DE1541947C3

DE1541947C3 - Filteranordnung für analoge Signale

Info

Publication number: DE1541947C3
Application number: DE1541947A
Authority: DE
Inventors: P Leuthold; Gerwen P J Van
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1966-03-05
Filing date: 1967-03-01
Publication date: 1979-05-23
Also published as: NL6602900A; SE375666B; GB1168154A; DE1541947A1; NL153045B; US3521170A; CH476422A; DE1541947B2; BE695003A; AT287787B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Filterung von analogen, einer gesonderten Signalquelle entnommenen Signalen entsprechend einer vorbestimmten Filterkennlinie mit mindestens einem Durchlaßbereich zur Selektion eines Teils des Frequenzspek-

trums des analogen Signals und mit mindestens einem Sperrbereich zur Unterdrückung des anderen Teils dieses Frequenzspektrums.

Bei der Konstruktion von Filtern für analoge Signale, wie Sprach- und Musiksignale, reicht es im allgemeinen, nur die Amplitude-Frequenz-Kennlinie zu berücksichtigen, da das menschliche Ohr für relative Phasenverschiebungen verhältnismäßig unempfindlich ist. In vielen Fällen stellt jedoch die moderne Kommunikationstechnik auch Anforderungen an die Phase-Frequenz-Kennlinie von Filtern für analoge Signale. Dies gilt insbesondere bei Filtern für Signale, deren Form möglichst gut beibehalten werden soll, beispielsweise bei Filtern für Telemetriesignale und Empfangsfiltern für Daten- und Telegraphiesignale. Bei der Filterung derartiger Signale müssen die Filter zugleich der Anforderung genügen, daß die Phase-Frequenz-Kennlinie einem linearen Verlauf möglichst gut annähert.

Gerade die zusätzliche Anforderung einer linear verlaufenden Phase-Frequenz-Kennlinie macht den Aufbau derartiger Filter kompliziert. Sogar bei sogenannten Transversalfiltern, wobei Anzapfungen einer ^ Verzögerungsleitung über geeignet gewählte Wägungs- φ netzwerke an eine Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen sind und im Prinzip eine lineare Phase-Frequenz-Kennlinie erhalten werden kann, bietet die praktische Ausbildung viele Schwierigkeiten. Diese Schwierigkeiten werden durch den frequenzabhängigen Charakter der Verzögerungsleitung infolge der Dispersion verursacht Dadurch erscheint beispielsweise ein dem Eingang der Verzögerungsleitung zugeführter Rechteckimpuls am Ausgang nicht nur mit einer verringerten Amplitude, sondern auch mit einer stark geänderten, gleichsam ausgeschmierten Form. Daraus geht auch hervor, daß an den jeweiligen Anzapfungen der Verzögerungsleitung kein genau definiertes Signal vorhanden ist und dadurch die Berechnung und der Aufbau des Filters sehr verwickelt werden. Insbesondere bei Filtern mit steilen Flanken und bei Filtern im Bereich sehr niedriger Frequenzen führt die Dispersion zu komplizierten Filtern, die praktisch kaum noch verwirklicht werden können, da bei derartigen Filtern Verzögerungsleitungen mit großen Verzögerungszeiten notwendig sind, was in diesem Fall Verzögerungsleitun- 'φ gen mit einer Vielzahl von Verzögerungsabschnitten bedeutet, da ja das Produkt aus Bandbreite und Verzögerungszeit je Verzögerungsabschnitt konstant ist.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine neue Konzeption einer Filteranordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, wobei nicht nur eine gewünschte Amplitude-Frequenz-Kennlinie mit einer genau linearen Phase-Frequenz-Kennlinie ohne jede Dispersion verwirklicht werden kann und wobei die Filterkennlinie auf einfache Weise unter Beibehaltung der Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie und des linearen Verlaufs der Phase-Frequenz-Kennlinie einstellbar ist, sondern wobei auch ein übersichtlicher Aufbau erhalten wird, der eine Ausbildung mit fast nur Widerständen und aktiven Elementen ermöglicht, welcher Aufbau für eine integrierte Bauweise in einem Halbleiterkörper besonders geeignet ist.

Die gestellte Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Filteranordnung gebildet ist aus
— einem mit der gesonderten Signalquelle verbundenen Analog-Digital-Wandler zur Umwandlung des analogen Signals in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe,

— einem dem Analog-Digital-Wandler nachgeschalteten Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelementen, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister angeschlossenen Steuergenerator mit einer Schiebeperiode durchgeschoben wird, die kleiner ist als die halbe Periode der höchsten Frequenz in dem analogen Signal, von welchen Schieberegisterelementen die Ausgänge über gesonderte Wägungsnetzwerke mit dem Ausgang der

ίο Filteranordnung gekoppelt sind,

— einer Vorrichtung zur Zusammenfügung der diesen Wägungsnetzwerken entnommenen Signalen und

— mindestens einer Dekodiervorrichtung, die bei direktem Anschluß an den Ausgang des Analog-Digital-Wandlers das ursprüngliche analoge Signal ergibt, und der durch Schieberegisterelemente, Wägungsnetzwerke und Zusammenfügungsvorrichtung gebildete Teil der Filteranordnung zur Filterung der Impulse in der von dem Analog-Digital-Wandler herrührenden Impulsreihe entsprechend einer Filterkennlinie eingerichtet ist, die mit der vorbestimmten Filterkennlinie für das analoge Signal identisch ist.

Im Gegensatz zu den üblichen Filtern, in denen das Spektrum des analogen Signals unmittelbar dem Filterprozeß ausgesetzt wird, erfolgt in der betreffenden Filteranordnung durch Umwandlung des analogen Signals in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe zunächst eine Spektrumumwandlung des bandbegrenzten Spektrums des analogen Signals in das unbegrenzte Spektrum der Impulsreihe, wonach dieses unbegrenzte Spektrum dem für das analoge Signal gewünschten Filterprozeß dadurch ausgesetzt wird, daß diese Impulsreihe dem Teil der Anordnung zugeführt wird, der durch Schieberegisterelemente, Wägungsnetzwerke und Zusammenfügungsvorrichtung gebildet ist, während durch Dekodierung das entsprechend der gewünschten Kennlinie gefilterte analoge Signal erhalten wird.

Durch diese neue Konzeption von Filteranordnungen für analoge Signale werden nicht nur Störeffekte, wie Verluste und Dispersion, die in üblichen Filtern mit Spulen, Kondensatoren und Verzögerungskreisen auftreten, völlig vermieden, sondern es können auch analoge Signale entsprechend einer beliebigen Amplitude-Frequenz-Kennlinie und einer genau linearen Phase-Frequenz-Kennlinie, die sogar nicht durch einen steil verlaufenden Übergang zwischen Durchlaß- und Sperrband verschlechtert wird, gefiltert werden. Außerdem

so bietet diese neue Konzeption den wesentlichen Vorteil, daß der Filterprozeß — abgesehen von einem geringen Quantisierungsgeräusch — von dem bei der Analog-Digital-Umwandlung angewandten Impulskode und folglich von der angewandten Spektrumumwandlung völlig unabhängig ist Weiter kann die betreffende Filteranordnung auf einfache Weise eingestellt werden, wobei durch eine Änderung der Schiebefrequenz die Grenzfrequenz der · Filterkennlinie an den gewünschten Gebrauch angepaßt werden kann, während die Amplitude-Frequenz-Kennlinie dennoch ihre Form in bezug auf diese Grenzfrequenz und die Phase-Frequenz-Kennlinie dennoch ihren linearen Verlauf beibehält. Außerdem können nun Filter für analoge Signale entworfen werden, die bisher zu unmöglichen Konstruktionen geführt hätten, wie beispielsweise Tiefpaßfilter mit linearer Phase-Frequenz-Kennlinie und einer Grenzfrequenz von einigen Hz oder einigen Zehnteln Hz. Vollständigkeitshalber sei bemerkt, daß die

obenerwähnten Maßnahmen auch bei Filteranordnungen angewandt werden können, für die eine von einem linearen Verlauf abweichende Form der Phase-Frequenz-Kennlinie erwünscht wird.

