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CN1981434B - 谐振器型saw滤波器 - Google Patents

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CN1981434B
CN1981434B CN2005800230445A CN200580023044A CN1981434B CN 1981434 B CN1981434 B CN 1981434B CN 2005800230445 A CN2005800230445 A CN 2005800230445A CN 200580023044 A CN200580023044 A CN 200580023044A CN 1981434 B CN1981434 B CN 1981434B
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Abstract

本发明提供谐振器型SAW滤波器，由在压电体平板上由激励表面声波的输入侧梳状电极、接收表面声波的输出侧梳状电极、用于在输入侧梳状电极和输出侧梳状电极之间控制表面声波的状态的控制用梳状电极和设在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极的两侧的1对反射器构成。输入侧、输出侧和控制用梳状电极交替配置在2种不同的区间C和区间E中，在将作为电极指宽度尺寸L和电极指之间的尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S时，区间C的电极周期长度P为PC且梳状电极的对数MC为1对，区间E的电极周期长度P为PE且梳状电极的对数ME为1对，区间C和区间E的电极指均与给电导体连接。这样，实现较宽带宽、稳定的纵多模态型谐振器型SAW滤波器。

Description

谐振器型SAW滤波器
技术领域
本发明涉及在压电体平板上形成输入侧和输出侧梳状电极及其两侧的一对反射器，利用雷利波(Rayleigh wave)或STW(Surface TransversalWave，表面横波)或者SSBW(Surface Skimming Bulk Acoustic Wave，浅表体波)、SH波、Love波、Sezawa波等的表面声波而实现的纵多模态型等的谐振器型SAW滤波器。
背景技术
以往，作为谐振器型SAW滤波器的基板，一直使用作为压电体的石英STW切基板。所述基板的表面声波(STW或SSBW)的速度快至5100m/sec，早从1979年即开始作为GHz波段的SAW器件被研究、使用至今。
所述的石英STW切基板是已经熟知的基板，是在由作为石英晶体的基本轴的电轴X、机械轴Y、光轴Z构成的正交坐标系中，与机械轴Y正交的Y板绕电轴X旋转了θ度(特别是可得到零温度系数的θ＝33°至47°)的基板。使用该基板的SAW器件是利用了在Y板旋转后的光轴Z′方向上传播的STW或SSBW型表面声波的器件(参照非专利文献1)。
当利用所述的石英STW切基板构成纵2模态型或纵3模态型等的谐振器型SAW滤波器时，可实现从1GHz至3GHz波段的SAW器件。作为所述谐振器型SAW滤波器的现有技术的例子，例如可举出专利文献1、专利文献2和专利文献3。此外，作为通过现有技术而实现的谐振器型SAW滤波器的例子，可列举出非专利文献2。
专利文献1：日本特开昭62-188512号公报
专利文献2：WO00/13316
专利文献3：美国专利第5220234号说明书
非专利文献1：T.NISHIKAWA et al：“SH-TYPE SURFACEACOUSTIC WAVES ON ROTATED Y-CUT QUARTZ”，Proc.34th Ann.Freq.Control Symposium，pp.286-291(May 1980)
非专利文献2：Hiromi Yatsuda：“SAW Device AssemblyTechnology”，International Symposium on Acoustic Wave Device for FutureMobile Communication Systems，Chiba University pp.189-194(5th March2001)
但是，在使用上述的现有技术构成谐振器型SAW滤波器的情况下，存在只能实现通过比带宽为500ppm左右的极窄波段的第1课题(参照非专利文献2)。其中，通过比带宽是将3dB带宽除以滤波器中心频率所得的值。
因此本发明探究该通过比带宽变窄的原因，找出了解决方案。在本发明中使用的技术和理论手段新引入了具有周期性构造的控制用梳状电极，利用发明人设计的“频率位势(frequency potential)设计方法”，来解决这样的问题点。所述“频率位势设计方法”简而言之是在弹性波动的传播控制中利用频率位势函数FTP(X)、表面声波的速度Vs、元件的空间波长2P(X)的关系式FTP(X)＝Vs/{2P(X)}的方法。其中，X是表面声波的相位前进方向的位置坐标。
此外，本发明提供了用于改善因前述的发明而产生的、作为噪声的产生原因的侧带波成分(第2课题)的解决方案。
本发明的目的在于，实现一种插入损失低、比带宽较宽的纵多模态型的谐振器型SAW滤波器。例如，实现如下的纵多模态型谐振器型SAW滤波器，其使用具有零温度系数、频率温度特性优异且表面声波的速度快的石英STW切基板和λ/4电极(将传播的表面声波的波长设为λ，梳状电极的电极指的宽度尺寸设为λ/4)，插入损失低且比带宽为2000至4000ppm的较宽带宽，而且稳定。
发明内容
