CN85106848A - 变换器驱动式感应电动机的控制方法 - Google Patents

Abstract

一个由电压型变换器驱动的感应电动机，通过检测流过感应电动机的初级电流来测定转矩电流分量。根据该测定的转矩电流分量来控制电压型变换器的输出电压和频率。此外，根据该测定的转矩电流分量来估算感应电动机的转速。感应电动机的转速是这样来控制的：即，使估算速度信号与速度指令信号相一致。

Description

本发明涉及感应电动机的一种控制方法，用此法电动机的初级电流被转化成转矩电流分量和励磁电流分量，它们可分别独立地加以控制，从而控制感应电动机的转速。

关于感应电动机的控制，矢量控制法至今已是共知的了，就这种方法来讲，电动机的初级电流被转化成可以分别独立地被控制的转矩分量和激磁分量。采用矢量控制法，感应电动机的速度控制可以象在直流电动机控制情况一样以高速响应来实现。

作为感应电动机的矢量控制法，一般地可分为磁通量探测型矢量控制法和转差频率控制型矢量控制法（SliP    frequeucy    Coutrol），前一种控制法已被公开，例如已在美国专利№    3824    437（对应西德已公开专利（DOS）№1941312）中作了公开，后一种有代表性的方法公开在日本专利公开公报№11125/1976中，就磁通量探测型矢量控制法而论，在感应电动机中必须装有磁通量探测器，因此，这种类型的控制方法，不能用于为通用目的所设计的感应电动机中。在这种情况下，近几年，对转差频率控制型矢量控制法不仅已引起了人们注意，而且如今已用于实际应用中。

用于感应电动机的转差频率控制型矢量控制法是基于依靠电动机的转速来控制变换器单元的输出频率。因此，需用信号导线或电缆在速度探测器和变换器单元之间互接，并传输速度探测器（或角位置探测器）的输出。作为应用于现有的感应电动机的这类矢量控制法，存在系统结构复杂，控制过程中易出故障等缺点。

为了克服上述缺点，已经提出了一种用于感应电动机的所谓无速度传感器矢量控制系统。在这种系统中，不采用速度探测器或敏感元件，而且电动机电流（初级电流）和频率是根据电动机的磁通量来控制的，而磁通量是从测得的电动机的端电压通过计算来确定的-正如玛丽安（MarianP）等人在IEEE（1983）上发表的题为“对电流变换器驱动型感应电动机的一个简单的控制系统”文章中所述。

然而，就上面引证的资料中所述的速度传感器矢量控制系统而言，仍遗留一些尚待解决的问题，例如用于探测电动机电压的隔离变压器的铁芯磁饱和现象，用于计算确定磁通量和其它的积分器的漂移等问题，特别是在低频运行状态下，要使磁通量的计算达到满意的精度是困难的甚至是不可能的，因此更不能保证稳定的运行。

本发明的目的是提供感应电动机的一种控制方法，这种方法在不用探测器（如速度，电压探测器以及诸如此类的探测器）的情况下而能改善对感应电动机转速的控制精度。

本发明的另一个目的是提供感应电动机的一种控制方法，在由电压型变换器驱动的感应电动机中，该方法可以防止由于内部电压下降而引起控制特性的下降，并可抑制转矩出现波动，从而保证了对感应电动机的高精度控制。

鉴于上述和其他目的（通过下面的说明将会变得更明白），按照本发明的一般特点，提出：变换器的输出电压和频率是根据由变换器驱动的感应电动机初级电流分量来控制的，该分量在相位上与变换器输出电压的基准相位相同，感应电动机的转速或频率被控制到与频率指令相一致，而该指令是依次地由前述的电流分量决定的。

根据本发明的另一个目标，变换器线路的电压降是通过对变换器输出电流检测信号的计算确定的，而输出电压指令又是根据计算所确定的结果经校正了的。

现对附图作简要说明：

图1的电路图表示根据本发明实施例的一个脉冲宽度调制（以下简称PWM）变换器系统控制线路的结构。

图2a是表明一个感应电动机的一般等效线路图。

图2b是表明消除了初级泄漏电抗的感应电动机等效线路图。

图3是为说明控制操作中转差频率和电流之间关系的特性曲线图。

图4表示了为说明PWM变换器工作的信号波形图。

图5是一个简略的电路图，表示根据本发明测量变换器内部电压降的方法的基本工作原理。

图6是特性曲线图，表示变换器内部电压降和函数发生器予置指令值之间的关系。

图7、8、9、10和11均是电路图，分别表示根据本发明另一个实施例的控制电路的结构。

图12和13是流程图，表示图11所示的控制线路所执行的程序。

现参照附图对根据本发明的感应电动机控制方法的最佳实施例进行详细说明。

图1显示了根据本发明一个实施例，作为感应电动机的PWM（脉冲宽度调制）型控制系统。

首先，对本发明所针对的所谓无速度传感器型（即没有速度传感器）矢量控制装置的基本结构加以说明。

参照图1，标号1表示一个把直流电压变换成一个频率可变的交流电压的PWM变换器，变换器1由内部接成格里茨（多相整流）接法的自熄灭元件组成，每个自熄元件有与此反向并联连接的一个反馈二极管，象晶体管或栅极关断型（GTO）可控硅整流器这类固态开关元件可以作为自熄灭元件。感应电动机2被连接在变换器1的U，V和W相的交流输出端。感应电动机2的U，V和W相的初级电流iu，iv，iw分别由电流检测器3u，3v和3w检测。