Während die betreffende Erfindung sich auf Filteranordnungen für analoge Signale bezieht, ist in der zum Prioritätstag der betreffenden Anmeldung noch nicht veröffentlichten DT-AS 12 75 589 ein Filter für zweiwertige, einem gesonderten Impulsgeber entnommene Impulssignale, deren Impulse zu durch eine Taktfrequenz markierten Zeitpunkten auftreten, vorgeschlagen worden, welches Filter mit einem mit dem gesonderten Impulsgeber verbundenen Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelementen versehen ist, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister angeschlossenen Steuergenerator durchgeschoben wird, wobei der Taktgenerator der Impulssignale und der Steuergenerator untereinander synchronisiert sind zur Erzeugung einer Schiebefrequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz ist, während die Schieberegisterelemente über Wägungsnetzwerke an eine Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen sind.

Es gibt jedoch einen wesentlichen Unterschied zwischen der betreffenden Filteranordnung für analoge Signale und dem vorgeschlagenen Filter für zweiwertige Impulssignale: Beim letzteren Filter muß die Grenzfrequenz entsprechend dem ersten Nyquistkriterium mindestens gleich der halben Taktfrequenz der zu filternden Impulssignale sein, damit bei der Impulsübertragung der Informationsinhalt der einzelnen Impulse beibehalten und eine getreue Regeneration dieser Impulse ermöglicht wird. Dagegen muß bei der betreffenden Filteranordnung für analoge Signale die Grenzfrequenz des Teils, der durch Schieberegisterelemente, Wägungsnetzwerke und Zusammenfügungsvorrichtung gebildet ist, kleiner als die halbe Taktfrequenz der vom Analog-Digital-Wandler herrührenden, das analoge Signal kennzeichnenden Impulsreihe sein, damit tatsächlich eine Filterung des analogen Signals bewirkt werden kann.

Die Erfindung und ihre Vorteile werden nachstehend an Hand der Figuren näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 eine Filteranordnung nach der Erfindung, bei der für die Analog-Digital-Wandlung Deltamodulation benutzt wird, und zur Erläuterung der Wirkungsweise der Filteranordnung nach F i g. 1 sind in F i g. 2 einige Zeitdiagramme und in

Fig.3 eine Amplitude-Frequenz-Kennlinie angegeben,

Fig.4 weitere Einzelheiten einer Ausführungsform einer Filteranordnung nach der Erfindung,

F i g. 5 und 6 einige Amplitude-Frequenz-Kennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise der Filteranordnung nach der Erfindung,

Fig.7 die den Fig.5 und 6 entsprechenden Dämpfungs-Frequenz-Kennlinien,

F i g. 8 eine Variante der in den F i g. 1 und 4 dargestellten Filteranordnungen nach der Erfindung,

Fig.9 und 10 zeigen Varianten der Filteranordnungen nach der Erfindung, wobei für die Analog-Digital-Wandlung eine unter dem Namen PCM bekannte Impulskode benutzt wird (PCM =· PulsCodeModulation).

Die in F i g. 1 dargestellte Filteranordnung ist für analoge Signale von einer Signalquelle eingerichtet, deren Frequenzen z. B. zwischen 0 und 10 kHz liegen.

Zum Erzielen einer bestimmten Filterkennlinie ist die erfindungsgemäße Filteranordnung mit einem mit der Signalquelle 1 verbundenen Analog-Digital-Wandler 2 versehen, der das von der Signalquelle 1 stammende Signal in eine Reihe von Impulsen umwandelt, die durch ihre Anwesenheit und Abwesenheit das analoge Signal kennzeichnen. Als Analog-Digital-Wandler 2 ist insbesondere ein Deltamodulator verwendet, der durch einen an einen Impulsgenerator 3 angeschlossenen Impulskodemodulator 4 gebildet wird, dessen Ausgangsimpulse über einen Impulsgenerator 5 einer Dekodiervorrichtung 6 in Form eines integrierenden Netzwerks zugeführt werden. Der Ausgang der Dekodiervorrichtung 6 sowohl wie der Ausgang der Signalquelle 1 ist an einen Differenzbildner 7 zum Erzielen eines Differenzsignals angeschlossen, das den Impulskodemodulator 4 steuert

Mit dem Ausgang des Deltamodulators 2 ist außerdem ein Schieberegister 8 verbunden, das eine Anzahl von Schieberegisterelementen 9,10, 11, 12, 13, 14 enthält, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister 8 angeschlossenen Steuergenerator mit einer Schiebeperiode τ durchgeschoben wird, die kleiner als die halbe Periode der höchsten Frequenz des zu filternden analogen Signals ist. Die Elemente 9, 10,11, 12, 13, 14 des Schieberegisters 8 sind über Wägungsnetzwerke 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 an eine Zusammenfügungsvorrichtung 22 angeschlossen, welche die in dem Schieberegister jeweils um einen Zeitabstand τ durchgeschobenen Impulssignale zusammenfügt. Die Ausführungsform des Schieberegisters 8 ist z. B. so, daß es eine Anzahl bistabiler Kippschaltungen enthält, während der Steuergenerator durch den Impulsgenerator 3 gegebenenfalls mit einem nachgeschalteten Frequenzvervielfacher 23 gebildet wird.
Der Ausgang der Zusammenfügungsvorrichtung 22 ist mit einer Dekodiervorrichtung 24 verbunden, die bezüglich des Einflusses auf das zu filternde analoge Signal die Invertierte des Deltamodulators 2 ist, was bedeutet, daß bei direkter Zufuhr der Ausgangsimpulse des Deltamodulators 2 an die Dekodiervorrichtung 24 an dem Ausgang der Dekodiervorrichtung 24 ein analoges Signal erhalten wird, das, abgesehen von der Quantisierung, dem ursprünglichen dem Deltemodulator 2 zugeführten analogen Signal entspricht. Die Dekodiervorrichtung 24 hat insbesondere die Form ( eines integrierenden Netzwerks, das dem als Dekodiervorrichtung wirksamen integrierenden Netzwerk 6 in dem Deltamodulator 2 entspricht

In dem durch den Deltamodulator 2 gebildeten Analog-Digital-Wandler wird das zu filternde analoge

so Signal, das Frequenzen bis zu 10 kHz enthalten kann, dem Differenzbildner 7 zugeführt, dem außerdem das Ausgangssignal des als Dekodiervorrichtung wirksamen integrierenden Netzwerks 6 zugeführt wird. Das am Ausgang des Differenzbildners 7 auftretende Differenzsignal steuert den Impulskodemodulator 4, dem der Impulsgenerator 3 äquiditante Impulse mit einer Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ (rad/sec) liefert, die mindestens zweimal höher als die höchste Frequenz in dem zu filternden analogen Signal ist; die Impulswiederholungsfrequenz ist z. B. 32 kHz. Je nachdem der Augenblickswert des Ausgangssignals der Dekodiervorrichtung 6 kleiner oder größer ist als das analoge Signal am Eingang des Differenzbildners 7, entsteht am Ausgang des Differenzbildners 7 ein Differenzsignal negativer oder positiver Polarität und in Abhängigkeit von dieser Polarität des Differenzsignals treten die von dem Impulsgenerator 3 stammenden Impulse wohl oder nicht am Ausgang des Impulskodemodulators 4 auf.

Diese Impulse werden über den Impulsgenerator 5 zum Unterdrücken der in dem Impulskodemodulator 4 entstandenen Änderungen der Amplitude, Dauer, Form oder des Zeitpunktes des Auftretens einerseits einem Impulsverbreiterer 25 in Form einer an das Schieberegister 8 angeschlossenen Kippschaltung und andererseits dem als Dekodiervorrichtung wirksamen integrierenden Netzwerk 6 zugeführt, dessen Ausgangssignal in dem Differenzbildner 7 mit dem analogen Signal der Signalquelle 1 verglichen wird. Die Zeitkonstante des integrierenden Netzwerks 6 ist z. B. 1 msec gewählt.

Der vorstehend beschriebene Kreis ist geneigt, das Differenzsignal auf Null zu bringen, wodurch das Ausgangssignal des integrierenden Netzwerks 6 eine quantisierte Annäherung des zu filternden analogen Signals bildet Tritt z. B. ein Differenzsignal negativer Polarität auf, so wird über den Impulskodemodulator 4 ein Impuls dem integrierenden Netzwerk 6 zugeführt, der dem negativen Differenzsignal entgegenwirkt, während umgekehrt bei einem positiven Differenzsignal der Impulskodemodulator 4 keinen Impuls an das integrierende Netzwerk 6 liefert und so dem weiteren % Auftreten des positiven Differenzsignals entgegenwirkt.