本发明的谐振器型SAW滤波器在压电体平板上，在表面声波的传播方向上分别配置有：激励表面声波的输入侧梳状电极；接收由所述输入侧梳状电极激励的表面声波的输出侧梳状电极；用于在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极之间控制表面声波的状态的控制用梳状电极；以及设在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极的两侧的1对反射器，其特征在于，所述输入侧梳状电极和所述输出侧梳状电极以及所述控制用梳状电极由分别设在交替配置的2种不同的区间C和区间E内的电极指构成，所述电极指的宽度L在设所述表面声波的波长为λ时大致为λ/4的尺寸，在将作为所述电极指的宽度L和电极指之间的尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S时，所述区间C中的电极周期长度P为PC且所述区间C的电极指的对数MC为1对，所述区间E中的所述电极周期长度P为PE且所述区间E的电极指的对数ME为1对，所述区间C和区间E的电极周期长度之比PE/PC在0.8＜PE/PC＜1的范围内，且设在所述区间C和所述区间E中的所述电极指均与给电导体连接。
根据本发明，来自区间C和区间E的各电极指的反射波的总和相互抵消而减少，因此可以减小1根电极指具有的实效反射系数而容易地实现较宽带宽的纵2模态型和纵3模态型等的谐振器型SAW滤波器。此外，区间C和区间E的电极指电连接，激励表面声波而不中断，因此可以使侧带波成分足够小。而且，在该第1发明中，表面声波的速度高至5100m/sec，从而在可高频工作的石英STW切所具有的电气机械耦合系数K2小至0.002的基板中，即使不显著地减薄电极膜厚，也可实现通过比带宽为3000至4000ppm的纵3模态型谐振器型SAW滤波器。例如，具有在1.5GHz时形成膜厚约为100nm的λ/4电极即可实现具有所述通过比带宽特性的谐振器型SAW滤波器的效果。
此外，本发明优选的是，所述压电体平板和所述梳状电极形成的1根所述电极指表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.10的范围内。
根据该结构，可以利用表面声波的速度高至5100m/sec、从而可高频工作的石英STW切基板，或者，速度为10000m/sec的使用了金刚石的基板等的高速且反射系数γ较大的基板。而且，在使用所述基板而具有1～3GHz频率的谐振器型SAW滤波器中，不会因为增加膜厚而导致反射系数γ增加，可形成足够厚的膜厚(约100nm)的λ/4电极而形成可靠的谐振器型SAW滤波器。
此外，本发明优选的是，所利用的谐振模是由基波对称模S0和基波斜对称模A0和1次对称模S1的谐振现象合成的纵3模态，且交替配置所述电极周期长度PC和PE而形成的梳状电极整体具有的所述电极指1根表现出的表面声波的等价反射系数γce在0.01至0.025的范围内，所述等价反射系数γce是将所述区间C和区间E的电极周期长度不同的电极指排列结构所产生的梳状电极整体所呈的反射系数除以梳状电极的总电极根数后的换算值。
根据该结构，相对于由基波对称模S0和基波斜对称模A0构成的纵2模态型的2000ppm的带宽，通过设为纵3模态型，可实现约4000ppm的更宽带宽的谐振器型SAW滤波器，因此具有元件的频率调节容易、可低成本化的效果。
此外，本发明优选的是，所述压电体平板是石英STW切基板，所述梳状电极由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且所述电极周期长度之比PE/PC为0.9±0.02，所述控制用梳状电极的电极指的对数MK为10对至30对的范围，且所述输入侧梳状电极与所述输出侧梳状电极的电极指之和M为80±10对，且所述电极指的电极指交叉宽度WC为50λ～80λ，所述反射器的导体个数为30～100个。
根据这样结构的谐振器型SAW滤波器，可实现1.57GHz工作的GPS装置用途的RF滤波器。此外，由于通过带宽为约3MHz，因此与以往的使用LiTaO3基板的30MHz带宽的滤波器相比，为约1/10的窄带宽，具有对于接收信号S/N比可改善约10倍的效果。
本发明的谐振器型SAW滤波器在压电体平板上，在表面声波的传播方向上分别配置有：激励表面声波的输入侧梳状电极；接收由所述输入侧梳状电极激励的表面声波的输出侧梳状电极；用于在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极之间控制表面声波的状态的控制用梳状电极；以及设在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极的两侧的1对反射器，其特征在于，所述输入侧梳状电极和所述输出侧梳状电极以及所述控制用梳状电极由分别设在交替配置的2种不同的区间G和区间H内的电极指构成，所述电极指的宽度L在设所述表面声波的波长为λ时为大致λ/4的尺寸，在将作为所述电极指的宽度L和电极指之间的尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S时，所述区间G中的所述电极周期长度P为PG且所述区间G的电极指的根数NG为1根，所述区间H中的所述电极周期长度P为PH且所述区间H的电极指的根数NH为1根，所述区间G和区间H的电极周期长度之比PH/PG在0.8＜PH/PG＜1的范围内，且区间G和区间H的所述电极指与极性各不相同的给电导体连接。
根据本发明，因为来自区间G和区间H的各电极指的反射波的总和相互抵消而减少，可以减小1根电极指具有的实效反射系数而容易地实现较宽带宽的纵2模态型和纵3模态型等的谐振器型SAW滤波器。此外，区间G和区间H的电极指电连接，激励表面声波而不中断，因此可以完全去除侧带波成分。而且，在该第2发明中，表面声波的速度高达5100m/sec，从而在可高频工作的石英STW切所具有的电气机械耦合系数K2小至0.002的基板中，不显著地减薄电极膜厚即可实现通过比带宽为3000至4000ppm的纵3模态型谐振器型SAW滤波器。例如，具有在1.5GHz时形成膜厚约为100nm的λ/4电极即可实现具有所述通过比带宽特性的谐振器型SAW滤波器的效果。
此外，本发明优选的是，所述压电体平板和所述梳状电极形成的所述电极指1根所表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.10的范围内。
根据这样的条件，可以利用表面声波的速度高达5100m/sec、从而可高频工作的石英STW切基板，或者，速度为10000m/sec的使用了金刚石的基板等的高速且反射系数γ较大的基板。而且，在使用所述基板而具有1～3GHz频率的谐振器型SAW滤波器中，不会由于增加膜厚而导致反射系数γ增加，可形成足够厚的膜厚(约100nm)的λ/4电极而形成可靠的谐振器型SAW滤波器。