标号6表示用来产生一个速度指令信号Wr＊的速度指令线路，该信号被送到加法器7并与一个来自加法器39的估算速度信号

进行比较，结果，信号

＊和Wr之间的差值从加法器7输出。根据该差值信号，速度差值放大器9为电动机电流中转矩电流分量iq输出一个指令信号iq＊（在下文中说明）。指令信号iq＊被加到加法器11和系数乘法器29。加法器11决定指令信号iq＊和通过座标变换器32（在下面将更详细说明）取出的转矩分量信号iq之间的差值，从加法器11输出的差值信号被送到电流差值放大器35，该放大器依次产生对应于差值信号的频率控制信号△ω作为输出信号。信号△ω被加到加法器36，在加法器中，信号△ω与来自第一个指令延时电路37的输出信号ωr＊＊相加（第一个指令信号ωr＊＊相对于速度指令信号ωr＊有一个时间延迟），从而，由加法器36产生一个频率指示指令信号ω1＊。

振荡器12产生一个恒幅的正弦信号，信号的频率与上述的速度指令信号ωi^＊成比例（该信号用作变换器输出电压的相位基准信号）。振荡器12输出的正弦信号被分别送到座标变换线路17、18和32。

电流检测信号iu，iv和iw被送到三相/二相变换线路31，由此，三相信号iu，iv和iw被变换成二相信号ia和iβ信号iα和iβ被送到座标变换线路32。线路32根据来自振荡器12的正弦信号分别把iα和iβ变换成。相位相同的分量信号iq。

信号iq被加到前述的加法器11和函数发生器38，该发生器根据输入信号iq产生一个转差频率信号

的估算值，该估算的转差频率信号

被加到加法器39，以便从前述的频率指令信号ω1＊中减去该值

，结果从加法器39输出的感应电动机2的转速估算值ωr，随即被送到上述的加法器7。

标号13表示一个励磁电流指令线路，该线路产生一个电动机励磁电流指令Id＊作为其输出，该信号被送到用于决定感应电动势的计算单元14（也叫EMF计算单元）及系数乘法器40，乘法器的功能是将输入信号id＊乘以因数K以输出一个K。id＊信号，该信号依次送到加法器28。

系数线路27用于将转矩电流指令信号iq＊和系数K相乘，以产生输出信号K·iq＊，然后将该输出信号送到加法器30以便同EMF计算单元14的输出信号Vq＊相加，结果一个修改了的电压指令信号Vq＊＊被随即送到加法器15，下面将说明，信号△Vd＊和△Vq＊分别被送到加法器15和28。但这里要说明的是来自加法器28的输出信号Vd＊＊＊和加法器15的输出信号Vq＊＊＊被加到座标变换线路18的输入，该线路根据振荡器12产生的正弦信号把旋转磁场座标系统（即磁通量定位参考系统）的量变换到定子座标系统（即定子座标参考系统），结果从座标变换线路18的输出产生在定子座标系统中的二相交流信号Vα＊和Vβ＊。其后信号Vα＊和Vβ＊被送到二相/三相变换器19，结果由相数变换器19产生电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊，这些信号的频率与频率指令信号ωI＊成比例，而且相互间的相位差为120°，信号Vu＊，Vv＊和Vw＊被加到开关线路20。

开关线路20的输出信号分别被加到比较器24u，24v和24w，与作为脉冲宽度调制的载频信号相比较，（载频信号是由振荡器25送来的），从而，分别产生脉冲宽度调制即PWM脉冲信号，该脉冲信号用于打开和关闭PWM变换器1的有关的开关部件。门电路26分别响应于比较器24u，24v和24w产生的输出脉冲信号响PWM变换器1的开关部件提供一个门信号。至此所说明的电路结构是关于不采用速度传感器的矢量控制。

下面将对电压型变换器1中出现的电压下降起补偿作用的线路组成部分加以说明。

函数发生器4U，4V和4W，根据电流检测器3U，3V和3W输出信号的幅度和极性，产生信号△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊，这些信号比例于变换器、电动机绕组及导线中的电压降。信号△Vu＊，△Vu＊和△Vw＊加到三相/二相变换器16，被变换成二相信号△Vα＊和△Vβ＊，该二相信号又被送到座标变换线路17，在这里，根据振荡器12产生的正弦信号，把信号△Vα＊和Vβ＊变换成分量信号△Vd＊和△Vq＊，并分别滞后90⁰，而与感应电动势同相。从线路17输出的信号△Vq＊被加到加法器15并与来自加法器30的信号Vq＊＊相加，从而通过加法器15产生一个修改的电压指令信号Vq＊＊＊。另一方面，座标变换线路17的另一路输出信号△Vd＊被加到加法器28，以便同信号K·id＊相加而产生一个电压指令信号Vd＊＊＊。上述的线路结构用以补偿变换器1中的电压降。

现在，针对构成本发明基本概念的变换器控制系统原理加以说明。图2a显示了一个感应电动机一般的等效线路，由于能任意地选择α，故适当地选择α值，可使初级泄漏电抗达到零。从而产生了图2b所示的等效电路，现谈谈该等效电路。

