CN1835492A - 传播路径估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

传播路径估计方法及装置。一种传播路径估计方法，用于在信号发送和接收中执行信号频带限制的无线电通信系统的接收机。该方法包括：估计信号的传播路径的脉冲响应组；使该脉冲响应组通过具有与用于所述频带限制的频带限制滤波器特性相反的滤波器特性的滤波器(53)；通过阈值判断从所述滤波器(53)的输出中去除与噪声分量相对应的脉冲响应；并且利用未被去除的脉冲响应来估计所述传播路径。该方法能够与诸如延迟扩展或路径间隔的传播环境无关地抑制背景噪声，从而显著地提高传播路径估计的精确度。

Description

传播路径估计方法及装置

技术领域

本发明涉及一种传播路径估计方法和装置，本发明尤其涉及一种传播路径估计方法和装置，其中接收机对当执行使用特定无线电通信传输方法的通信时传输信号通过的传播路径进行估计。

背景技术

在将预定频带用于通信的无线电通信系统中，为了降低对其它频带的影响和考虑到发射机/接收机的模拟组件的特性，执行频带限制。另一方面，在使用相干检测的无线电通信系统中，需要估计传播路径特性(传播路径信息)，而估计的精确度将显著地影响传输差错率。

例如，在使用基于正交频分复用(OFDM)的调制方法的无线电通信系统中，需要对传输中使用的所有副载波的传播路径信息进行估计，与使用相干检测的其它无线电通信系统的情况相同，估计精确度将显著地影响传输差错率。因为这个原因，在使用基于OFDM的调制方法的无线电通信系统中，在传输中使用的副载波内传输已知符号，并针对每个副载波估计传播路径信息。

如上所述，由于传播路径估计精确度显著地影响传输差错率，所以经常采用对包含在传播路径估计值内的背景噪声进行抑制的技术，该传播路径估计值是使用已知符号估计的。例如，作为第一种常规技术，存在一种相邻副载波之间的频率平均处理的技术(参见下述非专利文献1)；作为第二种常规技术，存在一种所估计传播路径的脉冲响应组的强制“0”替代。

[非专利文献1]Atarashi，Abeta and Sawahashi，“Performance ofForward Link Broadband Packet TD-OFCDM with Iterative ChannelEstimation(使用迭代信道估计的前向链路宽带分组TD-OFCDM的性能)”，Technical Report of IEICE.RCS2000-186，pp.85-91，January，2001。

[专利文献1]日本特开2000-341242号公报。

第一常规技术通过使用在频率方向上的相干性(均匀性)在相邻副载波之间进行平均来抑制背景噪声。例如，如图15所示，如果将512个传播路径的特性给作h1至h512，则将三个相邻副载波的传播路径特性进行平均，以获得中间副载波的传播路径特性。

在第一常规技术中，传播路径特性在正比于延迟扩展倒数的相干带宽内是相干的。如果在这个相干带宽内存在M个副载波，则这M个副载波的传播路径特性是相同的。如果延迟扩展很小，则在频率方向内传播路径特性中的波动量很小(相干性很大)，因而，通过增加在频率方向内平均操作的数量，有效地抑制了背景噪声。在多径环境中在接收波到达时间上存在不同，将这个延迟时间的扩展称作“延时扩展”。

然而，在第一常规技术中，延迟扩展越大，则相邻副载波的信道波动量的相关性越小。因此，在频率方向上不必要的大量平均操作将带来降低估计精确度的问题。实际的延迟扩展变化很大：在市区室外0.2至2.0μs，在山区室外10至20μs。因此，在第一常规技术中，必需在测量延迟扩展时选择最佳数量的平均操作。此外，即使可以选择最佳数量的平均操作，依然不可能在延迟扩展很大的山区内执行平均操作，因而不能抑制背景噪声。