此外，在本发明中优选的是，所利用的谐振模是由基波对称模S0和基波斜对称模A0和1次对称模S1的谐振现象合成的纵3模态，且交替配置所述电极周期长度PG和PH而形成的梳状电极整体具有的所述电极指1根所表现出的等价反射系数γgh在0.01至0.025的范围内，所述等价反射系数γgh是将所述区间G和区间H的电极周期长度不同的电极指排列结构所产生的梳状电极整体所呈的反射系数除以梳状电极的总电极根数后的换算值。
根据这样的条件，相对于由基波对称模S0和基波斜对称模A0构成的纵2模态型的2000ppm的带宽，通过设为纵3模态型，可实现约4000ppm的更宽带宽的谐振器型SAW滤波器，因此具有元件的频率调节容易、可低成本化的效果。
此外，本发明优选的是，所述压电体平板是石英STW切基板，所述梳状电极由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且所述电极周期长度之比PH/PG为0.9±0.02，所述控制用梳状电极的电极指的对数MK为10对至30对的范围，且所述输入侧梳状电极与输出侧梳状电极的对数之和M为40±10对，且所述电极指的电极指交叉宽度WC为50λ～80λ，所述反射器的导体个数为30～100个。
根据这样结构的谐振器型SAW滤波器，可实现1.57GHz工作的GPS装置用途的RF滤波器。此外，由于通过带宽为约3MHz，因此与以往的使用LiTaO3基板的30MHz带宽的滤波器相比，为约1/10的窄带宽，具有对于接收信号S/N比可改善约10倍的效果。
此外，在本发明中优选使得所述反射器的中心频率f(Ref)和所述电极周期长度PE或PH的梳状电极产生的频率f(IDT)一致。
根据这样的结构，因为可以利用反射器具有的反射特性的最大值，因此具有可减少反射器的导体个数、可实现谐振器型SAW滤波器的小型化的效果。
此外，在本发明中，优选所述石英STW切基板是将石英Y板绕电轴(X轴)逆时针旋转了θ＝35度至38度的石英平板。
根据这样的结构，基板具有的频率温度系数为零温度系数，且二次温度系数β为-6.4×10-8/℃2，因此在使用温度范围-45℃至85℃中，元件自身的频率变动小至270ppm左右，很稳定，因此具有对接收信号的抖动(jitter)(时刻精度偏差)的影响小的效果。
产业上的利用可能性
试着考虑本发明的谐振器型SAW滤波器的具体用途。
将利用石英STW切基板等制造1.57GHz的RF滤波器时的特征列举如下：
(1)频率温度特性具有零温度系数且较稳定(在约-45～85℃的范围内，频率变动量小至270ppm)。
(2)材料的Q值优秀，在1.5GHz时谐振器的Q值高至6000左右，因此可实现2dB左右的低损失滤波器。
(3)周期性地构成区间C和区间E或者区间G和区间H，减低IDT具有的反射系数，可实现通过比带宽3000ppm左右的滤波器，该带宽为3MHz的通过带宽，足以覆盖GPS装置所利用的信号的频率成分范围2MHz。
(4)可以实现通过带宽内的振幅波动小的50Ω滤波器。
如果将本发明的谐振器型SAW滤波器用于GPS装置用的RF滤波器，在1.57GHz时可确保约3MHz的通过带宽，与以往的使用LiTaO3基板制造的通过带宽30MHz左右的滤波器相比，装置接收的噪声电平可减低至1/10。此外，相对于温度的变化，频率变动较小，因此可接收相位变动少、低抖动且低相位噪声的数字信号，可以向市场提供在测地精度上没有偏差、可高精度地计测位置的GPS装置。
而且，当前在3～10GHz波段中使用的UWB(Ultra Wide Band，超宽带)等的微弱近距离无线正处于商品化阶段，另外GPS装置和UWB装置或者其它通信装置之间的近距离使用等的手段也正在研究中，今后更加担心电磁噪声的增加，因此如果在这些领域中使用本发明的谐振器型SAW滤波器，可以认为是用于维持测地精度的有益元件。
附图说明
图1是表示本发明实施例1的谐振器型SAW滤波器的电极图形的示意平面图。
图2是定义本发明的梳状电极的要素的概略说明图。
图3是表示本发明的谐振器型SAW滤波器的一个实施例具有的电极周期长度的图。
图4是说明本发明的谐振器型SAW滤波器的周期结构的概略说明图。
图5是表示本发明的谐振器型SAW滤波器的周期结构具有的反射特性的特性图。
图6是说明本发明的谐振器型SAW滤波器的工作原理的概略说明图。
图7是表示在本发明的谐振器型SAW滤波器中使用的STW切基板的反射系数γ特性图。
图8是表示本发明的谐振器型SAW滤波器具有的振动位移的状态的图。
图9是根据现有技术的谐振器型SAW滤波器的传输特性图。
图10是根据现有技术的谐振器型SAW滤波器的另一传输特性图。
图11是表示本发明的谐振器型SAW滤波器的一个实施例的传输特性图。
图12是表示对本发明的谐振器型SAW滤波器进行二级级联连接的一个实施例的另一传输特性图。
图13是表示对谐振器型SAW滤波器进行二级级联连接时的侧带波成分的传输特性图。
图14是表示对本发明的谐振器型SAW滤波器进行二级级联连接时的侧带波成分的传输特性图。
图15是表示本发明的实施例2的谐振器型SAW滤波器的电极图形的示意平面图。
图16是表示对本发明的谐振器型SAW滤波器进行二级级联连接时的侧带波成分的传输特性图。
具体实施方式
以下，对于本发明的谐振器型SAW滤波器的实施方式，首先为了易于理解，利用图1说明具体的实施例的结构之后，利用图2、图3、图4、图5、图6、图8说明基本的工作原理，在图9、图10、图13中示出以往装置的特性，在图7、图11、图12、图14中详细地说明本发明的谐振器型SAW滤波器具有的特性。
(实施例1)
图1是用于说明本发明的谐振器型SAW滤波器(以下有时略称为元件)的一个实施例、示出在压电体平板上形成的电极图形的示意平面图。
图1的各部位名称为，100是由石英、LiTaO3等构成的压电体平板，101和102是反射器，103是输入侧梳状电极，104是输出侧梳状电极，105是控制用梳状电极(以下，将“梳状电极”略称为IDT(InterdigitalTransducer，叉指换能器))。此外，106A和106B是构成反射器的导体带，107是与给电导体(母线)连接的输入侧IDT的正极侧电极指，108是与给电导体(母线)连接的输入侧IDT的负极侧电极指，109是与给电导体(母线)连接的输出侧IDT的正极侧电极指，110是与给电导体(母线)连接的输出侧IDT的负极侧电极指。此外，111等是控制用IDT的电极指，112和113分别为正极侧和负极侧的输入侧给电导体(母线)，114和115分别为正极侧和负极侧的输出侧给电导体(母线)。而且，123是作为所利用的表面声波的相位传播方向的X轴，121是用于驱动本元件的信号源，122是作为本元件的负载的阻抗ZL。