α＝Xl/Xm    ……（1）

X′m＝Xl＝Xm+Xl    ……（2）

X₂ ^′= ((Xm+Xl)(X₁+X₂))/(Xm) ……（3）

其中：

Xm-励磁电抗

X₁-初级电抗

X_m′-励磁电抗（等效变换之后）

X₂′-次级电抗（等效变换之后）

在这种情况下，励磁电流I′₀，初级电流I₁和转矩T的关系由下式给定。

$V_1\mathrm{=E}{}^{\prime }{}_1\mathrm{+R}{}_1\mathrm{(1+}\frac{{\mathrm{jsx\; \prime }}_m}{R^{\prime }{}_2{\mathrm{+jsx}}^{\prime }{}_2}{\mathrm{)I}}^{\prime }{}_{\mathrm{10}}\mathrm{\dots \dots (6)}$

E^′ ₁＝jx_mI₀……（7）

式中：

j-虚数

S-偏移量

R^′ ₂-次级电抗（等效变换后的）

ω₁-初级角频率

R₁-初级电抗

P-极对数

假定励磁电流I^′ ₀是不变的，电动机常量是不可变的，初级电流I₁和转矩T仅仅是转差角频率ωs的函数，因此转差角频率ωs和初级电流I₁能作为转矩T的函数而被确切地确定。这意味着转矩T和初级电流I₁可以根据转差角频率ωs来控制。

另一方面，励磁电流I^′ ₀的恒定状态，可以通过控制电压幅度｜E^′ ₁｜使其与角频率ω₁成比例来达到。这也可以这样来实现：即，在确定初级电压V^′ ₁时，把由于初级阻抗引起的电压降R₁i₁考虑进去，这同样可以在表达式（6）中看到。

根据上面已阐明的关系，现说明图1所示的变换器控制装置的控制操作，为了简化说明，首先假定信号△Vd＊和△Vq＊分别为零。

首先，说明要保持励磁电流｜I^′ ₀｜恒定的操作。振荡器12产生一个正弦信号（为感应电动势提供一个相位基准），其频率与频率指令信号ω₁＊成比例。在电压指令计算器42中（其线路结构示于图1的虚线框中），频率指令ω₁＊与前述的正弦信号相乘以产生一个电动势指令e₁＊，该电动势指令的幅度和频率与频率指令ω₁＊成比例。此外，由于初级阻抗而产生的电压降Ri·i₁是从检测到的电流信号i₁（iu，iv，iw）得来的，并加到电动势指令e₁＊中，从而产生三相正弦信号形式的初级电压指令V₁＊（Vu＊，Vv＊，Vw＊）。

更具体地说，假设正交旋转磁场座标系统（磁通量方位座标系统）的一根轴称为d轴，同时与d轴相垂直的轴称为q轴，初级电流和初级电压在d轴和q轴上的分量分别由id，iq和Vd，Vq来表示。振荡器12产生二相正弦信号，该正弦信号的频率与由加法器36输出的频率指令信号成比例。该二相正弦信号相互间相位相差90°，因而用COSω₁t和Sinω₁t给出，前者用作U相励磁分量的相位基准信号，而后者用作U相感应电动势的相位基准信号。

在座标变换线路18中，进行如下的运算以推导出二相电压指令信号Vα＊和Vβ＊。

V_α＊ COSω₁t-Sinω₁t V_d＊＊＊

＝    ……（8）

V_β＊Sinω₁t COSω₁t V_q＊＊＊

此外，在相数变换器19中，三相电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊根据下面的表达式得出：

电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊由下式得出：

Vu＊＝ACOS（ω₁t+θ）

Vv＊＝ACOS（ω₁t- 2/3 π+θ）

Vw＊＝ACOS（ω₁t+ 2/3 π+θ） ……（10）

A= (Vd***)²+(Vq***)² ……（11）

θ＝tan^-1(Vq ***)/(Vq ***) ……（12）

式中ω₁代表由振荡器12产生的信号的角频率。

由表达式（8）和（9），电压指令信号Vu＊由下式给定：

Vu＊＝Vd＊＊＊COSω₁t-Vq＊＊＊Sinω₁t ……（13）

上式（13）也可改写为：

Vu＊＝Vd＊＊＊+jVq＊＊＊    ……（13′）

将表达式（6）应用于V相。

${\mathrm{Vu=E\; \prime }}_u\mathrm{+R}{}_1\mathrm{(1+}\frac{\mathrm{jsx\; \prime m}}{R^{\prime }{}_2{\mathrm{+jsx}}^{\prime }{}_2}{\mathrm{)I}}_0\prime$

${\mathrm{=R}}_1\mathrm{I\; \prime o+j(X\; \prime I\; \prime o+}\frac{{\mathrm{SX\; \prime mI}}_O}{R^{\prime }{}_2{\mathrm{+jsx}}^{\prime }{}_2}{R}_1\mathrm{)\; \dots (14)}$

式中：

Vu-U相的端电压

E^′ _u-U相的感应电动势

因此，由表达式（13）和（14）得到

Vd＊＊＊＝KR₁〔I^′ ₀〕

…（15）

Vq＊＊＊＝K（X^′ _m｜I^′ ₀｜+R₁｜Iq｜）

其中K-电压控制增益，同时

$\mathrm{Iq=}\frac{{\mathrm{SX\; \prime }}_m{I}^{\prime }{}_O}{R^{\prime }{}_2{\mathrm{+jsx}}^{\prime }{}_2}$