另一方面，在第二常规技术中，将在所估计传播路径上的脉冲响应组的电功率与预定的阈值进行比较，并用“0”强制地替代等于或小于该阈值的脉冲，从而抑制背景噪声。在OFDM信号中，对映射在副载波内的信号执行IFFT处理以将其转换到用于传输的时域。如果IFFT的大小(N点IFFT)不同于在信号传输中使用的副载波数量(Nc)，则这等价于用在频率轴上的矩形窗口执行相乘。因而，OFDM时间信号是卷积sinc函数的信号，所述sinc函数根据IFFT大小(N)和副载波的数量(Nc)指定。

使用这个特征，第二常规技术将阈值设置为低于主波瓣大约13dB的值，因此不将sinc函数的旁波瓣视为有效路径(脉冲)。当使用用作N个副载波分量f₁至F_N的N块数据执行N点IFFT处理时，频谱如图16(A)所示。在OFDM中，将IFFT处理之后的信号转换成模拟信号，低通滤波器从该模拟信号中提取f₁至F_N的基带信号分量，随后将这些信号分量上变频成无线电射频并将其发射。为了选择f₁至f_N的基带信号分量，带有陡直截止特性的低通滤波器是必需的，但是制造这样的低通滤波器非常困难。

因此，如图16(B)所示，在数据传输中并不使用在N个副载波f₁至f_N两端上的载波，即，在数据传输中使用Nc个(Nc＜N)副载波。以这种方式，当在数据传输中使用的副载波数量Nc不同于IFFT大小(＝N)时，传播路径响应并不变成如图17所示的脉冲，而是变成sinc函数，并且主波瓣的峰值降低到Nc/N。因此，当Nc＝N时，传播路径响应变成如图18(A)所示的脉冲，但是当Nc＜N时，它变成在其上叠加有sinc函数的波形。

第二常规技术将阈值设置为低于主波瓣大约13dB的值，因此，不会将sinc函数的旁波瓣判断为有效脉冲，这抑制了背景噪声。在第二常规技术中，消除sinc函数的旁波瓣，仅将主波瓣判断为有效路径。然而，因为由于sinc函数的特性导致主波瓣的振幅降低为Nc/N，因而，第二常规技术的问题在于包含残留估计误差。在路径间隔很小的传播环境中，sinc函数的旁波瓣相互干扰，在重叠抽样内的组合值超过了该阈值。因此，错误地将路径判断为存在于不存在路径的地方。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种传播路径估计方法和装置，其中在不考虑诸如延迟扩展和路径间隔等传播环境的情况下，抑制背景噪声，从而显著地改善传播路径估计的精确度。尽管上述常规技术限制于基于OFDM的无线电传输方法，但是本发明并不限制于此。

为了实现上述目的，根据本发明，(1)提供一种传播路径估计方法，用于在信号发送和接收中执行信号频带限制的无线电通信系统的接收机，该方法包括：估计信号传播路径的脉冲响应组；使该脉冲响应组通过滤波器特性与用于频带限制的频带限制滤波器特性相反的滤波器；通过阈值判断从滤波器的输出中消除与噪声分量对应的脉冲响应；并使用未被消除的脉冲响应来估计传播路径。

(2)作为优选特征，在使脉冲响应组通过滤波器之前，用特定值替代脉冲响应组之中等于或小于第一阈值的脉冲响应。

(3)作为另一个优选特征，用特定值替代在滤波器的输出之中等于或小于第二阈值的脉冲响应。

(4)作为另一个优选特征，该滤波器是FIR型滤波器，其滤波器系数通过使用频带限制滤波器特性的部分时间响应的逆矩阵操作获得。

(5)作为普通特征，提供一种传播路径估计装置，用于在信号发送和接收中执行信号的频带限制的无线电通信系统的接收机中使用，该装置包括：脉冲响应估计单元，估计信号传播路径的脉冲响应组；滤波器，具有与用于频带限制的频带限制滤波器特性相反的滤波器特性，向该滤波器输入由脉冲响应估计单元估计的脉冲响应组；估计单元，通过利用阈值判断从滤波器的输出中选择脉冲响应来估计传播路径，所选择的脉冲响应并不包括与噪声分量对应的脉冲响应。

