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Gleichstromverstärker Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen
Zweirichtungsgleichstromverstärker, d. h. einen Verstärker, dessen Ausgangsstrom
den in beiden Richtungen möglichen Eingangsstrom verstärkt und vorzeichengetreu
wiedergibt.
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Gleichstromverstärker mit diesen Eigenschaften sind grundsätzlich
bekannt. Es gibt Zweirichtungsgleichstromverstärker, die aus magnetischen Verstärkerelementen
aufgebaut sind. Sie bestehen in der Zusammenschaltung mehrerer magnetischer Teilverstärker,
von denen jeder für die volle Ausgangsleistung ausgelegt sein muß. Diese magnetischen
Zweirichtungsgleichstromverstärker sind daher sehr aufwendig und haben außerdem
nur einen geringen Wirkungsgrad. Es sind auch Röhrenverstärker mit der eingangs
genannten Eigenschaft bekannt, die jedoch unter einer mangelnden Nullpunktkonstanz
leiden. Um die Nullpunktkonstanz dieser Verstärker zu erhöhen, werden Anordnungen
verwendet, durch die der Gleichstrom zunächst mittels induktivitätsgesteuerter,
sättigbarer Drosseln in zwei Wechselspannungen umgeformt wird, die dann gleichgerichtet
werden und deren Differenz zur Aussteuerung des normalen Gleichstromverstärkers
dient.
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Der Erfindung liegt die allgemeine Aufgabe zugrunde, einen Zweirichtungsgleichstromverstärker
mit möglichst einfachen Mitteln zu schaffen, der gleichzeitig eine hohe Verstärkung
und eine hohe Nullpunktkonstanz aufweist.
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Es sind nun Einrichtungsgleichstromverstärker bekannt, die nach dem
Prinzip pulsmodulierter Transistoren, die von vorgeschalteten Transduktorelementen
gesteuert werden, aufgebaut sind. Die Schaltung eines solchen bekannten Verstärkers
ist in Fig. 1 dargestellt. Der Verstärker enthält zwei Transduktorelemente
A, B,
von denen jedes aus einer Arbeitswicklung 1 bzw. 2, dem vorgeschalteten
Sättigungsventil ? bzw. 8 sowie der Steuerwicklung 3 bzw. 4 besteht. An die
Klemmen 10 und 11 werden die Arbeitswechselspannungen beider Transduktorelemente
angeschlossen. Sie sind in bezug auf die Durchlaßrichtung ihres zugehörigen Transduktorelementes
gegenphasig gepolt, d. h., die Transduktorelemente erreichen ihren Sättigungszustand
nicht zur gleichen Zeit, sondern in einem Zeitabstand von einer halben Periode der
speisenden Wechselspannungen. Im Arbeitskreis des Transduktorelementes A liegt die
Emitter-Basis-Strecke des Transistors 19, und im Arbeitskreis des Transduktorelementes
B liegt die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 20. Wenn die Transduktotelemente
in die Sättigung gelangen, werden die im Schaltbetrieb arbeitenden Transistoren
stromdurchlässig geschaltet, und es fließt über ihre Emitter-Kollektor-Strecke ein
von der Arbeitsstromquelle 21 getriebener, die Bürde29 durchfließender Ausgangsstrom
ia. Durch eine nicht eingezeichnete zusätzliche Steuerwicklung der Transduktorelemente,
wird bei fehlendem Eingangsstrom 1e der Arbeitspunkt der Transduktorelemente in
gewünschter Weise festgelegt. Der Eingangsstrom ie wirkt auf den Magnetisierungszustand
beider Transduktorelemente im gleichen Sinne, so daß mit wachsendem Eingangsstrom
i, die Zeitspanne, in der sich die Transduktorelemente in der Sättigung befinden,
größer wird. Im gleichen Maße wächst die Zeitspanne, in der die Transistoren stromdurchlässig
geschaltet sind.
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Um zu verhindern, daß durch die Magnetisierungsströme der Transduktorelemente
die Sperrung der Transistoren aufgehoben wird, sind in der bekannten Schaltung nach
Fig. 1 parallel zu den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren vorgestromte Dioden
12 und 13 geschaltet. Der Vorstrom wird von einer Vorstromquelle 14, der
ein Vorwiderstand 15 vorgeschaltet ist, geliefert. Da durch diese Vorstromung,
wie Fig. 1 zeigt, die Basiselektroden beider Transistoren auf gleichem Potential
liegen, ist zu jeder Zeit die Spannung zwischen Emitter- und Basiselektrode für
beide Transistoren gleich groß, beide Transistoren arbeiten daher im Parallelbetrieb.