116是与区间C对应的输出侧IDT 104的部分，117是与区间E对应的输出侧IDT 104的部分，119是与区间C对应的输入侧IDT 103的部分，120是与区间E对应的输入侧IDT 103的部分。118A和118B是分别与区间C、区间E对应的控制用IDT 105的部分。
在实际的元件中，输入侧IDT 103构成为区间C和区间E交替连续配置，输出侧IDT 104也构成为区间C和区间E交替连续配置。控制用IDT 105也同样构成为区间C和区间E交替连续配置。在这样构成的输入侧IDT 103和输出侧IDT 104的上述X轴方向的两侧配置有1对反射器101、102。有时不设反射器101、102也可，但加上反射器可显著改善元件的特性。
在此，对IDT中的要素进行定义。图2是IDT的部分平面图。IDT 130例如配置为正极侧的电极指131和负极侧的电极指132互相啮合。定义电极指131、132的宽度为L、电极指间的尺寸为S，电极周期长度P为P＝L+S。另外，设区间C的IDT的电极周期长度为PC、区间E的IDT的电极周期长度为PE。同样，设反射器的导体带的电极周期长度为PR。
此外，各1根的正负电极指合起来称为1对，输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和设为M。另外，设区间C的电极指的对数为MC、区间E的电极指的对数为ME，控制用IDT的电极指的对数为MK。而且，设正极侧的电极指131和负极侧的电极指132的交叉宽度为电极指交叉宽度WC，该电极指交叉宽度WC由相对于表面声波的波长λ的倍数来表现。
而且在说明本实施例时，区间C的IDT电极指的对数MC是1对，另一方面，区间E的电极指的对数ME是1对，区间C和区间E的电极指均与给电导体连接。该与给电导体连接的状态意味着进行电连接。此外，设传播的表面声波的波长为λ，则各电极指的宽度L设定为λ/4的尺寸。而且，对于区间C和区间E的电极周期长度之比PE/PC，设定在0.8＜PE/PC＜1的范围内。
这样，本实施方式的谐振器型SAW滤波器在切出由石英等的压电体材料构成的压电体平板100、对其表面进行镜面研磨之后，相对于雷利型或SSBW型等的表面声波的相位传播方向正交地，构成周期性地配置例如由金属铝构成的多个平行导体的电极指而成的输入侧IDT 103和输出侧IDT 104。而且，在输入侧IDT 103和输出侧IDT 104之间设有用于控制表面声波的状态的控制用IDT 105，所述的IDT 103、104、105交替配置成2种不同种类的区间C和区间E，在输入侧IDT 103和输出侧IDT 104的两侧形成1对反射器101、102，构成纵3模态型的谐振器型SAW滤波器。
而且，适当地调节区间C的IDT和区间E的IDT的电极周期长度PC和PE的组合与反射器101、102的电极周期长度PR之间的关系，把反射器101、102的中心频率f(Ref)和区间E的IDT产生的频率f(IDT)设定为f(Ref)＝f(IDT)。
通过以上所述的图1的结构整体，由输入侧IDT 103产生的表面声波被1对反射器101、102反射而形成驻波振动状态，产生所要利用的固有谐振模。这些固有模态是在X轴方向上改变振动位移的基波对称模S0和基波斜对称模A0，以及1次对称模S1的3个谐振状态，结合所述3个谐振现象构成纵3模态型SAW滤波器。其中，与现有技术的不同点在于，交替配置区间C和区间E而形成的IDT整体具有的等价电极指1根所表现出的表面声波的反射系数γce在0.01至0.025的范围内。在此，将反射系数γce称为等价反射系数的理由在于，该反射系数是将所述区间C和区间E的电极周期长度不同的电极指排列结构所产生的IDT整体所呈的反射系数除以IDT的总电极根数后的换算值。
而且，作为结构条件，在所述压电体平板100和所述IDT(103、104、105等)的电极指1根表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.1的范围内时，本发明的方法特别有效。
而且，列举详细的结构条件如下，压电体平板100是石英STW切基板，所述IDT由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且区间C、区间E中的电极指的对数MC和ME分别为1对，控制用IDT 105的电极指111的对数MK为10对至30对的范围。而且，将区间C和区间E的电极指连接到给电导体112、113、114、以及115上，且输入侧IDT 103与输出侧IDT 104的电极指之和M为80±10对。特别在MK＝20对的情况下，输入侧与输出侧IDT的电极指的对数分别为40对。而且，所述IDT的电极指交叉宽度WC为50～80λ，反射器101、102的导体个数分别为30～100个。在以上的情况下，本元件可得到特别良好的特性。此外，石英STW切基板是将石英Y板绕电轴(X轴)逆时针旋转了θ＝35度至38度的石英平板，以欧拉角(φ，θ，ψ)表示则为(0°，125～128°，90°)。并且，排列各IDT，使表面声波的传播方向成为该石英Y板的旋转后的光轴Z′方向。
图3示出与该结构条件相对应的所述电极周期长度P(X)的详细设定的一个例子。在图3中，横轴是元件的X坐标位置，纵轴是P(X)对区间C的电极周期长度PC之比P(X)/PC。这些值在反射器中设定为0.968，在输入侧IDT和输出侧IDT以及控制用IDT的区间C中为1.0，在区间E中为0.91。
接着，在图4中说明实施例的元件的结构和工作。