这样，指令电压Vd＊＊＊和Vq＊＊＊能根据表达式（15）来控制。

由于id＊表示指令值I^′ ₀，而iq＊表示指令值Iq的指令电空Vd＊＊＊和Vq＊＊＊由下式决定：

Vd＊＊＊＝KR₁id＊

Vq＊＊＊＝K（X^′ _mi_d＊+R₁iq＊） ……（16）

其中id＊＝｜I^′ ₀｜和iq＊＝｜iq｜

在PWM控制线路（24U，24V，24W）中，初级电压指令V₁＊与载频信号进行比较以实现脉冲宽度控制，这种技术已为大家所共知。由此，PWM变换器1的输出电压被这样来控制：输出电压的瞬时值与初级电压指令V₁＊成比例，用这种方法，电动机电压按公式（6）受到控制以保持励磁电流｜I^′ ₀｜恒定。

下面，针对电动机电流，转矩和转速（角速度）的操作（或说控制）进行说明。

初级电流｜

₁｜，垂直于励磁电流分量

^′ ₀（这里I^′ ₀≡id）的初级电流

₁的分量

q（这里｜

q｜≡iq）（即该分量相对于励磁电流 ^′ ₀有90°相位差，因而与感应电动势E′同相）转矩T和励磁电流id之间的幅度关系由下列各式给定。

$\mathrm{i\; q=}\frac{(\frac{R^{\prime }{}_2}{\mathrm{\omega \; s}})}{(\frac{R^{\prime }{}_2}{\mathrm{\omega \; s}}{)}^2{\mathrm{+l}}^{\prime }{}_2{}^2}\mathrm{·M\; \prime i\; d\; \dots (18)}$

$=\frac{\mathrm{\omega \; s}}{R^{\prime }{}_2}\mathrm{M\; \prime id(}\frac{R^{\prime }{}_2}{\mathrm{\omega \; s}}{\mathrm{》l}}^{\prime }{}_2\mathrm{)\dots (18\prime )}$

$\mathrm{T=3P(}\frac{R^{\prime }{}_2}{\mathrm{\omega \; s}})\frac{{\mathrm{M\; \prime }}^2}{(\frac{R^{\prime }{}_2}{\mathrm{\omega \; s}}{\mathrm{)+l}}^{\prime }{}_2{}^2}{\mathrm{·i}}^2{}_d\mathrm{\dots (19)}$

在励磁电流id的幅度恒定的情况下，上列各式给定的各种值只是（R^′ ₂/ωs）的函数，因而使控制取决于转差频率ωs，此外，转矩T与电流分量iq存在比例关系，故可以认为电流分量iq等效于转矩。电流分量iq由电流分量检测线路（该线路在图1中由虚线框43表示）检测。这是按照：

iq＝eα·iα+eβ·iβ    ……（20）

其中：

iα＝iu

$\mathrm{i\; \beta =}\frac{1}{\sqrt{3}}\mathrm{(iv-iw)}$

iu、iv、iw为U、V和W相电流的瞬时值。

eα＝eu＝-Siuω₁t，和

eβ＝ 1/3 （ev-ew）＝COSω₁t

在上列表达式中，eu，ev和ew分别是U相、V相、W相的感应电动势的相位基准信号，不仅幅度恒定，而且与电动势同相，应该提及的是：在电压指令计算器45中，将这些信号与频率指令ω₁＊相乘，为每一相准备一个电动势指令e＊。

和此检测到的电流分量iq，在加法器11同转矩指令T＊（∞iq＊）进行比较，在加法器中总的偏差值按照频率控制信号△ω来调整转差角频率（变换器的输出频率）ωs，而△ω取决于该偏差值，从而，按照转矩指令T＊成比例地控制转矩。在（iq-ω＊）的控制线路增益足够高时，转矩能受到和此控制，以致去跟随具有高响应速度的转矩指令T＊。

在另一方面，转差角频率ωs具有由表达式（18）所给定的对电流分量iq的关系，因此，转差角频率ωt能根据电流分量iq来测定，这种测定是由函数发生器38来完成的，一个典型的ωs-iq特性的例子示于图3。在没有超过额定转矩的范围内，电流分量iq近似与转差角频率ωs成比例。那么，可以不用函数发生器38，图3进一步说明了初级电流｜i₁｜相对于转差角频率ωs的特性。就正值范围来说，电流分量iq近似地与初级电流｜i₁｜重合，这样就有可能根据初级电流｜i₁｜也能决定估算转差频率信号ωs。不必说，初级电流｜i₁｜可由初级电流检测信号i₁的幅度来决定。

估算转速（计算值）ωr可根据下式算出：

ωr＝K（ω₁＊-ωs） ……（21）

式中：K代表比例常数。

上述的计算是在加法器点39中实现的。

速度差值放大器9产生转矩指令信号T＊（∞iq＊），该信号取决于速度指令信号ωr＊与其计算值ωr之间的差值，这里，转矩按照转矩指令T＊成比例地被控制，以完成速度控制。正如前面已经说明过的，由于转速的估算值ωr是从初级频率ω₁减去转差角频率ωs计算出来的，转速由于感应电动机所特有的偏移而减少时，可以经过补偿而得到校正。因此，与至今已知的V/F控制技术相比，本方法可以以较高的精度实现速度控制。

第一指令延时电路37的作用是跟随速度指令ωr＊的变化去改变频率指令ω₁＊，以使前述的频率控制信号△ω成为一个对稳定转差角频率ωs有意义的指令。

从前面的叙述中能理解到：根据本发明的实施例图介说明，作为感应电动机的速度控制，有可能在其内部不需装入速度检测器和电动机电压检测器的情况下，具有高的响应速度并提高了控制精度。