Es tritt in dieser Weise am Ausgang des Deltamodulators 2 eine Reihe von Impulsen auf, die durch ihre An- und Abwesenheit das analoge Signal kennzeichnen. Nach Impulsverbreiterung in dem Impulsverbreiterer 25 wird diese Reihe von Impulsen zur weiteren Verarbeitung der Dekodiervorrichtung 24 über das Schieberegister 8 zugeführt, dessen Elemente 9,10,11, 12, 13, 14 durch die Wägungsnetzwerke 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 und die Zusammenfügungsvorrichtung 22 an den Eingang der Dekodiervorrichtung 24 angeschlossen ist. Die Filterwirkung erfolgt dann in der durch das Schieberegister 8, die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18, 19, 20, 21 und die Zusammenfügungsvorrichtung 22 gebildeten Vorrichtung, da ohne diese Vorrichtung zwischen dem Deltamodulator 2 und der Dekodiervorrichtung 24 an dem Ausgang der Dekodiervorrichtung 24, abgesehen von einem gewissen Quantisierungsrauschen, gerade das ursprüngliche analoge Signal auftreten würde, das dem Deltamodulator 2 zugeführt wird, das der Deltamodulator 2 und die Dekodiervor-

f richtung 24 invertiert gewählt sind. Wird z. B. dem Eingang des Filters ein analoges Signal mit dem Frequenzspektrum S(co) zugeführt und hat die durch das Schieberegister 8 die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18, 19, 20, 21 und die Zusammenfügungsvorrichtung 22 gebildete Vorrichtung für die ihr zugeführten Impulssignale eine Übertragungskennlinie Η(ω), so tritt am Ausgang der Dekodiervorrichtung 24 ein analoges Signal mit dem Frequenzspektrum

H(m)S(a>)

gegebene Filterwirkung ganz unabhängig ist von der angewandten Impulskode. Dabei wird die erwünschte Filterkennlinie dadurch erhalten, daß bei einer bestimmten Schiebeperiode τ der Schieberegisterelemente 9,10,

11, .12, 13, 14 die Übertragungsfaktoren der an die Schieberegisterelemente angeschlossenen Wägungsnetzwerke 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 geeignet bemessen werden.
Die in F i g. 1 dargestellte Filteranordnung ist

ίο insbesondere ein Tiefpaßfilter für analoge Signale mit linearer Phase-Frequenz-Kennlinie und cosinusförmiger Amplitude-Frequenz-Kennlinie mit einer Grenzfrequenz ωο gleich Vio der Impulswiederholungsfrequenz (Op. Wie dies noch mathematisch abgeleitet wird, sind zu diesem Zweck von den Enden des Schieberegisters 8 ausgehend die Wägungsnetzwerke paarweise gleich gewählt, d. h, die Übertragungsfaktoren der Wägungsnetzwerke 15, 21 sind beide Cz, die der Wägungsnetzwerke 16,20 sind beide Ci, die der Wägungsnetzwerke

17,19 beide C\, während Co den Übertragungsfaktor des Wägungsnetzwerks 18 darstellt, wobei die aufeinanderfolgenden Übertragungsfaktoren Ck gemäß der Formel

C₁ =

cos/c π/5

2,5 π (1 - 0,16 k²)

auf.

Kennzeichnend für die Anordnung nach der Erfindung ist, daß der Filtervorgang des analogen Signals bewerkstelligt wird durch die Filterwirkung der Vorrichtung: Schieberegister 8, Wägungsnetzwerke 15, 16,17,18,19,20,21 und Zusammenfügungsvorrichtung 22 für die Ausgangsimpulse des Analog-Digital-Wandlers 2. Diese neue Lehre ergibt zwei hervorragende Effekte: An erster Stelle können analoge Signale bei einer beliebigen Amplitude-Frequenz-Kennlinie nunmehr mit einer genau linearen Phase-Frequenz-Kennlinie gefiltert werden, während sich an zweiter Stelle ergibt, daß die durch die vorerwähnte Formel (1) gewählt sind, während die Schiebepriode τ des Schieberegisters gleich einer Periode der Impulswiederholungsfrequenz (up gemacht ist. Weiter sei noch bemerkt, daß die Anzahl von Schieberegisterelementen und die Anzahl von Wägungsnetzwerken beliebig ausgedehnt werden kann. In der dargestellten Ausführungsform werden z. B. 14 Schieberegisterelemente und 15 Wägungsnetzwerke verwendet.

Die Wirkungsweise der vorstehend geschilderten Filteranordnung wird nachstehend an Hand der Zeitdiagramme in F i g. 2 näher erläutert F i g. 2a zeigt das dem Deltamodulator 2 zugeführte analoge Signal, das in dem Frequenzband von 0 bis 1OkHz liegt. Das analoge Signal wird durch eine Dreieckspannung gebildet, deren Vorder- bzw. Rückflanke während der Zeitintervalle (ti, fi) bzw. (t₂, t₃) auftreten und durch eine trapezförmige Spannung, deren Vorderflanke in dem Zeitintervall (U, t₅) auftritt.

In dem Deltamodulator 2 wird das in Fig.2a veranschaulichte analoge Signal in eine Impulsreihe umgewandelt, wobei der Deltamodulator 2 durch die Flanken des analogen Signals eine maximale Modulation liefert, was bedeutet, daß die Impulse des Impulsgenerators 3 während der Zeitintervalle (ti, t£), (U, ts) der Vorderflanken des analogen Signals alle durchgelassen und während des Zeitintervalls (h, fe) der Rückflanke des analogen Signals alle unterdrückt werden, während in den Zeitintervallen konstanter Spannung (ti, U) und (t > ts) die Impulse des Impulsgenerators 3 abwechselnd unterdrückt und durchgelassen werden. Es wird somit von dem Deltamodulator 2 aus dem analogen Signal nach F i g. 2a eine Impulsreihe der in Fig.2b dargestellten Form erzeugt, und es tritt an dem Ausgang des Impulsverbreiterers 25 die in F i g. 2c dargestellte Impulsreihe auf, die durch Verbreiterung der Impulse der in Fig.2b dargestellten Impulsreihe bis zur Periode der Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ erhalten wird.

In dem Schieberegister 8 wird das in Fig.2c dargestellte Impulsmuster in den aufeinanderfolgenden Elementen jeweils um eine Schiebeperiode τ gleich einer Periode der Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ

809 534/3

ίο

durchgeschoben und über die aufeinanderfolgenden Wägungsnetzwerke mit den zugehörenden Übertragungsfaktoren der Zusammenfügungsvorrichtung 22 zugeführt Es treten somit an den Ausgangskreisen der 15 aufeinanderfolgenden Wägungsnetzwerke 15 Ausgangsspannungen auf, die in dem Zeitdiagramm der F i g. 2d untereinander veranschaulicht sind.

In der Zusammenfügungsvorrichtung 22 werden die in Fig.2d veranschaulichten Signale zusammengefügt, wodurch das in F i g. 2e veranschaulichte Signal erhalten wird, das aus einem sich kontinuierlich ändernden Signal a und einem darauf überlagerten, schrittweise veränderlichen Signal b zusammengesetzt ist, das sich im Rhythmus der Schiebeperiode τ des Schieberegisters 8 um das Signal a schwingt.