图4利用“频率位势设计方法”示出采用了图1所示的由区间C和区间E构成的周期性结构的IDT。图4的200和202是由上述的区间C构成的块，201和203是由上述的区间E构成的块。此外，图4的4条特性曲线209等是表示表面声波的传播状态即传播带(用斜线表示的区域)以及不能传播表面声波的衰减状态即非传播带(也称为停止带，用白色表示的区域)的特性整体的特性曲线，称为波数分布曲线。波数分布曲线的横轴为波数k＝2π/λ(1/m)，纵轴以频率FTP(Hz)表示。FTP是在本发明中利用的“频率位势”的简称。如果将FTP利用的表面声波的速度设为Vs，则与上述的电极周期长度P之间存在FTP＝Vs/(2×P)的关系。而且，将基准频率设为FTP0，以频率差分量D＝(FTP-FTP0)/FTP0来表现更为有效。分布曲线上的白色圆圈204等表示由IDT产生的表面声波的工作点，产生208的箭头所示的右行波、左行波。此外206所示的频率差分量D表示上述的频率变化率，是区间C和区间E的频率位势之差。即，区间C的频率位势FTPC约为FTPC＝Vs/(2×PC)，区间E的频率位势FTPE约为FTPE＝Vs/(2×PE)，存在频率差分量D＝FTPC-FTPE的关系。而且，205的虚线围起的区域是通过图1的结构产生的具有反射系数γce＝0～0.025的传播带区域。即，可以明了，各个区间C、区间E的IDT电极指的对数MP(＝MC＝ME)的研究结果是，可以由1对以上的数对来构成。
接着，图5示出了根据利用1根电极指表现出的反射系数为γ＝0.05、具有上述图4的周期性结构的IDT而构成的正规型横向滤波器的特性得到的、IDT具有的插入损失Γ与电极周期长度之比PE/PC之间的关系。即，正规型横向滤波器是指图1中不存在反射器101和102的结构的元件。此外，图5示出了图4那样的IDT具有周期性结构、关于表面声波反射现象的物理特征的图。根据图5的特性曲线400，当PE/PC变为0.78±0.02附近(Q点)时，所述的插入损失Γ变为大致为0。此外，在PE/PC＝0.9附近(R点)处，可以认识到相对于以往产品的插入损失有约6dB的减少。这可推定当1根电极指表现出的反射系数γ为0.05时，变成约一半的0.025左右。
接着，图6是示出具有所述的Q点即反射系数γce＝0的传播波段的产生机制的图。图中的纵轴为频率轴F，位于该频率轴F的右侧半面的横轴表示反射系数γ的大小，位于左侧半面的横轴表示反射系数γ的相位角θ，相当于反射波的相位角θ。图中的特性曲线500是上述区间C中的反射系数γc的振幅特性，502是反射系数γc的相位特性。意味着当相位为0度时，反射波和入射波为相同相位状态，当相位为180度的情况下，入射波和反射波为相反相位状态。另一方面，从特性曲线500开始向上按频率变化率移动+0.22后的特性曲线501是上述区间E具有的反射系数γe的振幅特性。此外，503是反射系数γe的相位特性。区间C和区间E的电极指均与给电导体连接，激励表面声波。特性曲线500是对于电极周期长度PC的区间C的电极指对数MC为4对，1根电极指表现出的反射系数γ为0.05的情况进行计算的结果(对应于图5)。在上述特性曲线500中，示出表面声波通过使得反射系数γ＝0的频率，入射波不反射而通过区间C。作为下侧的传播点和上侧的传播点的宽度的条带宽度BW在该情况下变为0.25(25％)的较大的宽度。这是因为电极指具有的反射系数γ较大，且对数MP为极小的4对。特性曲线501是同样地对于电极周期长度PE的区间E的电极指对数ME为4对，每1根电极指的反射系数γ为0.05的情况进行计算的结果。特性曲线501是使特性曲线500上升0.22(22％)后的曲线，这是由于电极周期长度PE设定为PC的78％。特性曲线501的条带宽度BW为0.25(25％)，与区间C相同。上述被激励的表面声波具有大致在振幅工作点B1和相位工作点B2附近的频率成分，该发生的表面声波在直至区间C的相同频率的振幅工作点A1和相位工作点A2处工作。相位工作点A2和B2配置为相位大致反转，来自区间C和区间E的反射波被合成、抵消，整体的反射波变为0，因此实现反射系数γce＝0。因此，上述工作点B1、B2附近的频率成为无反射的传播带。以上是对作为本发明的基础的现象的说明。此外，若频率上升量为0至+0.22的范围，则上述区间C和区间E的多个反复形成的总反射系数取1至0之间的值。上述的图5的特性可对表现出该状态进行解释。此外，在上述的说明中，设电极指的对数MP＝4进行了说明，但对于MP＝1～10对之间也同样。
此外，区间E激励与工作点B1相对应的频率的表面声波，形成本发明的元件的滤波特性。
本发明基于以上的工作原理，实现区间C和区间E的IDT整体具有的等价电极指1根表现出的反射系数γce在0.01至0.025的范围内的状态，利用基波对称模S0、基波斜对称模A0、一次对称模S1的3个谐振状态，来实现谐振器型SAW滤波器。
接着，对于图1的结构的谐振器型SAW滤波器表现出的滤波特性进行说明。
图7是石英STW切中的1根电极指表现出的反射系数γ的特性图。在该特性图中，STW切以欧拉角(φ，θ，ψ)表示为(0°，127±1°，90°)，通过上述表面集中型的SH波或称为SSBW表面声波的弹性波而工作。图7的横轴是电极指的导体宽度L和电极周期长度P之比，即线幅比η＝L/P，纵轴是用百分数表示1根电极指表现出的反射系数γ的值。图中的特性曲线600是表面声波的波长λ对电极膜厚H之比H/λ＝0.03的情况，特性曲线601是H/λ＝0.05的情况。例如在元件的工作频率为1.5GHz的情况下，因为SSBW表面声波的速度为约5100(m/sec)，因此波长λ为λ＝5100/1.5×109＝3.4×10-6m，此时的电极膜厚H在H/λ＝0.03时，为102nm，在H/λ＝0.05时，为170nm。在电极膜的稳定的形成中，至少需要100nm左右的膜厚，该状态下的反射系数γ约为5～6％。
接着，图8是表示在压电体平板上使用具有上述的反射系数γ的电极指，构成本实施方式的纵3模态型SAW谐振器的状态的概念图。图中的700是压电体平板，701和702是反射器，703和704是输入侧和输出侧的IDT，705是控制用IDT区域。这些由交替配置区间C和区间E而构成。在该状态下，与上述元件的709的X轴位置相对应地示出上述元件中利用的固有谐振模的振动位移分布U(X)的相对值。图中的706是具有相对于表面声波传播方向X的中央位置大致对称的振动位移分布的基波对称模S0，707是具有相对于上述中央位置大致斜对称的振动位移分布的基波斜对称模A0。此外，708是在振动位移分布中具有2个节，相对于上述中央位置大致对称的1次对称模S1。即，横轴的X坐标以1/2波长单位来表述。