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Zur Lösung der ihr zugrunde liegenden eingangs genannten Aufgabe,
schlägt die vorliegende Erfindung nun vor, das für Einrichtungsverstärker bekannte
Prinzip pulsmodulierter Transistoren, die von vorgeschalteten Transduktorelementen
gesteuert werden, auf Zweirichtungsgleichstromverstärker zu übertragen.
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Als Ausführungsform dieses allgemeinen Erfindungsgedankens schlägt
die Erfindung einen Zweirichtungs-2eichstromverstärker vor, bei dem die Emitterelektroden
zweier Transistoren an den Pluspol einer
Arbeitsstromquelle in an
sich bekannter Weise angeschlossen sind, die Kollektorelektroden einerseits über
eine Bürde miteinander verbunden sind und andererseits über je eine mit ihrer Durchlaßrichtung
zum Kollektor weisende, von einer gemeinsamen Vorstromquelle vorgestromte Diode
an den Minuspol der Arbeitsstromquelle angeschlossen sind und bei der zwei mit ihrem
Arbeitsstrom die Emitter-Basis-Strecken der Transistoren in an sich bekannter Weise
steuernde Transduktorelemente in entgegengesetztem Sinn vom Eingangsstrom vormagnetisiert
werden.
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Dieser Verstärker nach der Erfindung ist durch einen hohen Verstärkungsgrad
und durch eine hohe Konstanz des Nullpunktes gekennzeichnet. Durch die spannungssteuernden
Transduktorelemente werden in eindeutiger und scharfer Weise die Transistoren ein-und
ausgeschaltet. Die Kombination von Transduktorelementen und Transistoren hat den
Vorteil, daß die Transduktorelemente nur für verhältnismäßig kleine Leistungen ausgelegt
zu werden brauchen. Ihre Abmessungen sind also entsprechend klein. Sie haben nur
geringe Steuerleistung für die Transistoren zu liefern.
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Fig.2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Zweirichtungsgleichstromverstärkers
nach der Erfindung. In Fig.2 werden für die Schaltungselemente, die bereits in der
Schaltung nach Fig. 1 vorhanden sind, die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet.
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Die beiden Transduktorelemente A und B bestehen aus
den Arbeitswicklungen 1 und 2, den vorgeschalteten Sättigungsventilen 7 und 8, den
den Eingangsstrom ie führenden Steuerwicklungen 3 und 4 sowie den Steuerwicklungen
5 und 6, "über die der Ausgangsstrom 1a in gegenkoppelndem Sinne rückgeführt wird.
Im Gegensatz zur bekannten Schaltung nach Fig. 1 sind die den Eingangsstrom i, führenden
Steuerwicklungen 3 und 4 gegensinnig gepolt, d. h., durch ihre Durchflutung wird
der Sättigungszustand des einen Transduktorelementes vergrößert und der des anderen
Transduktorelementes verkleinert. An den Klemmen 10 und 11 liegen die Arbeitswechselspannungen
ulo und u, der Transduktorelemente. Sie sind im Gegensatz zur bekannten Schaltung
vorzugsweise gleichsinnig in bezug auf die Durchlaßrichtung ihrer zugehörigen Transduktorelemente
gepolt. Im Arbeitskreis der Transduktorelemente liegen die Emitter-Basis-Strecken
der Transistoren 19 und 20. Zur Fernhaltung des Magnetisierungsstromes der Transduktorelemente
von den Emitter-Basis-Strecken der Transistoren liegt zu jeder Emitter-Basis-Strecke
eine Diode 12 bzw. 13 parallel. Jede dieser Dioden wird über einen Widerstand 15
bzw. 16 und eine der Glättung dienende Induktivität 17 bzw. 18 von der gemeinsamen
Vorstromquelle 14 vorgestromt. Die Basiselektroden beider Transistoren liegen
daher nicht mehr wie bei der bekannten Schaltung auf gleichem Potential. Die Kollektorelektroden
beider Transistoren sind über eine der Glättung des Ausgangsstromes dienenden Induktivität
30, die Bürde 29 und die Transduktorwicklungen 5 und 6 miteinander verbunden. Die
Emitter beider Transistoren liegen am Pluspol der Arbeitsstromquelle 21. Zwischen
den Kollektoren beider Transistoren und dem Minuspol der Arbeitsstromquelle 21 liegt
je eine mit ihrer Durchlaßrichtung zum Kollektor weisende Diode 22 bzw. 23. Beide
Dioden werden über Vorwiderstände 25 bzw. 26 und Glättungsinduktivitäten 27 und
28 von einer gemeinsamen Vorstromquelle 24 vorgestromt. Zur Erläuterung der Wirkungsweise
der Schaltung nach Fig.2 wird zunächst angenommen, daß der Eingangsstrom i, Null
sei und daß die Arbeitswechselspannungen ulo und u1,, der Transduktorelemente in
bezug auf die Durchlaßrichtung ihrer zugehörigen Transduktorelemente gleichphasig
gepolt seien. Durch eine nicht eingezeichnete Wicklung werden die Transduktorelemente
derart vormagnetisiert, daß ihre Kerne nach Aufnahme der Spannungszeitfläche einer
halben Halbwelle der speisenden Wechselspannung in die Sättigung gelangen. In Fig.3a
sind die beiden Speisewechselspannungen ulo und u, aufgetragen. Beide Transduktorelemente
befinden sich also in der Zeit von t1 bis t2 in der Sättigung, d. h., beide Trantistoren
sind während dieser Zeit stromdurchlässig geschaltet.
