsgesteuerten Oszillators, so daß die Zeitkonstante^ des Filters FL erhöht werden muß. Wenn drei Flipflops verwendet werden, werden dementsprechend drei zugehörige Differenzierer D , D und D eingesetzt, die die zugehörigen Aus^ gangssignale der Signalumsetzer F , F und F nach Fig. 2 aufnehmen.

X. ό 0

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Die Flipflops FF , FF und FF werden durch die Ausgangssignale der

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Differenzierer D , D und D gesetzt und durch die Ausgangssignale der Flipflops RC ', RC ' und RC ' zurückgesetzt.

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Unter der Annahme, daß die Ausgangsfrequenz des Zählers CU' gleich 3f oder dreimal der Frequenz f der Wechselstromquelle ist, wird jedes der Bit-Ausgangssignale der Ringzählerstufen RC ', RC*

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und RC * nacheinander innerhalb einer Periode der Wechselstromquel-Ie erzeugt. Bei der Realisierung sollten die Änderungen der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators um die Mittenfrequenz

2 χ 3f stattfinden. Mit anderen Worten, wenn das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF der vorbestimmte Wert ist, beträgt die Aus-

gangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 2 χ 3f_n· Da dieses Ausführungsbeispiel denselben Regelkreis wie die Anordnung der Fig. 4 hat, ist die Arbeitsweise des Oszillators derart, daß die Phasenbeziehung zwischen den Ausgangssignalen der Flipflops RC ', RC *

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und RC ' mit der Wechselstromquelle durch die in die Klemme PH ein-

•3

gespeiste Spannung bestimmt ist. Der Zähler CU erzeugt eine Ausgangsfrequenz, die gleich der doppelten Frequenz des Ausgangssignals des Zählers CU' ist, d. h. seine Frequenz ist 6f , und er arbeitet genau mit 60 . Weiterhin kann der Zeitpunkt, indem der Zähler CU überläuft und auf Null zurückkehrt, so gevählt werden, daß er mit dem Zeitpunkt übereinstimmt, in dem die Wechselspannung Null ist. Wenn die kaskadierten Zähler CU und UDC so gelassen werden, wie sie sind, -setzen sie ihre Zählweise mit der Periode 240 (2 χ 60 ) fort. Wenn jedoch die gezählte Zahl die in die Klemmen DN eingespeist e Zahl DNN übersteigt, erzeugt der digitale Vergleicher COM einen Impuls,

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- Ί6 -

wodurch die durch den Zähler UDC gezählte Zahl um 1 verringert wird. Da diese 1-Zählung 60 entspricht, werden die kaskadierten Zähler CU und UDC um 60 zurückgestellt, um dann die Zähloperation fortzusetzen. Wenn somit die in die Klemmen DN eingespeiste Zahl DNN konstant ist, erhält man als Ausgangssignal des Vergleichers COM Impulse mit exakt 60 -Abständen. Dieses Ausgangssignal wird durch den' 6-Bit-Ringzähler RC in 6 Phasen aufgeteilt, so daß die Zündpulse P - P^ erzeugt werden. Die genannte Operation ist in Fig. 6 dargestellt. In dieser Darstellung zeigt E. die Phasenspannungen E , E und E der 3-Phasen-Wechselstromquelle, wobei CU-Zählungen durch den Zähler CU durchgeführt werden, wie in der Ordinate ausgedrückt wird. Es wurde bereits erwähnt, daß der Zeitpunkt, wann der Zähler überläuft und auf Null zurückkehrt, in Übereinstimmung gebracht wird mit dem Nullpunkt der Wechselspannung , indem die in die Klemme PH eingespeiste Spannung richtig eingestellt wird. Das durch C dargestellte Signal repräsentiert . auf der Ordinate die Anzahl der Zählungen, die durch die kaskadierten Zähler CU und UDC durchgeführt werden. Wenn diese Zahl die Zahl DNN übersteigt, die bei den Phasenbestimmungs-Klemrnen DN eingespeist wird, erzeugt der Vergleicher COM einen Impuls, worauf die Zahl der durch die Zähler durchgeführten Zählungen um eine Zahl verringert wird, die 60 entspricht. Die Zähler setzen die Zähloperationen fort und wenn die Zahl DNN erneut überschritten wird, wird wiederum ein Impuls erzeugt ° Das Diagramm von Fig. 6 stellt einen Fall dar, in dem die Zahl DNN für jede Zeitperiode T , T und T verschieden ist, wobei eC den der Zahl DNN entsprechenden Steuerwinkel für die Periode T zeigt. Durch Verteilen des Ausgangs-

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signals des Vergleichers COM durch den Ringzähler RC auf sechs Pulse sind die Zündpulse P
Thyristorbrücke erhältlich.