然而，必须指出有一个问题仍有待于解决，更具体地说，由于电压指令Vu＊，Vv＊和Vω＊与相应的实际输出电压之间的关系是非线性的（至于其理由，在下面说明），电动机的电压不能作为电压指令的一个线性函数而受到控制，这本身又意味着，电动机电流也不能作为指令值的一个线性函数而受到控制，从而使矢量控制操作变得不可靠。这样，在对感应电动机实现高响应速度的稳定操作就设置了障碍，而这种高响应速度的稳定操作正是矢量控制的优点之一。

现在，来解释电压指令和实现输出电压之间为什么是非线性的理由。

组成变换器1基本部分的每个开关元件，仅仅在滞后（即延迟）一定时间情况下才能被打开或关断。因此，为了避免正负极桥臂之间出现短路，与PWM脉冲有关的门信号是在图4（b）和（c）中虚线所表示的开一延时时间td时给出的，该打开一延时时间td通常定为比该开关元件的关断时间大一或二倍。现在假定U相和V相之间的线电压（＝Eu-N-Ev-N）是在不计打开一延时时间td情况下测定的，该线电压的波形如图4（d）实线所示，现在，让我们测定在计及打开一延时时间td情况下的U相和V相之间的线电压。假定变换器1的输出电流，即从变换器流入感应电动机2的电流是正极性的，同时假设当U相电流是正极时而V相电流为负极性。U相电流将流过这样一些二极管：它们与在开一延时周期中呈负臂的开关元件反相并联。因此，在开一延时周期中，U相电位为负（-），另一方面，负极性的V相电流，将流过与在开一延时周期中呈正臂的反相并联的二极管，因此，在开一延时周期中，V相电位为正（+），这样，在考虑开一延时时间的情况下，U和V相电压分别呈现图4中（l）和（f）的波形，因此，U和V相之间的线电压（Vu-N-Vv-N）的波形示于图4中（d）的虚线阴影区，它明显的小于假设忽略开一延时时间画出的实线波形。

正如本技术领域所共知的，开关元件根据流过开关元件的电流幅度（即变换器1的输出电流）而改变其关断时间。因此，在开一延时周期中，要同时关断正负臂的开关元件，关断的时间作为变换器1的输出电流幅度的一个函数而变化。换句话说，图4（d）中虚线表示的波形中阴影部分的幅度（考虑到了开一延时时间）随变换器1输出电流幅度发生变化。

正如由上述的分析可了解到，在开关元件的每次开/关周期中，由于存在开一延时现象（即：在开关元件“打开”时涉及的延迟）而出现电压降。当PWM开关频率与变换器的输出频率相比足够高时，电压降（基波分量）与变换器的输出电流同相。就这点来说，所考虑的电压降具有在一个欧姆电阻上所产生的电压降性质。

另一方面，电压降的幅度与变换器输出电流具有非线性关系，这种特性能用下述方法测得。

现假定相电压指令信号Vu^＊，Vv^＊和Vω＊设定为Vu^＊＝Vac^＊、Vv＝Vdc^＊和Vw^＊＝O，图5表示一个等效电路。其中，电动机接收来自变换器的直流电流。在该图中，E代表变换器中前述的电压降，R代表电动机绕组电阻以及变换器与电动机之间互连导体或导线的电阻，在这些都给定的情况下，电压指令Vdc^＊和变换器直流输出电流idc之间的关系由下式给出：

Vdc＊＝R·ide+E（ide）    ……（22）

可以看到，电压降E和R·ide可以根据电压指令Vdc＊来确定。当电阻R予先知道时，可将变换器的内部压降E分别由电动机绕组和连接导体的电阻引起的电压降R·idc来进行处理。图6示出了该测量结果的例子，从图中可以看到电压降的幅度与输出电流的关系是非线性的。因此在变换器输出电流是交流的情况下，电压降包含有谐波分量。

为解决以上问题，予先测量变换器的内部压降E和电动机绕组和导线电阻引起的压降R·i，这里通过测量所确定的特性数据分别贮存在插在函数发生器4U，4V和4W内的存贮器中，以便根据变换器输出电流读出数据，分别用来补偿电降压E和与输出电流有关的R·i。电压降的补偿能由函数发生器4U，4V和4W，三相/二相变换器16，座标变换线路17和加法器15和28所组成的线路来完成。更准确地说，电压降信号△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊被变换成二相信号△Vα＊、△Vβ＊，然后又被转换成旋转磁场座标系统的量△Vα＊和△Vβ＊，接着被送到加法器15和28，以便将电压指令信号Vα＊和Vq＊修正为Vα＊＊＊和Vq＊＊＊-该信号是已修正的为对电压降进行补偿的电压指令。通过上述过程，借助上述已贮存的相应估算量，对实际电压降进行补偿，感应电动机的感应电动势能被控制到和电压指令Vα＊和Vβ＊相一致。

就此而论，需要注意的是，当变换器内部压降E和由于绕组和导线电阻引起的压降R·i的总和是作为函数发生器输入一输出特性来设置时，E和R·i二个电压降是能够被补偿的，然而，变换器输出电流中出现的直流分量是不可能抑制的，而这种直流分量是由于变换器开关元件正负端之间不平衡导致变换器输出电压中产生直流分量而造成的。由此看来，根据E和R·i的总和去补偿电压降可能是最有效的，从中，与变换器输出电流有关的量已予先被减去。作为例子。要装入函数发生器4U，4V和4W的内容可以这样设定以便满足下列条件：