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Solange beide Transistoren gesperrt sind, fließt über die Dioden 22
und 23 ein Vorstrom, dessen Größe durch die Spannung der Vorstromquelle
24 und die Größe des Widerstandes 25 bzw. 26 festgelegt ist. Durch den Arbeitsstrom
der Transduktorelemente werden die Transistoren derart stromdurchlässig geschaltet,
daß ihr Arbeitspunkt auf dem steilen Ast der Kollektorstrom-Kollektorspannungskennlinie
liegt. Im stromdurchlässigen Zustand können die Transistoren 19 und 20 daher als
geschlossene Schalter ohne nennenswerten Übergangswiderstand aufgefaßt werden. Werden
also beide Transistoren gleichzeitig geschaltet, dann liegt an beiden Kollektoren
gleichzeitig der Pluspol der Arbeitsstromquelle 21. Der Vorstrom über die Dioden
wird zu Null, und über die Transistoren fließt ein Strom, der durch die Größe des
Widerstandes 25 bzw. 26 und die Größe der Summenspannung der beiden Stromquellen
21 und 24 bestimmt wird. Ein Strom über die Bürde 29 fließt nicht (Fig. 3 b). In
der negativen Halbwelle der Speisewechselspannungen % und u, bleiben beide Transistoren
gesperrt.
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Fließt nun ein Eingangsstrom 1e in der in Fig. 2 eingetragenen Richtung,
dann wird die Vormagnetisierung des Transduktorelementes A vergrößert und die des
Transduktorelementes B verringert. Das Transduktorelement A befindet sich dann in
der Zeit von t5 bis t7 in der Sättigung (Fig. 4a). Das Transduktorelement
B befindet sich in der Zeit von t6 bis t7 in der Sättigung. In der Zeit von
t5 bis t6 ist also nur der Transistor 19 stromdurchlässig geschaltet. Es ergibt
sich dann folgende Stromverteilung: Der Vorstrom über die Diode 22 wird zu Null.
Über die Bürde fließt ein Strom, der durch die Spannung der Vorstromquelle 21 und
den Bürdenwiderstand 29 bestimmt ist. Dieser Strom fließt vom Pluspol der Vorstromquelle
21
über den Transistor 19, die Induktivität 30, die Bürde 29, die Rückkopplungswicklungen
5 und 6 und über das vorgestromte Ventil 23 zurück zur Stromquelle 21. Die
Anordnung arbeitet also nur so lange in gewünschter Weise, wie der Vorstrom über
das Ventil 23 größer als der Ausgangsstrom i" ist. Neben dem Ausgangsstrom fließt
während der Zeit von t, bis t, auch noch der Strom, der auch bei gleichzeitiger
Stromdurchlässigkeit beider Transistoren fließt, und der durch die Größe des Widerstandes
25 und die Größe der Summenspannung der beiden Stromquellen 21 und 24 bestimmt ist.
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In Fig.4b ist der Ausgangsstrom für den angenommenen Eingangsstrom
dargestellt. Bei dieser Darstellung ist die Wirkung der Glättungsinduktivität 30
außer Betracht gelassen. Der Ausgangsstrom
fließt also nur so lange,
wie der Transistor 19 allein stromdurchlässig geschaltet ist.