本发明确保了下述有利的结果：

(1)在OFDM传输中，即使出现超过GI(保护间隔)的延迟波，也可以获得传播路径估计值，其中将背景噪声抑制到与已知传播路径的情况相等的电平上。

(2)可以在不考虑诸如延迟扩展和路径间隔等传播环境的情况下，抑制背景噪声。

(3)具体而言，通过使所估计的脉冲响应组通过特性与频带限制滤波器的特性相反的滤波器，由此均衡脉冲响应组，获得传播路径响应。这种设置消除了使矩阵操作复杂的需要，并可以通过硬件而非软件实现，从而缩小电路大小，并可以实现高速处理。

(4)此外，如果在使脉冲响应组中的等于或小于第一阈值的脉冲响应通过上述滤波器之前，用特定值(例如“0”)予以替代，则能够消除噪声的影响。

(5)如果使用带宽限制滤波器特性的部分时间响应获得上述滤波器的滤波器系数，则可以稳定地获得上述滤波器系数，而类似于理想带宽限制滤波器不会导致发散。

(6)此外，如果用特定值(例如“0”)替代上述滤波器输出中的等于或小于第二阈值的脉冲响应，则可以将在均衡之后等于或小于第二阈值的单元视为均衡误差，并可以消除它们的影响。

当结合附图阅读下述详细描述时，本发明的其它目的和另外的特征将变得明显。

附图说明

图1是表示根据本发明一个优选实施例的包括信道估计装置的OFDM系统的结构的方框图；

图2是用于描述根据本实施例的数据格式和由S/P转换器执行的串/并转换的图；

图3是用于描述保护间隔插入的图；

图4是表示图1的传播路径估计单元的结构的方框图；

图5(A)和图5(B)是用于描述根据本发明的传播路径响应矢量的图；

图6是用于描述根据本发明的当N＝8时的接收信号矢量的图；

图7是用于描述根据本实施例的sinc函数波形的图；

图8是用于描述根据本实施例的S矩阵的列矢量的图；

图9是用于描述根据本实施例的CIR估计矢量的CIR元素的图；

图10是表示传播路径估计单元的结构的方框图，其中示出了图4的均衡滤波器的结构；

图11是表示图4和图10的传播路径估计单元的修改示例的方框图；

图12(A)至图12(D)是用于描述图4和图10的脉冲再判断单元的操作的图；

图13是用于描述图4和图10的传播路径估计单元的操作(信道估计处理)的流程图；

图14示出了根据本实施例的仿真结果(传播路径估计值的频率特性的实数分量)的示例；

图15示出了通过对相邻副载波进行平均来抑制背景噪声的第一常规技术；

图16(A)示出了在数据传输中使用所有副载波的频谱的示例；图16(B)示出了使用并不包括两端副载波的副载波来执行数据传输的频谱的示例；

图17是用于描述当不将N个副载波中的位于在两端的副载波用于数据传输时的传播路径响应(sinc函数)的图；

图18(A)和图18(B)是用于描述在第二常规技术中的将要解决的问题的图。

具体实施方式

[A]一个实施例：

在OFDM通信系统中通过OFDM接收机的传播路径估计上，CIR(信道脉冲响应)估计单元估计传播路径的脉冲响应组，有效脉冲判断单元选择在脉冲响应组中的等于或大于特定阈值的脉冲响应(CIR)，传播路径估计单元使用如下各项来获得传播路径响应矢量：(i)包括选定CIR作为元素的CIR估计矢量；(ii)由在OFDM调制中使用的N点IFFT和由在实际传输中使用的Nc个副载波规定的矩阵S；(iii)特性与矩阵S的列矢量 相反的滤波器，获得传播路径响应矢量。