在此，为了易于理解本实施例中的滤波器的特性，先对通过现有技术得到的滤波器特性进行说明。
图9是在本实施例中定义的设计变量为H/λ＝0.03、1根电极指的反射系数γ＝0.05的状态下，作为现有技术条件的区间C和区间E的电极周期长度PC和PE相等(PE/PC＝1)的情况。此外，是在1个区间的电极指的对数MP＝4对，输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和M为120对，控制用IDT的对数MK为20对，反射器的导体个数为80个，电极指的电极指交叉宽度WC为50λ的情况。该图的横轴为频率变化率df/f(ppm)，纵轴为以分贝(dB)表示的滤波器工作传输量SB(f)。此外，f为频率。在特性曲线800中，表现出峰值的801表示滤波器的通过带宽，这样可以明了，具有单峰性的窄带特性。本发明提供改善这样的单峰特性状态，使滤波器具有较宽的通过带宽的方法。
接着，图10是在以往的设计条件下(PE/PC＝1)，改变1根电极指表现出的反射系数γ的值时计算出滤波器的传输特性的图。図10(a)是反射系数γ＝0.05的情况，输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数M＝80对，电极指交叉宽度WC＝100λ，反射器的导体根数N＝80根，1个区间的电极指对数MP＝4对。在该情况下，特性曲线901表示滤波器的传输特性，通带的比带宽为1200ppm。
此外，图10(b)为反射系数γ＝0.015的情况，将输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和设为两倍的M＝160对，电极指交叉宽度WC＝50λ、反射器的导体个数N＝80个，1个区间的电极指的对数MP＝4对。在该情况下，特性曲线902表现出滤波器的传输特性，通带的比带宽为约1000ppm。图10意味着如果使得输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和M减小，则可以扩展通过带宽，并且如果减小反射系数γ，则即使增大输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和M，也可扩展通过带宽。本发明就是作为上述的结论，通过减小输入侧和输出侧IDT整体的电极指的对数之和M，并减小反射系数γ，来实现在1～3GHz波段中工作的通过比带宽4000ppm的谐振器型SAW滤波器。如在现有技术中已经说明的那样，通过比带宽存在约500ppm的极限。原因在于，对于实用的电极膜厚，1根电极指表现出的反射系数γ只达到5～10％。
接着，对于图1的实施例所示的滤波器特性进行说明。
图11是上段示出滤波器的传输特性1001，下段示出构成本元件的反射器的反射特性1002的图。在本发明中，使得反射器的中心频率f(Ref)和滤波器的通过带宽的中心频率f(IDT)一致。在该状态下，可以完全反射区间E的IDT放射出的表面声波，因此可减少反射器的导体个数。为此，将反射器的电极周期长度PR设为0.968PC。其它条件为，PE/PC＝0.91，输入侧和输出侧IDT的对数分别为40对，反射器的导体个数N＝100个，电极指交叉宽度WC＝60λ，区间C和区间E的电极指对数MC＝ME＝1对，控制用IDT的电极指为20对，1根电极指表现出的反射系数γ为0.05。
接着，图12是以分贝表示二级级联连接了图11的纵3模态型SAW滤波器时的滤波器的工作传输量SB(f)的图。横轴为频率变化率df/f(ppm)，纵轴为滤波器的工作传输量SB(f)。本元件设计为使得滤波器的阻抗为50Ω。本元件的工作频率设为1.5GHz。在该情况下，传输特性变为图12(a)的特性曲线1100，插入损失的最小值约为2.0dB，作为通带的平坦区域的宽度(比带宽)为约4000ppm。并且，1101是滤波器的影像阻抗Z(f)(Ω)。特性曲线1100的频率9000ppm附近为1次对称模S1，12000ppm附近为基波斜对称模A0，14000ppm附近为基波对称模S0。图12(b)是扩展频率范围而示出的滤波器特性1102。波段外的抑制特性除了一部分狭窄频率外可确保50dB左右，可以明了可得到良好的特性。此外，1103是反射器具有的反射特性，将反射量变为100倍而示出以能够知道相对位置。
以上是对第1课题的本实施例的说明。接着对由于该实施例产生的侧带波成分(第2课题)的改善结果进行说明。对该侧带波的发生原因进行分析的结果，可知在发生原因中存在2个原因。第1个发生原因是输入侧IDT的区间C和区间E中有无激励表面声波而引起的振幅调制，第2个发生原因是区间C和区间E的电极周期长度PC、PE不同而引起的频率调制。从这些侧带波成分的发生原因的观点出发来说明图13的状况。
图13是在将区间E的电极指与给电导体连接，而不将区间C的电极指与给电导体连接的情况下，且改变了区间C和区间E的电极指根数NPM时的侧带波的发生状况。图13(a)是NPM＝2根的情况，图13(b)是NPM＝6根的情况，图13(c)是NPM＝8根的情况。图中的1200是所期望的通带，1201、1202、1203的各个峰值是与各电极指根数NPM相对应的侧带波成分。它们的振幅的大小较大，为62dB至30dB，存在问题。此外，NPM的值表现为偶数值，但对奇数值也表现出同样的侧带波成分的值。在图13中，NPM为2根或6根时，侧带波成分较小，为62dB。而且，在NPM＝2根，即MC＝ME＝1对时，侧带波成分远离所期望的通带1200，与NPM＝6根、NPM＝8根的情况相比，具有实用上有利的特性。
因此接着试着消除作为侧带波成分的产生原因的第1原因。即，试着将区间C的电极指与给电导体连接。其结果，在NPM＝2时，得到图14的特性曲线1300中所示的滤波器特性。图中的1301是所期望的通带，1302是侧带波成分。其大小为90dB，为通常的噪声水平，可知改善为可使用的大小。
这样，根据本实施例，因为来自区间C和区间E的各电极指的反射波的总和相互抵消而减少，因此减低了1根电极指表现出的实效反射系数，可容易地实现较宽带宽的纵3模态型的谐振器型SAW滤波器。此外，区间C和区间E的电极指分别电连接，激励表面声波而不中断，因此可以使得成为噪声产生原因的侧带波成分足够小。