Nach der Dekodierung des in Fig.2e dargestellten Signals mittels des integrierenden Netzwerks 24 wird an dem Ausgang der Filteranordnung das in Fig.2f dargestellte Signal erhalten, das dem Ausgangssignal eines Tiefpaßfilters mit cosinusförmiger Amplitude-Frequenz-Kennlinie bis zu einer Grenzfrequenz ωό und einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie entspricht, wenn dieser Filteranordnung das analoge Signal nach Fig.2a zugeführt wird. Obgleich das integrierende Netzwerk 24 mit einer Zeitkonstante von 1 msce das sich schrittweise mit der Schiebeperiode ändernde Signal b bereits erheblich geschwächt hat, kann gewünschtenfalls dieses Signal b ohne Beeinflussung der Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie und der Linearität der Phase-Frequenz-Kennlinie noch weiter durch ein an den Ausgang des integrierenden Netzwerks 24 angeschlossenes, einfaches Sperrfilter 26 in Form eines Tiefpaßfilters geschwächt werden, das z. B. aus einem Reihenwiderstand und einem Querkondensator besteht, da die unerwünschten Frequenzkomponenten des Signals b in einem hinreichend großen Frequenzabstand von dem Durchlaßbereich liegen. In dieser Ausführungsform beträgt dieser Frequenzabstand z. B. mindestens das Achtfache der Grenzfrequenz

(Wo-Wie vorstehend erwähnt, erfolgt die Filterwirkung in der durch das Schieberegister 8, die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18,19,20,21 und die Zusammenfügungsvor-ο richtung 22 gebildeten Vorrichtung und die Filterkennlinien des Filters für analoge Signale werden durch die Übertragungskennlinie Η(ω) dieser Vorrichtung für die zugeführten Impulssignale bestimmt Es wird nachstehend mathematisch nachgewiesen, daß mittels dieser Vorrichtung jede beliebige Amplitude-Frequenz-Kennlinie bei einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie erzielt werden kann.

Die mathematische Erläuterung der durch das Schieberegisters, die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18, 19, 20, 21 und die Zusammenfügungsvorrichtung 22 gebildeten Vorrichtung nach F i g. 1 geht von einer beliebigen Komponente mit der mit Winkelfrequenz ω und Amplitude A in dem Frequenzspektrum der dem Schieberegister 8 zugeführten Impulse aus, welche Komponente in komplexer Form wie folgt geschrieben werden kann:

30 Ae*".

In den aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen 9, 10, 11, 12, 13, 14 wird die betreffende Spektrumkomponente um Zeitabstände τ, 2 τ, 3 τ, 4 τ, 5r, 6 τ verschoben, und diese Spektrumkomponente läßt sich schreiben:

o,(t -

- 3τ

- 6r)

Über die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18,19,20,21, diese Spektrumskomponente der Zusammenfügungsderen Übertragungsfaktoren paarweise einander gleich vorrichtung 22 zugeführt die somit ein Ausgangssignal gemacht sind und C₃, C₂, Q, Co, Q, C₂, C₃ betragen, wird liefert:

C₃AeJ"' + C₂AeM'-4 + Q

C₀Ae^t-Ir) C₂AeMt-Sr)

Eine beliebige Komponente AEi°" in dem Frequenzspektrum der dem Schieberegister zugeführten Impulse liefert ein Ausgangssignal nach Formel (3), so daß für die

H(o>) = C₃

Übertragungskennlinie H(co)der durch das Schieberegister, die Wägungsnetzwerke und die Zusammenfügungsvorrichtung gebildeten Vorrichtung gilt daß

C₁ e"

Zusammenfassen von Gliedern mit gleichem Ubertragungsfaktoren ergibt

H (ω) = C₃(I + e-⁶'°") + C₂(e-'^m + e-⁵J°") + C₁ (e-²^ + e'^"") + oder auch

und somit

H{(„) = (C₀

2C₂cos2wt + 2C₃cos3wr)e

Die Formel (5) gibt die Übertragungskennlinie Η(ω) der durch das Schieberegister 8, die Wägungsnetzwerke 15,16,17,18,19,20,21 und die Zusammenfügungsvorrichtung 22 gebildeten Vorrichtung und mit Rücksicht auf die Erwägungen im vorstehenden auch die der Filteranordnung in Fig. 1 für analoge Signale. Die Amplitude-Frequenz-Kennlinie Ψ(ω) wird dabei durch

Ψ {ω) = (C₀ + 2C₁COSmT + 2 C₂ COS 2 ωτ + 2 C₃ COS 3 ωτ)

dargestellt, während die Phase-Frequenzkennlinie φ (ω)

φ (ο) = —3 ro τ (7)

durch gegeben wird. . ··. ■

Es zeigt sich somit, daß die Phase genau linear mit der Frequenz der Komponenten in dem Spektrum der Impulssignale verläuft, die dem Schieberegister 8 zugeführt werden, und somit auch genau linear mit der Frequenz der Komponenten in dem Spektrum des dem Filter zugeführten analogen Signals. Bei Änderung der A Übertragungsfaktoren Co, Q, Ci, Cz ändert sich die Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie, aber die Linearität der Phase-Frequenz-Kennlinie wird dabei nicht beeinflußt Die Durchführung der Maßnahmen nach der Erfindung ergibt somit die besonders bemerkenswerte Wirkung, daß unter Aufrechterhaltung einer linearen Phase-Frequenz-Kennlinie durch passende Wahl der Übertragungsfaktoren Cb, Ci, Cä, d der Wägungsnetzwerke eine beliebige Amplitude-Frequenz-Kennlinie erhalten werden kann.

Ohne weiteres lassen sich die vorhergehenden Erwägungen auf ein Schieberegister 8 mit einer beliebigen Anzahl von Elementen ausdehnen, wobei die Amplitude-Frequenz-Kennlinie die Form

■ Ψ(ω) = C₀+Σ 2C_kcos k«>r (8)

hat, während die Phase-Frequenzkennlinie einen rein linearen Verlauf aufweist, gemäß

<p(u>) = —Νωτ. (9)

#Es erscheint somit für die Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie eine in den Gliedern Ck cos laa τ entwickelte Fourierreihe, deren Periodizität Ω durch die Beziehung

Ωτ = 2π

(10)

gegeben wird.

Zum Erzielen einer bestimmten Amplitude-Frequenz-Kennlinie lassen sich die Faktoren C* der Fourierentwicklung auf mathematischem Weg einfach errechnen; ist z. B. eine bestimmte Amplitude-Frequenz-Kennlinie iP(6) erwünscht, so gilt für die Faktoren C*;

C₁ = ^

ι cos kti

(H)

Die Kenntnis der Faktoren Ck bedingt vollständig die Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie. Es soll jedoch das periodische Verhalten der Glieder Ck cos ko) τ in der Fourierentwicklung noch näher erläutert werden. Alle Glieder Ck cos ka τ nehmen jeweils nach der Periodizität Ω den gleichen Wert an, wodurch die Amplitude-Frequenz-Kennlinie sich mit der Periodizität Ω wiederholt, was bei der Amplitude-Frequenz-Kennlinie nach F i g. 3 detailliert angedeutet ist. Ist z. B. ein Tiefpaßfilter mit einem durch die Kurve c bezeichneten Durchlaßbereich erwünscht, so wiederholt sich der Durchlaßbereich jeweils über einen Frequenzabstand gleich der Periodizität Ω, so daß die durch die Kurven d und e veranschaulichten, zusätzlichen Durchlaßbereiche entstehen, deren Zentren jeweils in einem Frequenzabstand Ω voneinander liegen. Es sind somit diese zusätzliche Durchlaßbereiche d und e, innerhalb deren die Frequenzkomponenten des sich schrittweise ändernden Signals b nach F i g. 2e liegen.

Für die Praxis sind diese zusätzlichen Durchlaßbereiche d und e nicht störend, da bei einem hinreichend hohen Wert der Periodizität Ω oder, was nach Formel

(10) auf dasselbe herauskommt, bei einem hinreichend kleinen Wert der Schiebeperiode τ, der Frequenzabstand zwischen dem erwünschten Durchlaßbereich c und den nachfolgenden zusätzlichen Durchlaßbereichen dund e hinreichend groß gemacht werden kann, so daß diese zusätzlichen Durchlaßbereiche c/und e mittels des besonders einfachen Sperrfilters 26 am Ausgang des integrierenden Netzwerks 24 unterdrückt werden können, ohne daß die Amplitude-Frequenz-Kennlinie und die lineare Phase-Frequenz-Kennlinie in dem erwünschten Durchlaßbereich c in irgendeiner Weise beeinflußt werden. In der an Hand der Zeitdiagramme nach Fig.2 erörterten, praktischen Ausführungsform wird z. B. die Periodizität Ω zehnmal größer gewählt als die Grenzfrequenz ωο des erwünschten Durchlaßbereiches d; das Sperrfilter 26 wird dabei durch einen Reihenwiderstand und einen Querkondensator gebildet.