图1是表示根据本发明的一个优选实施例的包括信道估计装置的OFDM系统的结构的方框图。在图1的OFDM发射机10中，编码单元11通过卷积编码或Turbo编码对二进制数据进行编码，调制单元12在执行交织之后例如通过QPSK调制已编码数据。然后，串/并转换器(S/P转换器)13将调制数据符号或导频符号转换成Nc符号的并行数据序列，并生成Nc个副载波分量。

N点逆快速傅立叶变换(IFFT)单元14对从S/P转换器13输入的Nc个副载波分量(调制数据)执行逆快速傅立叶变换处理(IFFT)，用“0”替代N个副载波中的(N-Nc)个副载波分量，并且并行输出N段时间序列数据。并/串转换器(P/S转换器)15将通过IFFT处理获得的N段时间序列数据转换成串行数据，并作为OFDM符号输出该数据。

保护间隔插入单元16将保护间隔GI插入由N段时间序列数据组成的OFDM符号中；数字/模拟转换器(DAC)17将保护间隔插入单元16输出的信号转换成模拟信号；低通滤波器(LPF)18选择并输出基带信号分量；无线单元(U/C)19将基带信号上变换到射频，然后在放大之后从天线ATS发送该信号。从天线ATS发送的信号通过多径传播路径(多径衰落信道)20传播，并由OFDM接收机30接收。在传播过程中，将加性白高斯噪声(AWGN)叠加在传输信号上。

图2是用于描述根据本实施例的数据格式和由S/P转换器13执行的串/并转换的图。单个帧包括32×Nc个符号，导频P(已知符号)时间复用在传输数据DT之前。每帧的导频P例如包括4×Nc个符号，每帧的传输数据包括28×Nc个符号。S/P转换器13通过开始的四次输出Nc个导频符号作为并行数据，此后，S/P转换器13通过28次输出传输数据的Nc个符号作为并行数据。因此，在一帧的间隔内，通过四次发送包括四个导频符号的OFDM符号，可以在接收机端上使用导频符号来估计传播路径(信道)以执行信道补偿(衰落补偿)。

图3是用于描述保护间隔插入的图。在这里，“保护间隔插入”的涵义如下：当将与N个副载波抽样(＝1OFDM符号)相对应的IFFT输出信号视为单个单元时，将该信号的尾部复制到其前部上。通过该保护间隔GI的插入，将能够消除由于多径导致的ISI的影响(符号间干扰)。

再次参照图1，在OFDM接收机30中，带通滤波器(BPF)31滤波通过天线ATR接收到的信号以滤除不必要的频率分量；下转换器(D/C)32将无线电信号转换成基带频率；模拟/数字转换器(未示出)执行对基带信号的模拟数字转换；保护间隔消除单元33消除保护间隔。S/P转换器34将已经去除了保护间隔的N段时间序列数据转换成并行数据，并将接收信号矢量

输入给传播路径估计单元35和传播路径补偿单元36。根据随后将描述的使用导频符号的方法，传播路径估计单元35计算由N个时间序列元素形成的传播路径响应矢量

传播路径补偿单元36将接收信号矢量

的N段时间序列数据乘以传播路径响应复共扼矢量

的每个元素以补偿传播路径(信道)。

N点傅立叶变换单元37对已经经受传播路径补偿的N段时间序列数据执行N点FFT处理，从而输出Nc个副载波分量；P/S转换器38依次输出Nc个副载波分量作为串行数据；解调单元39例如通过QPSK解调输入信号；解码单元40在执行去交织之后解码所输入的数据，并输出解码数据。

(a)传播估计单元的结构

图4是示出图1的传播路径估计单元35的结构的方框图。如图4所示，传播路径估计单元35包括：CIR估计单元51，使用接收信号矢量 和已知导频信号矢量 来估计传播路径的脉冲响应(信道脉冲响应)CIR，并输出CIR估计矢量