函数发生器的输出＝（R-K）i+E    ……（23）

式中K·i代表与上述的输出电流有关的量，然而应该注意到，考虑中的量不一定与电流i成比例，但可以与后者有着任何其他的关系，而起相似的作用。

下面，来说明自动设置函数发生器内容的方法。

虽然，前述的电压降E对变换器来讲是固有的，但电压降R·i可以根据实际连接到变换器的电动机以及所使用导线的电阻而变化。设定函数发生器4U，4V和4W的内容时，既要考虑恒定电压降E又要考虑可变电压降R·i。然而这个步骤是非常麻烦的，在这种情况下，要对自动测量这些电压降和自动地对函数发生器设置内容或装入数据的方法进行说明。

上述的方法可借助于包括直流电压指令线路21，系数乘法器22U，22V和22W，开关线路20和电表5等电路系统来实现。

在电动机实际运行之前，首先要用下述方法测量电压降E和R·i。即，直流电压指令Vde＊是由直流电压指令线路21产生的，然后分别设定三相电压指令Vu＊，Vv＊和Vw＊，分别通过系数乘法器22U，22V和22W设定Vu′＝Vde＊，Vv＊＝-Vdc＊和Ww＊＝θ，在那时，开关线路20被转换到由a所指示的位置，在这种状态下，直流电流ide将从变换器中流出。通过读出对应于直流电流idc的直流电压指令Vde＊，可以得到一个象图6中所示的特性，这种特性是在函数发生器4U，4V和4W中设定的。

一旦电动机开始实际运行时，开关线路20被转换到由b所表示的位置，从而使得输出电压根据二相/三相变换器19的输出信号Vu＊，Vv＊和Vw＊而受到控制，因此，如上面已说明过的，那部分电压降通过从函数发生器4U，4V和4W输出的信号△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊得到补偿。此外，为了抑制变换器输出电流中的直流分量，可以以前面测量的结果中减去与后者有关的量，以使函数发生器中可放入更适合的特性数据。

图7表示出了本发明的另一个实施例，它与图1所示的系统不同点在于，检测励磁电流i，以便根据检测到的励磁电流id和辅助指令值id＊之间的差值去控制变换器输出电压。如前所述，励磁电流id可通过控制｜Ei｜/ω₁的比值不变而维持恒定。然而，在实际应用中，当在突然加速或减速时，励磁电流可能受到瞬时的变化。因此，根据本发明实施方案提出了检测励磁电流id，并提出正确地控制初级电压指令Vi＊的幅度以使励磁电流id呈现一个不变的予定值。

在图7中，标号43表示一个励磁电流分量检测器，用于检测励磁电流的分量id，该id在相位上与变换器输出电压（感应电动势）的基准相位差90°，33表示一个加法器或说相加点，用于给出检测到的励磁电流分量id和相关的指令值id＊之间的差值，34表示一个励磁电流差值放大器用来放大差值。42表示一个乘法器，用于把放大器34的输出信号与频率指令ω1＊相乘，以输出一个用于设置初级电压指令V₁＊幅度的信号。其他与图1中相同或等效的线路单元用同样的标号表示，并省略了对这些单元的进一步说明。

操作中，电流分量检测器43（图7中用虚线围成的部分表示），根据id＝lβ·iα-lα·iβ检测励磁电流分量id。式中lα，eβ，iα和iβ代表前面已确定的量。

接着，励磁电流指令值id＊和检测到的励磁电流id之间的偏差（即差值），通过励磁电流偏差放大器34放大并接着与概略地示于图7中虚线框42的频率计算器的值相乘，从而为初级电压指令V₁＊准备一个幅度设置信号。电压指令计算器42将幅度设置信号与来自振盈器12（为产生感应电动势）的相位基准信号相乘，分别为U，V和W相产生电压指令V₁＊。图7系统中的其他操作与前面结合图1的说明是相同的。因为励磁电流id总是与励磁电流指令值id＊一致地被控制，用此法是有可能抑制励磁电流id的偏移或波动的。

图8表示本发明另一种实施例，它与图7的不同点在于：变换器输出电压的d轴分量是根据检测到的励磁电流iα和辅助指令值id＊之间的差值（或说偏差）来控制的。如上面所述的，通过正确地控制初级电流指令V₁＊的幅度，励磁电流id肯定能维持恒定，以使被检测到的励磁电流id固定于予定值。然而，在实际应用中，可能发生这种情况，即励磁电流id和转矩电流iq响应于负载的变化而受到波动，所引起的相互干扰往往会降低控制性能。

如下所述，根据上面图8所示结构的实施例，其检测到的励磁电流id被控制在一个不变的予定值。

参照图8，励磁电流指令线路13为电动机输出励磁电流指令id＊，此信号id＊被送到感应电动势（EMF）计算单元14，加法器33和系数乘法器40。加法器33输出励磁电流指令id＊和检测到的励磁电流id之间的偏差值，该差值信号被送到电流差值放大器34，该放大器根据上述的电流差依次输出电压指令信号Vd＊。然后信号Vd＊被送到加法器41。另一方面，系数乘法器40将指令信号id＊与系数K相乘。系数乘法器40的输出信号K·id＊被送到加法器41，在此，该信号与电流差值放大器34的输出信号Vd＊相加，结果输出一个被修正的电压指令信号Vd＊＊-该信号又被送到加法器28。