Vor einer näheren Erläuterung der an Hand der

Fig.2 beschriebenen, praktischen Ausführungsform wird an Hand der F i g. 4 eine Ausführungsform der in F i g. 1 dargestellten Anordnung in Details erörtert, die denen der F i g. 1 entsprechende Elemente sind mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet

In dieser Anordnung wird die Zusammenfügungsvorrichtung durch einen Widerstand 27 gebildet, und die Enden der Elemente 9, 10, 11, 12, 13, 14 des Schieberegisters sind an die durch den Widerstand 27 gebildete Zusammenfügungsvorrichtung über einstellbare Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 angeschlossen, die zusammen mit dem Widerstand 27 die einstellbaren Wägungsnetzwerke bilden. Ist der Wert eines der Wägungswiderstände Rk und ist der Wert des Widerstandes r der Zusammenfügungsvorrichtung 27 erheblich geringer als Rk, so ist der Übertragungsfaktor r/Rk, da ja der betreffende, einstellbare Wägungswiderstand Rk mit dem Widerstand 27 der Zusammenfügungsvorrichtung einen Spannungsteiler bilden.

Zugleich sind an den Enden der Schieberegisterelemente 9,10,11,12,13,14 Phasen-Umkehrstufen 35,36, 37,38,39,40,41 angebracht, so daß den Schieberegisterelementen 9, 10, 11, 12, 13, 14 in Phase invertierte Impulssignale entnommen werden können, was zum Erzielen negativer Faktoren C* in der Fourierentwicklung nach Formel (11) von Bedeutung ist, nämlich beim Entwurf eines Filters mit einer bestimmten Amplitude-Frequenz-Kennlinie können einige Faktoren Ci in der Fourierentwicklung einen negativen Wert aufweisen.

Die Durchführung dieser Maßnahme ergibt eine erhebliche Erweiterung der Anwendungsmöglichkeiten.

Wenn die Übertragungsfaktoren der Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 anfangend mit den äußersten Schieberegisterelementen 9, 14 paarweise gleich gemacht werden und, wie in Fig. 1, C3, Ci, C\

betragen und wenn weiter der dem Wägungswiderstand 31 zugehörende Übertragungsfaktor Co gleich Null gemacht, während im Gegensatz zu der Ausführungsform nach F i g. 1 den Wägungswiderständen 32,33, 34 das in der Phase invertierte Impulssignal zugeführt wird, so kann in der vorstehend angedeuteten Weise für die Übertragungskennlinie des Netzwerks geschrieben werden:

C₂{e'^Zi<"^z -

H{a>) = (2C₁ sinWT + 2C₂sin2wr + 2C₃ sin3

C,(e>"^r - e

Die Übertragungskennlinie zeigt somit eine in Sinusgliedern entwickelte Amplitude-Frequenz-Kennlinie ty((o) und eine lineare Phase-Frequenz-Kennlinie φ(ω), welche gemäß dem Phasenfaktor je-³J®^T die merkwürdige Eigenschaft aufweist, daß sie eine Phasenverschiebung von π/2 in bezug auf die lineare Phasenkennlinie der in F i g. 1 dargestellten Filteranordnung hat.

Die vorhergehenden Erwägungen lassen sich wieder auf eine beliebige Anzahl von Schieberegisterelementen ausdehnen, wobei die Amplitude-Frequenz-Kennlinie durch eine in Sinusgliedern entwickelte Fourierreihe dargestellt wird:

Ψ (ω) =Σ 2C* sin/cw τ (12)

mit einer Periodizität Ω gemäß der Beziehung

Ωτ = 2π,
wobei für den Faktoren C_k gilt:

C_k = — Ψ(ω) sin /cw τ d ω .

(13)

Ähnlich wie bei der Ausführungsform nach F i g. 1 zeigt die Phase-Frequenz-Kennlinie φ(ω) einen linearen Verlauf gemäß

φ(ω) = —Νωτ + -^-,

(14) Durchlaßkennlinie mit der Grenzfrequenz ωο erläutert; der Durchlaßbereich ist in F i g. 5 durch die gestrichelte Kurve / bezeichnet Mathematisch läßt sich dieser Durchlaßbereich schreiben wie

Ψ {ω) = cos ξ- —

λ Wq

20 unter der Bedingung, daß für Frequenzwerte außerhalb des Durchlaßbereiches, also für ω > ωο, die Funktion <Ρ(ω) nach F i g. 3 verläuft

Entsprechend der vorhergehenden Erläuterung kann für die Durchlaßkennlinie / in der Fourierentwicklung geschrieben werden:

JV

C₀ +Σ- 2C_k cos /cw τ,

wobei die Faktoren C_k durch

1 Γ
C_k — — \ψ (ω) COS k(o τ d ω

0 35

gegeben werden.

Zum Erzielen eines hinreichenden Frequenzabstandes zwischen dem verlangten Durchlaßbereich / und den zusätzlichen Durchlaßbereichen ist entsprechend der Erläuterung an Hand der Fig.3 das Verhältnis zwischen der Grenzfrequenz ωο und der Periodizität Ω hinreichend groß gewählt: ωο/Ω ist z. B. gleich ¹Ao.

Bei diesem Verhältnis sind die Faktoren C* in der Fourierentwicklung und somit auch die Dämpfungswiderstände vollständig bestimmt Für diese Faktoren Ck findet man die bereits in der Erläuterung der Fi g. 2 angegebenen Werte:

aber in bezug auf die nach F i g. 1 ist sie über πΙ2 in der Phase verschoben.

Es sei hier noch vollständigkeitshalber bemerkt daß zum Erzielen der in der Phase invertierten Impulssignale die Anwendung gesonderter Phasen-Umkehrstufen 35,36,37,38,39,40,41 entbehrlich ist Die in der Phase invertierten Impulssignale können direkt den Schieberegisterelementen 9, 10, 11, 12, 13, 14 entnommen werden, da bei der Ausführung der Schieberegisterelemente 9,10,11,12,13,14 als bistabile Kippschaltungen die in der Phase invertierten Impulssignale auch an diesen Kippschaltungen auf treten.

Es sei weiter noch bemerkt, daß zum Erzielen einer in Sinusgliedern entwickelten Frequenzkennlinie statt der Zufuhr der in der Phase invertierten Impulssignale an die Widerstände 32, 33, 34 eine Zufuhr an die Widerstände 28,29,30 ebenfalls möglich ist

An Hand der F i g. 5 bis 7 wird die Konstruktion des in F i g. 2 dargestellten Tiefpaßfilters mit cosinusförmiger

_r _ cos /c3i/5

so ^k ~ 2,5.-7(1 - 0,16k²) '

Zum vollständigen Fixieren der Amplitude-Frequenz-Kennlinie ist noch eine Bedingung notwendig; es wird nämlich in der dargestellten Ausführungsform verlangt, daß die Grenzfrequenz ωο des Durchlaßbereiches gleich Vio der Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ = 2 nf_p oder auch ω ρ = 10 ωο sei. Durch die erwähnte Bedingung, daß ωο/Ω gleich ¹Ao ist und durch die in der Formel (10) angegebene Beziehung Ωτ = 2 π findet man für die Schiebeperiode des Schieberegisters

τ = l/(lO/o) = Vfp,

so daß der an den Impulsgenerator angeschlossene Frequenzvervielfacher 23, der den Steuergenerator des Schieberegisters bildet einen Frequenzvervielfachungsfaktor von 1 haben muß (so daß der Frequenzvervielfacher in diesem Falle entbehrlich ist).

Mit den vorstehend errechneten Übertragungsfaktoren Ck der Wägungsnetzwerke und dem Wert der Schiebeperiode

τ = l/10/o) = \lfp

des Schieberegisters kann nunmehr die Amplitude-Frequenz-Kennlinie ίΡ(ω) gezeichnet werden. Bei Verwendung von 14 Schieberegisterelementen und 15 Wägungsnetzwerken erhält man auf diese Weise die in F i g. 5 durch die Kurve g dargestellte Amplitude-Frequenz-Kennlinie. Führt man das in F i g. 2a veranschaulichte analoge Signal dem Filter mit der durch die Kurve g in F i g. 5 dargestellten Amplitude-Frequenz-Kennlinie und der linearen Phase-Frequenz-Kennlinie zu, so stellt das Signal nach F i g. 2f das Ausgangssignal dar, das praktisch dem Ausgangssignal eines ideellen Tiefpaßfilters ohne Phasenfehler und mit einer cosinusförmigen Durchlaßkennlinie bis zur Frequenz ωο entspricht.