(实施例2)
接着，对本发明的谐振器型SAW滤波器的另一实施例进行说明。
图15是对于本发明的谐振器型SAW滤波器的一个实施例，示出在压电体平板上形成的电极图形的示意平面图。
图15的各部位名称为，150是由石英、LiTaO3等构成的压电体平板，151和152是反射器，153是输入侧IDT，154是输出侧IDT，155是控制用IDT，156A和156B是构成反射器的导体带，157是与给电导体(母线)连接的输入侧IDT的正极侧电极指，158是与给电导体(母线)连接的输入侧IDT的负极侧电极指，159是与给电导体(母线)连接的输出侧IDT的正极侧电极指，160是与给电导体(母线)连接的输出侧IDT的负极侧电极指。此外，161等是控制用IDT的电极指，162和163分别为正极侧和负极侧的输入侧给电导体(母线)，164和165分别为正极侧和负极侧的输出侧给电导体(母线)。而且，压电体平板上的173是作为所利用的表面声波的相位传播方向的X轴，171是用于驱动本元件的信号源，172是作为本元件的负载的阻抗ZL。
进一步进行说明，166是与区间G对应的输出侧IDT的部分，167是与区间H对应的输出侧IDT的部分，169是与区间G对应的输入侧IDT的部分，170是与区间H对应的输入侧IDT的部分。168A和168B的各区间是分别具有电极周期长度PG和PH的控制用IDT的区间。
在实际的元件中，交替连续配置区间G和区间H而构成输入侧IDT153，同样交替连续配置区间G和区间H而构成输出侧IDT 154。也同样交替连续配置区间G和区间H而构成控制用IDT 155。在这样构成的输入侧IDT 153和输出侧IDT 154的上述X轴方向的两侧配置有1对反射器151、152。有时不设反射器151、152也可，但加上反射器可显著改善元件的特性。
进一步进行说明，上述区间G中构成IDT的正负极性之中任一方的电极指的根数NG为1根，另一方面，上述区间H中与区间G不同极性的电极指的根数NH为1根，且区间G和区间H的电极指均与给电导体连接。此外，在将作为电极宽度尺寸L和电极间尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S时，上述区间G的电极周期长度P为PG，上述区间H的电极周期长度P为PH。此外，对于上述电极周期长度，对于上述区间G和区间H的电极周期长度之比PH/PG，设定在0.8＜PH/PG＜1的范围内。
而且，使得上述反射器151、152的中心频率f(Ref)和上述区间H的IDT产生的频率f(IDT)一致，适当地设定区间G的IDT和区间H的IDT的电极周期长度PG和PH的组合与反射器151、152的电极周期长度PR之间的关系，把两频率设定为f(Ref)＝f(IDT)。
通过以上所述的图15的结构整体，由输入侧IDT产生的表面声波被1对反射器151、152反射，形成驻波振动状态，产生所要利用的固有谐振模。这些固有谐振模是在X轴方向上改变振动位移的基波对称模S0和基波斜对称模A0，以及1次对称模S1的3个谐振状态，结合所述3个谐振现象构成纵3模态型SAW滤波器。
其中，与现有技术的不同点在于，交替配置区间G和区间H而形成的IDT整体具有的等价电极指1根所表现出的反射系数γgh在0.01至0.025的范围内。
而且，作为构成条件，在所述压电体平板150和所述IDT(153、154、155等)的电极指1根表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.1的范围内时，本发明的方法特别有效。
而且，列举详细的结构条件如下，上述压电体平板是石英STW切基板，所述IDT由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且区间G、区间H中的电极指的根数NG和NH分别为1根，控制用IDT 155的电极指161的对数MK为10对至30对的范围。而且，将区间G和区间H的电极指与给电导体连接，且上述输入侧IDT与输出侧IDT的电极指之和M为40±10对。特别在MK＝20对的情况下，输入侧与输出侧IDT为40对，IDT的电极指交叉宽度WC为50～80λ，上述反射器的导体个数为30～100个，在以上的情况下，本元件可得到特别良好的特性。此外，石英STW切基板是将石英Y板绕电轴(X轴)逆时针旋转了θ＝35度至38度的石英平板，以欧拉角(φ，θ，ψ)表示则为(0°，125～128°，90°)。并且，排列各IDT，使表面声波的传播方向成为该石英Y板的旋转后的光轴Z′方向。
以上这样构成的谐振器型SAW滤波器的基本工作原理与实施例1的图2、图3、图4、图5、图6、图8中说明的相同，因此省略说明。此外，在本实施例中，对于在图7、图11、图12中说明的滤波器特性也具有同样的效果。
在此，实施例1和实施例2的不同点在于，构成IDT的区间G、区间H的电极指的根数不同。在实施例1中设为在1个区间(区间C、区间E)中电极指的根数为2根(NPM＝2)，即由1对构成，在实施例2中设为在1个区间(区间G、区间H)中电极指的根数为1根(NPM＝1)。
当将1个区间中的电极指设为1对时，如在图14中说明的那样，在滤波器特性中残留90dB的侧带波成分。因此，再次研究的结果，在将1个区间的电极指不设为1对，而设为1根(NPM＝1)时，消除了侧带波成分。这与图15的结构相对应，在图16中示出二级级联连接了该谐振器型SAW滤波器时的传输特性。在图16中，1400是所期望的通带，1401是传输特性曲线。从图中可知削减了侧带波的成分。
这样，根据本实施例，来自区间G和区间H的各电极指的反射波的总和相互抵消而减少，1根电极指表现出的实效反射系数减低，可容易地实现较宽带宽的纵3模态型谐振器型SAW滤波器。此外，区间G和区间H的电极指分别电连接，激励表面声波，而不中断，因此可完全去除成为噪声产生原因的侧带波成分。
如上所述，对于仅由石英构成的基板，对利用了STW型的表面声波的表面声波滤波器的结构及特性进行了说明，但补充一项说明，上述基板即使由石英以外的材料，例如金刚石基板形成，或者在基板表面上以不损害本元件特性的程度形成SiO2、ZnO等的薄膜，只要在满足本发明的构成条件的范围内即有效。