由指令线路13给出的励磁电流指令id＊和已测到的励磁电流id之间的差值，通过放大器34放大，从而得到电压指令Vd＊。d轴电压分量Vd（即垂直于感应电动势的电压分量）作为电压指令Vd＊的一个函数而受到控制，以使已测得的励磁电流id与励磁电流指令id＊相一致。

另一方面，利用电动机转矩、转差频率和转矩电流分量iq相互成比例这个事实，转差频率ωs可由转差计算器38根据信号iq估算在加法器39中，从频率指令信号ω＊中减去估算的转差信号ωs以检测估算速度信号ωr。速度指令信号ωr＊和估算的速度信号ωr之间的差值，通过放大器9放大，从而得到转矩电流指令iq＊。另外转矩电流指令iq＊和已测得的转矩电流iq之间的偏差值由放大器35放大，从而根据放大器35输出的差值信号△ω求出频率指令ω₁＊。当测得的转矩电流iq小于转矩电流指令iq＊时，则增大频率指令ω₁，结果转差频率在增加方向上的变化引起转矩电流的增加。运行情况与此相反时，上述说明同样是正确的。用这种方法，转矩电流iq受到的控制使其与转矩电流指令iq＊相一致。另外，信号ω₁＊和id经相乘而给出电压指令Vq＊，该电压指令为控制q轴电压分量Vq（即与感应电动势同相的电压分量）提供了基础，结果，感应电动势和频率之比值被控制为常数（即磁通量为常数）。

用这种方法，感应电动机的控制能以直流电动机那样的相同的方式来完成，即根据励磁电流指令id＊，通过控制电动机的磁通量以达到一个予先设定的值，同时，转差频率和转矩是根据转矩电流指令iq＊来控制的。

图9示出了本发明的另一个实施例，图中，与图8相同的部分用相同的标号表示，并不再重复叙述。图9所示的实施例与图8所示实施例的不同点在于：函数发生器4U，4V和4W的输出被分别加到交流电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊上。

更具体地说，二相/三相变换器19输出电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊，这些信号的频率与频率指令信号ω₁＊成比例，而且相互之间的相位差为120°。这些电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊被分别送到加法器40U，40V和40W，通过加法器，电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊与函数发生器4U，4V和4W的输出信号△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊以图中所示的极性分别按照矢量相加，从而产生电压指令信号Vu＊＊，Vv＊＊和Vw＊＊，并被送到开关线路20。

图9所示的实施例除了确保具有图8所示实施例同样的作用外，还具有附加的优点，即可以省去图8所示系统中所需的变换器16和17和从而简化了系统结构。

图10示出了本发明的另一个实施例，图中，与图9相同部分用相同标号表示，并省略其说明。图10所示的系统与图9所示的系统的不同点在于：采用电流指令信号iu＊，iv＊和iw＊分别作为函数发生器4U，4V和4W的输入信号。

更具体地说，座标变换线路44的作用是根据振荡器12所产生的正弦信号把励磁电流指令线路13的输出信号id＊和速度偏差放大器9的输出信号iq＊（旋转磁场方位图中的二个量）转换成定子座标图（座标系统）中的量，从而，产生二相交流信号iα＊和iβ＊，这两个信号被送到二相/三相变换器45，结果得到电流指令信号iu＊，iv＊和iw＊，它们的频率与频率指令信号ω₁＊成比例，而相互间的相位差为120。，然而，这些信号被分别送到函数发生器4U，4V和4W。

图10所示的系统不但能确保图9所示实施例相同的作用，还有附加的优点，即因为电流指令中只包含基波分量，因此电流指令iu＊，iv＊和iw＊不受电动机电流中所包含的谐波噪声的影响。

前面，为了简化操作说明，结合使用模拟线路的典型实施例，对本发明作了说明。然而，很显然，本发明同样可以适用于采用以微处理机为基础的数字控制系统。

图11示出了本发明应用于数字控制系统的另一种实施例。

参照图11，感应电动机2的U相，V相和W相的初级电流iu，iv和iw（变换器1的输出电流）分别通过电流检测器3U，3V和3W测出，并分别加到模一数（A/D）变换器46。

数字计算线路56包括用于执行运算过程的处理机55，一个贮存控制程序的程序贮存器54，一个贮存数据的数据贮存器53，输入/输出口49和51，计算器50和连接这些部件的地址/数据总线52。在感应电动机2运算前，处理机55按照贮存在存贮器54中的控制程序的处理过程使变换器1向感应电动机2供给直流电流，以便测量直流电压指令和直流电流之间的特性关系（曲线即图6中所示的特性），测量的结果装入数据存贮器53中。在感应电动机2运行中，处理机55按照贮存在存贮器54中的控制程序所给定的处理过程，经由总线52取出计数器50的值，该计数器用于记录电压-频率变换器（V/F）47的输出信号，从而计算确定作为感应电动机2的感应电动势的电压指令Vu＊，Vv＊和Vw＊。此外，处理机55通过输入/输出口51取出变换器1的输出电流，并经由总线52从数据存贮器53读出电压指令△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊，它们具有用作补偿电压降所需的幅度和极性。这些电压指令值△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊分别与予先测定的（如上述的）典型电压指令信号Vu＊，Vv＊和Vw＊相加，加的结果从输入/输出口49经过总线52输出至数一模（D/A）转换器48。