Gleichfalls kann die Amplitude-Frequenz-Kennlinie Ψ(ω) bei Vergrößerung der Anzahl von Schieberegister-. elementen und Wägungsnetzwerken gezeichnet wer- ψ den. Die Kurve h in F i g. 6 z. B. stellt die Amplitude-Frequenz-Kennlinie bei 24 Schieberegisterelementen und 25 Wägungsnetzwerken dar, während die gestrichelte Kurve / nach Fig.5 die ideale cosinusförmige Durchlaßkennlinie veranschaulicht.

Um den Einfluß der Vergrößerung der Anzahl von Schieberegisterelementen und Wägungsnetzwerken zu veranschaulichen, sind in F i g. 7 die durch die Kurven f, g, h nach den F i g. 5 und 6 dargestellten Frequenzkennlinien in den entsprechenden Kurven i,j,k der in Dezibel gemessenen Dämpfungs-Frequenz-Kennlinien angedeutet, wobei die Dämpfungs-Frequenz-Kennlinie, in der Amplitude-Frequenz-Kennlinie 5Ρ(ω) ausgedrückt, durch die Formel

-201og|<P(ö>)|

bestimmt wird. Aus den Kurveni, j, k in F i g. 7 zeigt sich, daß durch die Vergrößerung der Anzahl von Schieberegisterelementen und Wägungsnetzwerken nicht nur eine bessere Annäherung der erwünschten Dämpfungs-Frequenz-Kennlinie j erhalten wird, sondern auch die

ι A außerhalb der Grenzfrequenz ωο des Durchlaßbereiches liegenden Durchlaßkeulen j, k zu höheren Dämpfungsbereichen verschoben werden.

: Wie vorstehend bereits erwähnt, ist es für die

Konstruktion einer praktischen Filteranordnung nach der Erfindung notwendig, die zwei nachfolgenden

: Daten zu kennen: An erster Stelle die Übertragaungs-

faktoren C* der Wägungsnetzwerke, durch welche die

j Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie vollständig

bestimmt ist, z. B. in der dargestellten Ausführungsform die cosinusförmige Durchlaßkennlinie und an zweiter Stelle die Schiebeperiode τ in Abhängigkeit von der Grenzfrequenz ωο, durch welche in der dargestellten Ausführungsform die Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ bestimmt wird, z. B. bei einer Schiebeperiode τ = 1/ (10/b) ist die Impulswiederholungsfrequenz gleich lOmal die Grenzfrequenz. Ändert sich die Schiebeperiode τ, so ändert unter Beibehaltung der Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie und der linearen Phase-Frequenz-Kennlinie auch die Grenzfrequenz.

Ändert man z. B. in der Ausführungsform nach F i g. 1 oder F i g. 4 bei gleichbleibender Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ den Vervielfachungsfaktor des Frequenzvervielfachers 23, so ändert sich die Grenzfrequenz ωο in bezug auf die Impulswiederholungsfrequenz ωρ. Wird der Frequenzvervielfacher 23 einstellbar gemacht und wird der Vervielfachungsfaktor von 1 auf 2 geändert, so ändert sich die Grenzfrequenz des Filters von ¹Ao der Impulswiederholungsfrequenz auf '/s dieser Frequenz.

Nicht nur den übersichtlichen Aufbau der Filteranordnung nach der Erfindung, bei dem beliebige Amplitude-Frequenz-Kennlinien mit linearen Phase-Frequenz-Kennlinien erzielt werden können, sondern auch durch eine besonders einfache Einstellbarkeit

ίο unterscheidet sich die dargestellte Filteranordnung, die sich unter Aufrechterhaltung der Form der Amplitude-Frequenz-Kennlinie und der linearen Phase-Frequenz-Kennlinie an die vorliegende Anwendung anpassen läßt. Die neue Konzeption der Filteranordnung nach der Erfindung bringt mit sich, daß nunmehr für analoge Signale Filter entworfen werden können, die bisher praktisch nicht konstruierbar waren; beispielsweise ein Tiefpaßfilter mit cosinusförmiger Durchlaßkennlinie und linearer Phase-Frequenz-Kennlinie mit einer Grenzfrequenz von einigen Hertz oder einigen Zehnteln eines Hertz.

Wenn berücksichtigt wird, daß mit der Filteranordnung nach der Erfindung beliebige Übertragungskennlinien erhalten werden können und daß nicht nur Tiefpaßfilter, sondern auch Filter anderer Art, z. B. Hochpaßfilter, Sperrfilter, Bandfilter, Kammfilter usw., nach der Erfindung gebaut werden können, so kann unbedingt festgestellt werden, daß durch Anwendung der Maßnahmen nach der Erfindung neue technische Gebiete aufgeschlossen werden.

F i g. 8 zeigt eine Variante einer Anordnung nach der Erfindung, wobei die denen der F i g. 4 entsprechenden Elemente mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind.

Diese Anordnung unterscheidet sich von der in Figur dargestellten Vorrichtung in der Ausbildung des Schieberegisters 8, das hier aus parallelgeschalteten Schieberegisterelementen 42, 43, 44, 45,46,47 besteht, welche die ihnen zugeführten Impulssignale über Zeitintervalle verschieben, die voneinander um die Schiebeperiode τ verschieden sind. Die Elemente 42,43, 44,45,46,47 sind wieder über Wägungswiderstände 28, 29,30,31,32,33,34 mit einer durch einen Widerstand 27 gebildeten Zusammenfügungsvorrichtung verbunden, der über ein Sperrfilter 26 das Ausgangssignal der Vorrichtung entnommen wird. Gegebenenfalls können an die Schieberegisterelemente 42, 43, 44, 45, 46, 47 auch Phasen-Umkehrstufen angeschlossen werden, die hier der guten Übersicht halber weggelassen sind.

so Wie vorstehend erläutert wurde, lassen sich auch hier in gleicher Weise durch passende Bemessung der Wägungswiderstände 28,29,30,31,32,33,34 beliebige

Übertragungskennlinien erzielen.

In der Praxis sind jedoch die in den F i g. 1 und 4 dargestellten Anordnungen zu bevorzugen, da dabei eine erhebliche Einsparung an Einzelteilen erzielt wird. Die Schieberegisterelemente lassen sich einfach herstellen, z. B. wie vorstehend erwähnt durch Anwendung aus Widerständen und Transistoren zusammengesetzter bistabiler Kippschaltungen, die sich besonders gut zum Integraleinbau im Feststoff eignen (»integrated circuit«), so daß das Schieberegister sich in einem Raum von einigen Kubikzentimetern unterbringen läßt. Gegebenenfalls können auch die Dämpfungsnetzwerke in dem Feststoff integriert werden.

Es sei hier bemerkt, daß bei den Anordnungen nach den F i g. 1,4 und 8 die Funktionen der Dekodiervorrichtung 24 und des Filters dadurch kombiniert werden

809 534/3

können, daß die an das Schieberegister 8 angeschlossenen Wägungsnetzwerke passend bemessen werden, wodurch die Dekodiervorrichtung 24 als Sonderteil entbehrlich ist. Das Schieberegister 8 kann außerdem zum Aufbau der Dekodiervorrichtung 6 in dem Deltamodulator 2 benutzt werden, indem die Schieberegisterelemente über einen zweiten Satz von Wägungsnetzwerken mit passend gewählten Übertragungsfaktoren mit einer zweiten Zusammenfügungsvorrichtung verbunden werden, deren Ausgang an den Differenzbildner 3 in dem Deltamodulator 2 angeschlossen wird.

Wie bereits vorstehend erwähnt, vollzieht sich der Filtervorgang der analogen Signale an den impulsförmigen Ausgangssignalen des Analog-Digital-Wandlers, welcher Vorgang vollständig unabhängig von der Impulskode bei der Analog-Digital-Wandlung ist; z. B. statt der Impulskode bei Deltamodulation können auch andere Impulskode angewendet werden.