Pulse sind die Zündpulse P - P_n für die entsprechenden Zweige der

In der Anordnung von Fig. 5 entspricht eine Zählung des Zählers CU 60 /2 = 0,234 , so daß eine sehr genaue Phasenregelung möglich ist. Diese Genauigkeit der Phasenregelung kann weiter erhöht werden, indem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und die Zahl der Bits des Zählers CU erhöht wird. Die Kosten der Anordnung können nach Wunsch verringert werden, indem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und die Zahl der Bits des Zählers CU erniedrigt werden. Außerdem erzeugt diese Anordnung Impulse mit genau regelmäßigen Abständen von 60 , wenn die in die Klemme DN eingespeiste Zahl DNN fest ist. Demgemäß werden nicht nur anormale Oberwellen wie in der Anordnung von Fig. 4 unterdrückt, sondern es wird auch eine hohe Empfindlichkeit des Phasenschiebers erreicht, indem einfach der vorbestimmte Wert der in die Klemmen DN eingespeisten Zahl DNN geändert wird. Weiterhin werden die Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators VCO, der als Taktgeber für den Zähler CU dient, immer in Synchronismus mit der Wechselstromquelle gehalten, so daß seine Frequenz proportional zur Frequenz der Wechselstromquelle veränderlich ist.

Als Folge davon werden durch Beibehalten des fest eingestellten vorbestimmten Wertes DNN Zündimpulse mit gleichem elektrischen Winkel erzeugt, unabhängig von Frequenzänderungen der Wechselstromquelle .

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Trotz der genannten ausgezeichneten Eigenschaften der in Fig. 5 gezeigten Anordnung unterstützt die Verwendung des Ringzählers zum Verteilen der Ausgangspulse P - P, in unerwünschter Weise jede durch Rauschen verursachte Impulsabweichung.von einer bestimmten Lage. Obwohl es möglich ist, diese Rauschwirkung zu verhindern, bleibt die Tatsache bestehen, daß eine derartige Rauschwirkung ein Nachteil der Anordnung von Fig. 5 ist.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel zum Vermeiden des genannten Nachteils ist in Fig. 7 dargestellt. Diese Anordnung unterscheidet sich von der Anordnung der Fig. 5 dadurch, daß in ihr die Ausgangs signale der Ringzähler RC , RC und RC zum Rücksetzen der Flipflops FF ,

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FF „ und FF _ verwendet werden, um den Phasenunterschied anzuzeigen, ο 5

außerdem dadurch, daß die in die Klemme PH eingespeisten Impulse durch jene Impulse ersetzt werden, die als Ergebnis der Umsetzung der in die Pulsphasenbestimmungs-Klemmen DN eingespeisten Binärzahl in eine Analog spannung mit Hilfe eines Digital-Analog-Umsetzers DA erzeugt werden.

Diese Anordnung wird so gesteuert, daß z.B. ein Impuls des Pulses P gegenüber dem Signal F um einen Betrag verzögert ist, der der in die Klemme DN eingespeisten vorbestimmten Pulsphase entspricht. Ähnlich wie in der Anordnung von Fig. 4 wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Verzögerung der P-Phase erhöht, so daß die Phase voreilt, während eine voreilende Phase des Pulses P bewirkt, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO verringert wird, verbunden mit einer Phasenverzö-

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gerung. Wenn sich die in die Klemmen DN eingespeiste Phase plötzlich ändert, ändern sich auch die Phasen der Ausgangspulse P - P. durch die im Zusammenhang mit der Anordnung von Fig. 6 erwähnte Operation plötzlich. Gleichzeitig ändert sich das Ausgangssignal des DA-Umsetzers plötzlich, mit dem Ergebnis, daß das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF in einer sehr kurzen Zeitdauer auf den ursprünglichen Wert zurückkehrt. Die Zeitkoristante des Filters FL in dieser Schaltung wird so groß gewählt, -daß während dieser Periode die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators unverändert auf ihrem ursprünglichen Wert verbleibt. Daraus geht hervor, daß auch in dieser Anordnung eine hohe Empfindlichkeit hinsichtlich einer schnellen Regelung wie in der Anordnung von Fig. 4 oder 5 gewährleistet ist. Die Phase des Pulses P. wird so geregelt, daß eine vorbestimmte Phasenbeziehung mit dem Signal F beibehalten wird, so daß keine Pulsphasenabweichung berücksichtigt wird, die bei fehlerhaftem Betrieb auftreten kann.