下面，参照图12和13，说明变换器内部电压降的补偿操作。

首先，要说明为补偿感应电动机2的感应电动势和作为变换器1的典型电压指令信号之间的差值而准备数据的方法，并把这样确定的该数据贮存在存贮器53中。为达到此目的，根据与前面结合图1所示系统的说明同样的原理，感应电动机2在实际操作前被加上来自变换器1的直流电流idc。

参照图12，在方块或步骤12a设置供给变换器的输出频率指令f＊为零（即直流电流），同时直流电压指令Vdc＊为零，然后在步骤12b，使变换器1的直流电流idc从零变到额定电流值的直流电压指令Vdc＊的增量值△Vdc＊和上述数据贮存于数据存贮器53之中前导地址M。在步骤12c，数据存贮器51的内容被清零。在步骤12d，设置U相的电压指令V＊u＊为dc＊，并设置V相的电压指令V＊u＊为一Vdc＊以及设置W相的电压指令Vω＊＊为零。然后这些电压指令通过输入/输出口49输出。

在步骤12c，对应于直流电压指令Vdc＊的变换器1的输出电流iu是由电流检测器3u测得并送到A/D变换器46。从A/D变换器46输出的数字信号I，通过输入/输出口51经由总线52输出。在步骤12f，判断变换器1的输出电流I（数字量）是否达到了额定值，当输出电流I低于额定电流值时，在步骤12g，根据（直流电压指令Vdc＊-K·I）运算的结果经由总线52被写入数据存贮器53的地址M+l中。在上面的表达式中，K与出现在表达式（23）的常数相同。

在步骤12h，直流电压指令Vdc＊被增加一个增量△Vdc＊，以便得出已更新的直流电压指令Vdc＊，然后回到步骤12d，重复执行步骤12d到12h。

当在步骤12f判定变换器1的输出电流I不小于额定值时，在步骤12i通过用插值技术判定存贮器53中没有数据的地址上的内容，然后经由总线52把该内容写入数据存贮器。此外，为了为负极性电流准备数据存贮器的内容，在步骤12j经由总线52读出为正极性电流的数据，变换符号后再经由总线52写入数据存贮器53。

这样，对感应电动机2运行前的处理就结束了，接下去，感应电动机要开始运行了。

现在，结合感应电动机2的运行来说明，参照图13，在步骤13a′V/F变换器47的输出脉冲信号由计数器50计数（该变换器把速度指令线路6的输出信号变换成一系列脉冲）并经由总线52取出，以便计算出用作感应电动机2的感应电动势的电压指令典型信号Vu＊，Vv＊和Vw＊的幅度值。

在步骤13b，变换器1的输出电流iu，iu和iw分别由电流检测器3u，3V和3w测得，并被送到A/D变换器46，经总线52通过输入/输出口51送出的数字输出iu，iv和iw。在步骤13c，根据IU，IV和IW的幅度和极性，读出数据存贮器53的内容。这些内容是分别由△Vu＊，△Vu＊和△Vw＊代表的。

在步骤13d，由步骤13a确定的电压指令典型信号Vu＊，Vv＊和Vw＊分别与步骤13c读出的△Vu＊，△Vv＊和△Vw＊相加。在步骤13d，经总线52通过输入/输出口49输出步骤13d相加的结果。

步骤13b至13e所包括的程序是重复的，在前面的说明中，已假定数据存贮器53的内容也是在电动机运行状态下，通过处理机55读出的。这点是可以理解的，倘若A/D转换器46的输出是被设置成同数据存贮器53的地址-对应时，数据存贮器53的内容可经总线通过输入/输出口直接读出（如数据存贮器的前导地址M设置为零）。

本实施例除能保证前面结合图9所提及的有利作用外，从感应电动机启动前的准备过程到其整个运行过程还能实现连续处理，由于这个优良的特性，即使当变换器和感应电动机的组合变化时，仍能保持结合图9前述的有利作用。

从前面的说明中可领会到，根据本发明的技术教导，在不采用诸如速度，电压等检测器的情况下，以高度的精度去控制感应电动机的转速是可能的。另外，可以有效地避免由于电压型变换器内部压降和转矩出现波动所引起的控制性能的下降，从而大大地改善了电动机的控制精度和可靠性。

Claims (2)

1、由电压型变换器驱动的感应电动机的一种控制方法，其特征在于加到所述感应电动机的初级电流的幅度和相位相互独立地各自通过转矩电流分量和励磁电流分量指令来控制，所述方法包括的步骤有：通过检测流过所述感应电动机的初级电流来测定所述转矩电流分量，根据所述的转矩电流分量来控制所述电压型变换器的输出电压和频率，根据上述测得的转矩电流分量估算所述感应电动机的转速，根据估算的转速信号与速度指令信号比较的结果，控制所述感应电动机的转速。

2、根据权利要求1的感应电动机的控制方法，其特征在于，在所述感应电动机实际运行之前，测定变换器输出电流对于变换器输出电压指令的特性关系，以便将代表相应于变换器输出电流值的电压指令值的数据贮存起来，在所述的感应电动机运行中，从贮存器中读出与变换器输出电流值相应的电压指令值，并将此值与所述变换器输出电压指令相加，用来补偿在所述变换器、所述感应电动机中以及它们之间连线的电压降。

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