So wird in den in den Fig.9 und 10 dargestellten Ausführungsformen eine unter dem Namen PCM allgemein bekannte Impulskode verwendet, wobei die aufeinanderfolgenden Amplitudenwerte des zu kodierenden Signals durch Impulsgruppen von z.B. sechs Kodeelementen gekennzeichnet werden, die um einen Gewichtsfaktor 2 voneinander verschieden sind und zur Kennzeichnung der Amplitudenwerte des zu kodierenden Signals an- und abwesend sind. Auf diese Weise lassen sich 2⁶ verschiedene Amplitudenwerte unterscheiden, z.B. eine Impulsgruppe (101101), bei der die Anwesenheit eines Kodeelements durch 1 und die Abwesenheit durch 0 bezeichnet wird, kennzeichnet einen Amplitudenwert:

1.2° + 0.2¹ + 1.2² + 1.2³ + 0.2⁴ + 1.2⁵ = 45.

In der Anordnung nach F i g. 9 werden Abtastwerte des analogen Signals von einer Signalquelle 1 in einer von einem Impulsgenerator 3 gesteuerten Abtastvorrichtung 48 im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz (up gemacht, worauf diese Abtastwerte einer PCM-Kodiervorrichtung 49 zugeführt werden. Das analoge Signal liegt z. B. in dem Frequenzabstand von 300 bis 3400 Hz, und die Impulswiederholungsfrequenz (up des Impulsgenerators 3 ist mindestens zweimal die höchste Frequenz des zu filternden analogen Signals, insbesondere 8 kHz.

Jeder der so erhaltenen Abtastwerte wird in der PCM-Kodierungsvorrichtung 49 in eine für den Amplitudenwert des betreffenden Abtastwertes kennzeichnende Impulsgruppe mit sechs Kodeelementen umgewandelt, wobei die sechs Kodeelemente in einer Impulsgruppe gleichzeitig auftreten, und zwar jedes Kodeelement über der eigenen Ausgangsleitung 50,51, 52,53,54 und 55. Die Figur zeigt nur blockschematisch den Zusammenbau der PCM-Kodiervorrichtung, die eines bekannten Typs sein kann (siehe »Theorie und Technik der Pulsmodulation« von Hölzler und Holzwarth, Springer Verlag 1957, Seite 453). In einer bekannten PCM-Kodiervorrichtung werden die Abtastwerte z. B. durch einen Impulsdauermodulator in eine Reihe dauermodulierter Impulse umgewandelt, die als Gatterimpulse einer Gattervorrichtung mit einem daran angeschlossenen Impulsgenerator zugeführt werden, welcher Gattervorrichtung ein Binärzähler eines zweizähligen Systems folgt, der jeweils die während der Zeitperiode der dauermodulierten Impulse durchgelassenen Impulse des Impulsgenerators zählt, wobei der Stand des Binärzählers in Form einer beschriebenen Impulsgruppe auf die sechs Ausgangsleitungen der PCM-Kodierungsvorrichtung übertragen wird. Zum Erzielen der erwünschten Filterwirkung des analogen Signals ist mit dem Ausgang der PCM-Kodiervorrichtung 49 ein Schieberegister 8 verbunden, das aus sechs Reihen von Schieberegisterelementen 56, 57, 58, 59, 60, 61 besteht, die in Parallelschaltung über Impulsverbreiterer 62, 63, 64, 65, 66, 67 mit sechs Ausgangsleitungen 50,51,52,53,54,55 verbunden sind, wobei der Inhalt der Schieberegisterelemente durch die

ίο Impulse des an die Abtastvorrichtung 48 angeschlossenen Impulsgenerators 3 durchgeschoben wird. Ähnlich wie bei der Anordnung nach F i g. 4 enthält die Anordnung nach Fig.9 außer dem Analog-Digital-Wandler 49 und dem Schieberegister 8 eine Dekodiervorrichtung 68, einstellbare Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 mit der zugehörenden Zusammenfügungsvorrichtung in Form eines Widerstandes 27 und ein Ausgangsfilter 26 und in dieser Ausführungsform ist jede der vertikalen Kolonnen 69, 70,71,72,73,74,75 von Schieberegisterelementen über eine individuelle Dekodiervorrichtung 76,77,78,79,80, 81, 82 mit dem betreffenden, einstellbaren Wägungswiderstand 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 verbunden. In der Figur ist nur die erste vertikale Kolonne 69 mit der zugehörenden Dekodiervorrichtung 76 einzeln dargestellt. Die übrigen vertikalen Kolonnen 70,71,72,73,74, 75 mit den zugehörenden Dekodiervorrichtungen 77, 78,79,80,81,82 sind in gleicher Weise ausgebildet und somit nur blockschematisch dargestellt

Wie dies bei der ersten Kolonne 69 des Schieberegisters 8 dargestellt ist, wird in dieser Ausführungsform die Dekodiervorrichtung 76 durch ein Widerstandsnetzwerk gebildet, das aus einem gemeinsamen Widerstand 83 der Schieberegisterelemente in den Kolonnen und Dekodierwiderständen 84, 85, 86, 87, 88, 89 besteht, deren Übertragungsfaktoren den Gewichtsfaktoren der Kodeelemente in den Impulsgruppen entsprechend gewählt sind, so daß die Übertragungsfaktoren der Widerstände 84,85,86,87,88,89 sich als

2^Ο:2' :2²:2³:2⁴:2⁵

verhalten. Tritt z.B. die vorerwähnte Impulsgruppe (101101) an den Schieberegisterelementen dieser Kolonne 69 auf, so entsteht über dem gemeinsamen Widerstand 83 ein Impuls mit dem Amplitudenwert

12° + 02^l + 12² + 1.2³ + 02* + \2⁵ = 45,

der somit, abgesehen von einem gewissen Quantisierungsrauschen, vollständig dem Amplitudenwert des der PCM-Kodiervorrichtung 49 zugeführten Abtastwertes entspricht

Wird in dieser Weise der Inhalt des Schieberegisters 8 im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz ω_ρ des Impulsgenerators 3 verschoben, so entsteht an den Ausgängen der den verschiedenen Kolonnen 69,70,71, 72,73,74,75 zugehörenden Dekodiervorrichtungen 76, 77,78,79,80,81,82 im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz ein Impuls mit einem dem Abtastwert entsprechenden Amplitudenwert und auf die vorstehend geschilderte Weise wird über Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 die Zusammenfügungsvorrichtung 27 und das Ausgangsfilter 26 das gefilterte analoge Signal erhalten. In gleicher Weise wie vorstehend erwähnt, kann dabei durch passende Wahl der Übertragungsfaktoren C* der Wägungsnetzwerke eine erwünschte Übertragungskennlinie eingestellt werden.

Es sei hier bemerkt, daß die Funktionen der Dekodiervorrichtungen 76,77,78,79,80,81,82 und der Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 zum Erzielen der erwünschten Filterwirkung umgetauscht oder kombiniert werden können, z. B., indem alle Schieberegisterelemente direkt über Wägungsnetzwerke an die Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen werden, wobei der Verlauf der Übertragungsfaktoren der Wägungsnetzwerke derart gewählt wird, daß dieser Verlauf längs jeder Reihe von Schieberegisterelementen der Form der erwünschten Übertragungskennlinie entspricht und längs jeder Kolonne von Schieberegisterelementen dem Gewicht der Elemente in einer Impulsgruppe entspricht.

F i g. 10 zeigt eine Variante der in F i g. 9 dargestellten Anordnung; entsprechende Elemente sind mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Statt einer PCM-Kodiervorrichtung, wobei die Kodeelemente einer Impulsgruppe gleichzeitig an parallelgeschalteten Ausgangsleitungen auftreten, wird in dieser Anordnung eine andere Art PCM-Kodiervorrichtung verwendet, z. B. die in der schweizerischen Patentanmeldung 5360/65 oder in »Archiv der elektrischen Übertragung«, Band 19 (1965), Seiten 453 bis 458: P. Leuthold, »Ein neues Prinzip zur Analog-Digital-Umwandlung« beschriebene Art, wobei die Kodeelemente einer Impulsgruppe mit dem Gewicht 2°, 2¹, 2² usw. in Reihenfolge an einer Ausgangsleitung auftreten. In dieser Ausführungsform werden von der dargestellten PCM-Kodiervorrichtung 90 pro Impulsgruppe sechs Kodeelemente erzeugt.