Es wird nun kurz erklärt, warum im Ausführungsbeispiel der Fig. 7, im Gegensatz zu den Anordnungen der Fig. 4 und 5, das Phasenbestimmungssignal PH nicht fest eingestellt ist. In den Ausführung sbeispielen der Fig. 4 und 5 ist der durch die Flipflops FF bis FF _ft angezeigte Phasenunterschied das Ergebnis der Teilung der Ausgangssignale der synchronen Wechselstromquelle und des spannungsgesteuerten Oszillators, so daß es mit Sicherheit genügt, wenn die Phase des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators VCO geregelt wird, so daß die Phase des Signals PH fest ,eingestellt sein kann. Im Gegensatz dazu ist die Schaltung von Fig. 7 so ausge-

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legt, daß die Flipflops FF , FF und FF direkt den Phasenunterschied zwischen der synchronen Wechselstromquelle und den Zündpulsen anzeigen. Die Lösung der Aufgabe der Erfindung, nämlich die Regelung des Phasenuhterschiedes unter Beibehalten von regelmäßigen Impulsabständen, und die Tatsache, daß der zu steuernde Phasenunterschie d durch die Flipflops FF , FF und FF direkt angezeigt wird, erfordert,

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daß die Phase des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators VCO entsprechend geregelt wird. Aus diesem Grund wird das Signal PH gleichzeitig mit dem Phasensignal der Klemmen DN geändert.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel zum Vermeiden des Mangels der Anordnung nach Fig. 5 ist in Fig. 8 dargestellt. Jn dieser Anordnung ist die Mittenfrequenz des Ausgangs signals des Zählers CU wie in der Anordnung von Fig. 5 gleich der 6fachen Frequenz der Wechselstromquelle oder 6f . Das Ausgangssignal der ersten Stufe RC ' des Ringzählers RC' wird durch die gleiche Steuer operation wie in Fig. 4 auf eine Phase von 60 hinter dem Signal F gesetzt, so daß der Anstieg des Signals

F' mit demjenigen des Ausgangssignals des Zählers RC ' zusammenl 'o

fällt. Der Zähler CU' enthält drei 2-Bit-Zähler, deren jeder das Überlauf-Ausgangssignal des Zählers CU zählt, aber durch ein Signal aus dem Ringzähler RC' zurückgesetzt wird, das verschiedene Bitwertigkeiten darstellt. Die Anordnung enthält ferner ODER-Schaltungen OR , OR und OR , die ein "1"-Signal erzeugen, wenn eines der eingespeisten Signale "1" ist, ferner Differenzierer DF - DF .Die Zäh-

X O

ler CU und CU. werden durch Anstiegsimpulse aus den Zählern RC V und RC,' zurückgesetzt, die Zähler CU ' und CU ' durch die Impulse aus den Zählern RC^ und RC.' sowie die Zähler CU_n" und CU_n" durch

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die Impulse aus den Zählern RC * und RC '. Die Zahl der in den kaskadierten Zähler CU, CU und CU durchgeführten Zählungen wird durch ein Signal C in Fig. 9 dargestellt. In ähnlicher Weise ist Signal C durch die Kombination CU, CU ' und CU ' gegeben, und

Li O 7

Signal C₃ durch die Kombination CU, CU_g" und CU ".

Der digitale Vergleicher COM erzeugt, wie in "der Anordnung der Fig. 5 dann einen Impuls, wenn die Zahl der in den Zählern CU und CU' durchgeführten Zählungen den in die Klemmen DN eingespeisten vorbestimmten Phasenwert DNN übersteigt. Unter den Eingangssignalen des Vergleichers COM werden denjenigen, die das neunte und das

8 9

zehnte Bit, d. h. 2 und 2 , darstellen, die ausgewählten Ausgangssignale der drei Zählerstufen von CU' aufgeprägt, während das Ausgangssignal des Vergleichers COM im 3-Bit-Ringzähler RC durch 3 geteilt wird, wodurch 3 Pulse RC , RC und RC . erzeugt werden (vgl. Fig. 9). Die Ausgangssignale der drei Zähler von CU' werden selektiv in den digitalen Vergleicher COM über die ODER-Schaltungen OR_ und OR sowie über die UND-Schaltungen AN - AN einge-