此外，上述实施例以纵3模态型的谐振器型SAW滤波器为例进行了说明，但也可作为纵2模态型的谐振器型SAW滤波器来实施。

Claims (10)

1.一种谐振器型SAW滤波器，其在压电体平板上，在表面声波的传播方向上分别配置有：激励表面声波的输入侧梳状电极；接收由所述输入侧梳状电极激励的表面声波的输出侧梳状电极；用于在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极之间控制表面声波的状态的控制用梳状电极；以及设在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极的两侧的1对反射器，其特征在于，
所述输入侧梳状电极和所述输出侧梳状电极以及所述控制用梳状电极由分别设在交替配置的2种不同的区间C和区间E内的电极指构成，
设所述表面声波的波长为λ时，所述电极指的宽度L由大致λ/4的尺寸构成，
在将作为所述电极指的宽度L和电极指之间的尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S的情况下，
所述区间C中的电极周期长度P为PC且所述区间C的电极指的对数MC为1对，
所述区间E中的所述电极周期长度P为PE且所述区间E的电极指的对数ME为1对，
所述区间C和区间E的电极周期长度之比PE/PC在0.8＜PE/PC＜1的范围内，且设在所述区间C和区间E中的所述电极指均与给电导体连接。
2.根据权利要求1所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，所述压电体平板和所述梳状电极形成的所述电极指1根所表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.10的范围内。
3.根据权利要求1所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，在所述谐振器型SAW滤波器中，所利用的谐振模是由基波对称模S0、基波斜对称模A0和1次对称模S1的谐振现象合成的纵3模态，且由所述电极周期长度PC和PE交替配置形成的梳状电极整体所具有的所述电极指1根表现出的表面声波的等价反射系数γce在0.01至0.025的范围内，所述等价反射系数γce是将所述区间C和区间E的电极周期长度不同的电极指排列结构所产生的梳状电极整体所呈的反射系数除以梳状电极的总电极根数后的换算值。
4.根据权利要求1所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，所述压电体平板是石英STW切基板，所述梳状电极由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且所述电极周期长度之比PE/PC为0.9±0.02，所述控制用梳状电极的电极指的对数MK为10对至30对的范围，且所述输入侧梳状电极与输出侧梳状电极的电极指之和M为80±10对，且所述电极指的电极指交叉宽度WC为50λ～80λ，所述反射器的导体个数为30～100个。
5.一种谐振器型SAW滤波器，其在压电体平板上，在表面声波的传播方向上分别配置有：激励表面声波的输入侧梳状电极；接收由所述输入侧梳状电极激励的表面声波的输出侧梳状电极；用于在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极之间控制表面声波的状态的控制用梳状电极；以及设在所述输入侧梳状电极和输出侧梳状电极的两侧的1对反射器，其特征在于，
所述输入侧梳状电极和所述输出侧梳状电极以及所述控制用梳状电极由分别设在交替配置的2种不同的区间G和区间H内的电极指构成，
设所述表面声波的波长为λ时，所述电极指的宽度L由大致λ/4的尺寸构成，
在将作为所述电极指的宽度L和电极指之间的尺寸S之和的电极周期长度P设为P＝L+S的情况下，
所述区间G中的所述电极周期长度P为PG且所述区间G的电极指的根数NG为1根，
所述区间H中的所述电极周期长度P为PH且所述区间H的电极指的根数NH为1根，
所述区间G和区间H的电极周期长度之比PH/PG在0.8＜PH/PG＜1的范围内，且区间G和区间H的所述电极指连接在极性各不相同的给电导体上。
6.根据权利要求5所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，所述压电体平板和所述梳状电极形成的所述电极指1根所表现出的表面声波的反射系数γ在0.03至0.10的范围内。
7.根据权利要求5所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，在所述谐振器型SAW滤波器中，所利用的谐振模是由基波对称模S0、基波斜对称模A0和1次对称模S1的谐振现象合成的纵3模态，且由所述电极周期长度PG和PH交替配置形成的梳状电极整体具有的所述电极指1根所表现出的等价反射系数γgh在0.01至0.025的范围内，所述等价反射系数γgh是将所述区间G和区间H的电极周期长度不同的电极指排列结构所产生的梳状电极整体所呈的反射系数除以梳状电极的总电极根数后的换算值。
8.根据权利要求5所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，所述压电体平板是石英STW切基板，所述梳状电极由铝金属形成，1根电极指表现出的表面声波的反射系数γ为0.05±0.02，且所述电极周期长度之比PH/PG为0.9±0.02，所述控制用梳状电极的电极指的对数MK为10对至30对的范围，且所述输入侧梳状电极与输出侧梳状电极的对数之和M为40±10对，且所述电极指的电极指交叉宽度WC为50λ～80λ，所述反射器的导体个数为30～100个。
9.根据权利要求1或5所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，使得所述反射器的中心频率与所述电极周期长度PE或PH的梳状电极产生的频率一致。
10.根据权利要求4或8所述的谐振器型SAW滤波器，其特征在于，所述石英STW切基板是将石英Y板绕电轴逆时针旋转了θ＝35度至38度后的石英平板。
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