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In der Zeit von to bis t7 (Fig. 4a) sind wieder beide Transistoren
stromdurchlässig geschaltet, und ein Ausgangsstrom tritt nicht auf. Fließt der Eingangsstrom
entgegen der in Fig. 2 eingezeichneten Richtung, dann ändert auch der Ausgangsstrom
nach Fig. 4b sein Vorzeichen.
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Durch die Induktivität 30 wird eine Glättung des intermittierenden
Ausgangsstromes erreicht und durch die Induktivitäten 27 und 28 eine Glättung des
in seiner Größe schwankenden Vorstromes.
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Wenn die Arbeitswechselspannungen ulo und u11 in bezug auf die Durchlaßrichtung
der zugehörigen Transduktorelemente gegenphasig zueinander gepolt sind, ei hält
man für den Fall 1e = Null den in Fig. 3c dargestellten Ausgangsstrom und für den
Fall, daß der Eingangsstrom in der in Fig.2 eingezeichneten Richtung fließt, den
in Fig. 4c dargestellten Ausgangsstrom. Im ersten Falle ist der Transistor 19 während
der Zeit von t1 bis t2 und der Transistor 20 während der Zeit t3 bis t4 (Fig. 3a)
stromdurchlässig geschaltet. Im zweiten Falle ist der Transistor 19 während der
Zeit von t, bis t, und der Transistor 20 in der Zeit von t$ bis t» (Fig.4a) stromdurchlässig
geschaltet. Man erkennt, daß der Mittelwert des Ausgangsstromes von der gegenseitigen
Polung derArbeitswechselspannungen ulo und u, unabhängig ist, daß jedoch bei einer
gegenphasigen Polung die Welligkeit des Ausgangsstromes bedeutend größer ist.
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Durch eine im gegenkoppelnden Sinne wirkende Rückführung des Ausgangsstromes
auf die Transduktorelemente über die Steuerwicklungen 5 und 6 wird eine Linearisierung
der Kennlinie des gesamten Verstärkers erreicht.
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Zur potentialfreien Summierung mehrerer Eingangsgrößen können die
Transduktorelemente A und B
mit mehreren zusätzlichen Steuerwicklungen
versehen werden.
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Der Verstärker nach der Erfindung erreicht bei Vollaussteuerung einen
Wirkungsgrad, der nur wenig unter 50 o/o liegt. den Minuspol der Arbeitsstromquelle
(21) angeschlossen sind und daß zwei mit ihrem Arbeitsstrom die Enitter-Basis-Strecken
der Transistoren in an sich bekannter Weise steuernde Transduktorelemente
(A, B) im entgegengesetzten Sinn vom Eingangsstrom (ie) vormagnetisiert werden.
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2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen
den Kollektoren der Transistoren (19 und 20) und dem Minuspol der gemeinsamen Vorstromquelle
(24) je ein Widerstand (25 bzw. 26) zur Festlegung der Größe des Vorstromes und
eine Induktivität (27 bzw. 28) zur Glättung des Vorstromes geschaltet sind.
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3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den
Ausgangskreis eine Induktivität (30) zur Glättung des Ausgangsstromes geschaltet
ist.
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4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Arbeitswechselspannungen
(10,11) der Transduktorelemente (A, B) in bezug auf die Durchlaßrichtungen
der Transduktorelemente vorzugsweise gleichphasig gepolt sind.
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5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Fernhaltung
der Magnetisierungsströme der Transduktorelemente (A, B)
von den Emitter-Basis-Strecken
der Transistoren (19, 20) zu jeder Emitter-Basis-Strecke eine mit ihrer Durchlaßrichtung
zum Emitter weisende Diode (12, 13) parallel geschaltet ist und daß jede Diode über
je einen vorgeschalteten Widerstand (15 bzw. 16) und eine vorgeschaltete
Induktivität (17 bzw. 18) von einer gemeinsamen Vorstromquelle (14) vorgestromt
wird.
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6. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Linearisierung
der Kennlinie des Verstärkers der Ausgangsstrom (ia) über zusätzliche Wicklungen
(5, 6) der Transduktorelemente (A, B)
im gegenkoppelnden Sinne rückgeführt
wird.
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7. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß zur potentialfreien
Summierung mehrerer Eingangsgrößen die Transduktorelemente mit mehreren Steuerwicklungen
versehen sind.