ö . 7 ( L£*

speist. Die UND-Schaltungen AN sind so ausgebildet, daß sie nur dann ein "!"-Signal abgeben, wenn beide Eingangs signale "1" sind. Unter der Annahme, daß RC„^ ein "1 "-Impuls ist, sind beide Im-

00

pulse RC und RC ¹¹O", so daß beide Ausgangssignale der UND-

Schaltungen AN - AN ebenfalls "O" sind. Als Folge davon werden 7 yd»

die Zählerstände der Zähler CU und CU in den Vergleicher COM eingespeist. Mit anderen Worten, C und DNN in Fig. 9 werden miteinander verglichen. Wenn C den vorbestimmten Wert DNN übersteigt, erzeugt der Vergleicher COM einen Impuls, so daß der Ring-

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zähler seinen Zustand um "1" ändert, wodurch das Signal RC "1" wird. Auf diese Weise werden die Signale RC und RC auf "1" ge- ändert, indem ein Vergleich C. und DNN und zwischen C und DNN

JL «3

durchgeführt wird, mit dem Ergebnis, daß die Impulse RC , RC

X 4 ώθ

und RC äquivalent zu den Kombinationen P und P , P und P ,

Ou 1 Te dt O

sowie P und P erzeugt werden. Die Schaltung PS und die UND-

w O

Schaltungen AN - AN^ in Fig. 8 sind zum Zweck der Verteilung des Ausgangssignals des Ringzählers RC auf die Kombinationen P und P ,

P„ und P_ sowie P„ und P, vorgesehen. Die Schaltungsglieder N in d 5 ο ο

der Schaltung PS dienen zur Umkehrung der Polarität der Eingangsimpulse .

Die Ausgangssignale U, U, V, V, W und W der Schaltung PS sind an die Eingangsklemmen angeschlossen, die durch ähnliche Symbole wie die UND-Schaltungen AN - AN bezeichnet sind, während PS Eingangssignale F., F„ und F_ wie die Differenzierer D , D und

XoD Xo

D aufnimmt. Im Diagramm von Fig. 9 wird angenommen, daß ein ο

Ausgangssignal der UND-Schaltung AN , d. h. ein Ausgangssignal

von RC„,, währenddes "1"-Zustandes von· F„ erzeugt und als P„ de-14 1 1

finiert wird, und daß ein Ausgangs signal der UND-Schaltung AN während des "O"-Zustandes von Signal F oder des "!"-Zustandes von Signal U erzeugt und als P definiert wird usw. Die sich ergebenden Signale P bis P_ft sind in Fig. 2 dargestellt.

Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß die Anordnung der Fig. 8 Impulse aus dem Vergleicher COM vollständig in Signale P₁ - P- aufteilt. Diese Anordnung hat, obwohl sie verglichen mit der

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Anordnung in Fig. 7 komplizierter ist, den Vorteil, daß jedes Teilglied der Schaltung für sich betrachtet werden kann, da die Phase des Ausgangssignals des Zählers GU in einem geschlossenen Regelkreis einschließlich des spannungsgesteuerten Oszillators unabhängig vom vorbestimmten Wert DNN bestimmt ist. Weiterhin werden im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 trotz der Tatsache, daß Rauschen eine fehlerhafte Zählung des Ringzählers RC verursachen kann, die Zündimpulse nicht einer ungedämpften Phasenabweichung wie in der Anordnung von Fig. 5 ausgesetzt. Der Grund für diesen Vorteil wird mit Bezug auf Fig. 9 erläutert. Unter der Annahme, daß dann, wenn

RC-, "1" ist und das Signal C mit dem Signal DNN verglichen wer-3o 1

den soll, Rauschen in den Ringzähler RC eingespeist wird, wird RC , auf "0" verringert, während das Signal RC in den "!."-Zustand gebracht wird. Anstelle der Zähler CU„ und CU werden die Zähler CU 'und CU ' verwendet, so daß das Signal DNN mit dem Signal