Die von der PCM-Kodiervorrichtung 90 stammenden Impulsgruppe mit je sechs Kodeelementen werden durch einen Impulsverbreiterer 25 einem Schieberegister 8 mit einer Anzahl in Reihe geschalteter Elemente zugeführt, und der Inhalt des Schieberegisters 8 wird mit einer Schiebeperiode τ gleich einer Periode der Frequenz der Kodeelemente durchgeschoben, welche Schiebeperiode durch Frequenzvervielfachung in einem Frequenzvervielfacher 23 mit einem Faktor 6 erhalten wird. Es werden dabei jeweils 6 Schieberegisterelemente zu einer Gruppe von Elementen zusammengefügt, welche Gruppen in der Figur durch 91,92,93,94,95,96 bezeichnet sind.

An den Enden der aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementegruppen 91, 92, 93, 94, 95, % tritt somit stets das gleiche Kodeelement der aufeinanderfolgenden Impulsgruppen auf, und die entsprechenden Kodeelemente werden einerseits in dem Schieberegister 8 im Rhythmus des Auftretens der Kodeelemente durchgeschoben und andererseits über die Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31,32,33, 34 der Zusammenfügungsvorrichtung 27 zugeführt, die an eine Dekodiervorrichtung 97 mit einem Ausgangsfilter angeschlossen ist. Die Dekodiervorrichtung 97 wird hier durch die bekannte »Shannon Dekodiervorrichtung« gebildet (siehe »Theorie und Technik der Pulsmodulation« von Hölzler und Holzwarth, Springer Verlag 1957, Seite 461), die aus einem Netzwerk 98 besteht, das durch die Parallelschaltung eines Kondensators und eines Widerstands mit passend gewählter Zeitkonstante gebildet wird. Diesem Netzwerk 98 geht voran und folgt eine Abtastvorrichtung 99 bzw. 100, die durch die Impulse des Frequenzvervielfachers 23 bzw. durch die Impulse des Impulsgenerators 3 freigegeben werden. Die dem Ausgang der Abtastvorrichtung 100 entnommenen Abtastwerte liefern über das Ausgangsfilter 26 das erwünschte analoge Ausgangssignal.

Diese Anordnung ist ähnlich der Anordnung nach F i g. 4 ausgeführt. Ähnlich wie in F i g. 4 enthält sie in Reihenfolge einen Analog-Digital-Wandler 90, ein Schieberegister 8, Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32,33,34 mit der zugehörenden Zusammenfügungsvorrichtung 27, eine Dekodiervorrichtung 97 und ein Ausgangsfilter 26. Wie bei der vorhergehenden Anordnung wird hier durch passende Wahl der Wägungswiderstände 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 die erwünschte Filterkennlinie erzielt, und das entsprechend dieser Kennlinie gefilterte analoge Signal wird dem Ausgangsfilter 26 entnommen.

Es sei hier noch bemerkt, daß es bei der Anordnung nach der Erfindung nicht stets notwendig ist, eine lineare Phase-Frequenz-Kennlinie zu erzielen. Unter bestimmten Bedingungen kann es sogar erwünscht sein, einen bestimmten Phasenverlauf einzuführen. Die Anordnung kann z.B. als breitbandiges Phasendrehungsfilter ausgeführt werden, um den Phasenverlauf eines bestimmten Kreises zu der erwünschten Form zu korrigieren.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

UtI Patentansprüche:

1. Anordnung zur Filterung von analogen, einer gesonderten Signalquelle entnommenen Signalen entsprechend einer vorbestimmten Filterkennlinie mit mindestens einem Durchlaßbereich zur Selektion eines Teils des Frequenzspektrums des analogen Signals und mit mindestens einem Sperrbereich zur Unterdrückung des anderen Teils dieses Frequenzspektrums, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung gebildet ist aus

— einem mit der gesonderten Signalquelle verbundenen Analog-Digital-Wandler zur Umwandlung des analogen Signals in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe,

— einem dem Analog-Digital-Wandler nachgeschalteten Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelementen, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister angeschlossenen Steuergenerator mit einer Schiebeperiode durchgeschoben wird, die kleiner ist als die halbe Periode der höchsten Frequenz in dem analogen Signal, von welchen Schieberegisterelementen die Ausgänge über gesonderte Wägungsnetzwerke mit dem Ausgang der Filteranordnung gekoppelt sind,

— mindestens einer Dekodiervorrichtung, die bei direktem Anschluß an den Ausgang des Analog-Digital-Wandlers das ursprüngliche analoge Signal ergibt, und der durch Schieberegisterelemente, Wägungsnetzwerke und Zusammenfügungsvorrichtung gebildete Teil der Filteranordnuhg zur Filterung der Impulse in der von dem Analog-Digital-Wandler herrührenden Impulsreihe entsprechend einer Filterkennlinie eingerichtet ist, die mit der vorbestimmten Filterkennlinie für das analoge Signal identisch ist.

2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuergenerator des Schieberegisters außerdem an den Analog-Digital-Wandler angeschlossen ist.

3. Filteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Dekodiervorrichtung an den Ausgang der Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen ist.

4. Filteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit den Wägungsnetzwerken Dekodiervorrichtungen vorgesehen sind, welche Reihenschaltungen einerseits mit den Schieberegisterelementen und andererseits mit der Zusammenfügungsvorrichtung verbunden sind.

5. Filteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der durch Schieberegisterelemente, Wägungsnetzwerke und Zusammenfügungsvorrichtung gebildete Teil der Filteranordnung zugleich als Dekodiervorrichtung ausgebildet ist

6. Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Analog-Digital-Wandler durch einen Deltamodulator mit einem Impulskodemodulator und einem daran angeschlossenen Impulsgenerator gebildet wird und der Ausgang des Deltamodulators durch eine Dekodiervorrichtung mit einem Differenzbildner am Eingang des Deltamodulators verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Impulskodemodulator angeschlossene Impulsgenerator außerdem den Steuergenerator des Schieberegisters bildet und die mit dem Differenzbildner verbundene Dekodiervorrichtung einen an die Schieberegisterelemente angeschlossenen zweiten Satz von Wägungsnetzwerken besitzt, die mit einer zweiten Zusammenfügungsvorrichtung verbunden sind, deren Ausgang mit dem Differenzbildner verbunden ist

7. Filteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Analog-Digital-Wandler durch eine PCM-Kodiervorrichtung zum Erzeugen von Impulsgruppen gebildet wird, deren Kodeelemente mit verschiedenem Gewicht in Reihenfolge an einem Ausgang der PCM-Kodiervorrichtung auftreten, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils eine der Anzahl von Kodeelementen pro Impulsgruppe entsprechende Anzahl von Schieberegisterelementen zu einer Gruppe von Schieberegisterelementen vereinigt ist, von welcher Gruppe von Schieberegisterelementen die Enden über Wägungsnetzwerke an die Zusammenfügungsvorrichtung angeschlossen sind und der Inhalt der Schieberegisterelemente mit einer Schiebeperiode durchgeschoben wird, die gleich dem Zeitintervall zwischen zwei Kodeelementen ist

8. Filteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Analog-Digital-Wandler durch eine PCM-Kodiervorrichtung zum Erzeugen von Impulsgruppen gebildet wird, deren Kodeelemente mit verschiedenem Gewicht in Parallelschaltung gleichzeitig ihren eigenen Ausgangsleitungen der PCM-Kodiervorrichtung zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß an jede der parallelgeschalteten Ausgangsleitungen der PCM-Kodiervorrichtung eine Reihe von Schieberegisterelementen angeschlossen ist und jeweils eine Kolonne entsprechender Schieberegisterelemente in den parallelgeschalteten Reihen von Schieberegisterelementen mit der Reihenschaltung einer Dekodiervorrichtung und eines Wägungsnetzwerks verbunden ist

9. Filteranordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schieberegisterelemente in einer Kolonne an einen gemeinsamen Widerstand angeschlossen sind über Dekodierwiderstände, deren Übertragungsfaktoren dem Gewicht der Kodeelemente in den betreffenden Reihen von Schieberegisterelementen entsprechen, und die gemeinsamen Widerstände über Wägungswiderstände mit einer Zusammenfügungsvorrichtung in Form eines Widerstandes verbunden sind.

10. Filteranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schieberegisterelemente über Dekodierwiderstände, die außerdem als Wägungswiderstände ausgebildet sind, an einen gemeinsamen, als Zusammenfügungsvorrichtung wirksamen Widerstand angeschlossen sind.