O 7

C_ verglichen wird, wodurch ein Sprung von der Charakteristik von C auf die des Signals C erfolgt. Dies äußert sich im Verlust entweder des Zündimpulses P₁ oder P , die durch Vergleich zwischen C und DNN erzeugt werden sollen. Die Tatsache jedoch, daß die Beziehung zwischen dem= Zähler CU' und den UND-Schaltungen AN bis

^ wie zuvor beibehalten wird, erlaubt eine genaue Erzeugung des nächsten Zündimpulses. Wie oben erwähnt, wird das durch das Ausführungsbeispiel der Fig. 5 gegebene Problem überwunden, daß Rauschen den Verlust eines der Zündimpulse bewirkt. Obwohl der vollständige Verlust eines Zündimpulses zu einem Korn mutator fehler im Wechselrichterbetrieb und zu einer verringerten Ausgangsspannung im Gleichrichterbetrieb führt, bedeutet der Verlust nur eines Zündimpulses

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noch keinen nennenswerten Einfluß auf den tatsächlichen Betrieb derartiger Schaltungen.

Zusammenfassend werden durch Verteilen eines Ausgangssignals eines Oszillators erfindungsgemäß Zündimpulse erzeugt, die sogar im Fall einer Phasenabweichung in exakt gleichmäßigen Abständen auftreten, wodurch unerwünschte Oberwellen fehlerfrei verhindert werden.

Der digitale Vergleicher COM in den Ausführungsbeispielen der Fig. 5, 7 und 8 kann durch eine Anordnung ersetzt werden, in der das Zählerausgangssignal durch einen DA-Umsetzer in eine Analogspannung umgesetzt wird, wodurch der vorbestimmte Phasenwert irt Form einer Analog spannung gegeben ist.

Ferner kann anstelle des Zählers CU' und des Ringzählers RC' in den Anordnungen der Fig. 5 und 7, um Rücksetzimpulse für Flipflops zu erzeugen, der 6-Bit-Ringzähler RC' wie in der Schaltung nach Fig. 8 verwendet werden.

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Claims

236U5?

Patentansprüche

kutomatischer Pulsphasenschieber, gekennzeichnet dur"!

einen Oszillator (VCO) zum Erzeugen einer Schwingfrequenz entsprechend einer angelegten Eingangsspannung;

einen Teiler (RC) zum Frequenzteilen des Ausgangs signals des Oszillators;

einen Phasenfühler (D) zum Erfassen der Phase einer Wechselstromquelle ;

einen Phasenvergleicher (FF) zum Phasenvergleichen zwischen den Ausgangssignalen des Teilers und des Phasenfühlers;

einen Umsetzer (DF, FL, A) zum Umsetzen des Ausgangssignals des Phasenvergleichers in eine Spannung, die in den Oszillator einspeisbar ist; und

einen Erzeuger zum Erzeugen von Zündimpulsen (P) entsprediend dem Ausgangssignal des Teilers und eines Steuersignals zum Regeln der Phase, bei der die Zündimpulse erzeugt werden sollen (Fig. 4).
2. Automatischer Pulsphasenschieber nach Anspruch 1, dadurch

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gekennzeichnet, daß ein Signal (PH) in den Umsetzer einspeisbar ist, um die Ausgangssignale des Oszillators und der Wechselstromquelle in, einer vorbestimmten Phasenbeziehung festzuhalten (Fig. 4).
3. Automatischer Pulsphasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal ein Digitalsignal ist, und daß ein Teil eines Zählers zum Erzeugen eines weiteren Digitalsignals zum Vergleichen mit dem Steuersignal auch als Zähler zum Durchführen der Teilungsoperation des Teilers dient.
4. Automatischer Pulsphasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das in den Phasenvergleicher einzuspeisende Ausgangssignal des Teilers durch einen Zündimpuls ersetzbar ist, und daß das Steuersignal in den Umsetzer einspeisbar ist, wodurch das Ausgangssignal des Phasenvergleichers korrigierbar ist.
5. Automatischer Pulsphasenschieber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der'Teil des Zählers zum Erzeugen eines Digitalsignals, das mit dem digitalen Steuersignal zu vergleichen ist, und der nicht in dem Teil des Zählers enthalten ist, der als Zähler für den Teiler dient, für jede Phase der Wechselstromquelle vorhanden ist, und daß der Erzeuger von Zündimpulsen ferner eine Einrichtung zum Bezeichnen der Phase enthält, mit der die Zündimpulse als -Antwort auf die Polarität jeder Phase.der Wechselstromquelle einspeisbar sind.

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