有效脉冲判断单元52，将CIR估计矢量 的每个CIR元素与阈值(第一阈值)TH₁进行比较，保持超过阈值TH₁的CIR元素作为有效CIR元素，并用特定值(例如“0”)替代等于或小于阈值TH₁的CIR元素(视为不存在传播路径响应)；均衡滤波器53，使用与在系统通信中使用的频带限制滤波器特性相反的特性，对除了“0”之外的CIR元素执行均衡处理；脉冲再判断单元(估计单元54)，将已经过均衡处理的CIR元素与另一个阈值(第二阈值)TH₂进行比较，保持超过阈值TH₂的CIR元素作为有效CIR元素，并使用“0”替代等于或小于阈值TH₂的CIR元素。

现在，将使用公式详细描述上述单元51、52、53和54的操作。

(1)CIR估计矢量的计算：

在使用OFDM传输方案的通信中，在频域中设置通常具有相等功率的导频信号(导频符号)，并使用这样的导频信号执行CIR估计。用下式表示在导频信号的频域中信号矢量 和在时域中的信号矢量

${\stackrel{\→}{P}}_f={\left[\begin{array}{cccc}{P}_f\left(0\right)& P_f\left(1\right)& \·\·\·& P_f(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(1\right)$

${\stackrel{\→}{P}}_t={\left[\begin{array}{cccc}{P}_t\left(0\right)& P_t\left(1\right)& \·\·\·& P_t(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(2\right)$

其中T是指转置， 的每个元素的功率是“0”或“1”。也就是，N表示IFFT大小，发送导频信号的Nc个副载波信号的电功率是“1”，不发送导频信号的(N-Nc)个副载波信号的电功率是“0”。用下式(3)表示 和 之间的关系。在此，F^-1表示N个抽样的IFFT处理。

$P_t\left(k\right)=F^{-1}\left\{{\stackrel{\→}{P}}_f\right\}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_f\left(n\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/N}---\left(3\right)$

用下式(4)和(5)分别表示在时域内的实际传播路径响应矢量

和加性噪声

${\stackrel{\→}{h}}_t={\left[\begin{array}{cccc}{h}_t\left(0\right)& h_t\left(1\right)& \·\·\·& h_t(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(4\right)$

$\stackrel{\→}{w}={\left[\begin{array}{cccc}w\left(0\right)& w\left(1\right)& \·\·\·& w(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(5\right)$

如图5(A)所示，假设在发射机10和接收机30之间存在八个传播路径PT₁至PT₇(多径)，

是每个路径的传播路径响应矢量，在图5(B)中示出了这个传播路径响应矢量的示例。为了简化，不考虑符号间干扰，在假设导频信号的保护间隔(GI)等于或大于数据符号长度的情况下进行下述描述。

用下式(6)和(7)来表示在时域中的接收信号矢量

${\stackrel{\→}{R}}_t={\left[\begin{array}{cccc}{R}_t\left(0\right)& R_t\left(1\right)& \·\·\·& R_t(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(6\right)$

$R_t\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_t\left(n\right)P_t(k-n)+w\left(k\right)---\left(7\right)$

图6示出了一个示例，其中N＝8。应当指出在此忽略了加性噪声。在图(6)中，最上面的序列是通过路径PT₀到达接收机30的时间序列信号；第二序列是通过路径PT₁到达接收机30的时间序列信号；第(i+1)序列是通过路径PT_i到达接收机30的时间序列信号。在此，Pt(j)是导频，Dt(j)是数据。参考字符1表示在导频信号时域内的信号；参考字符2表示导频信号的GI；参考字符3表示在导频信号之后的数据信号；参考字符4表示数据信号的GI。

如上所述，如果导频信号的GI等于或大于数据符号长度，则在FFT窗口内的接收信号已经保证了循环卷积。因此，用下述矩阵(8)表示接收信号矢量

将该接收信号矢量输入给图4的CIR估计单元51。

根据等式(8)，使用接收信号矢量 和已知的导频信号矢量 根据滑动相关来估计信道脉冲响应CIR如下。也就是，CIR估计矢量是：

${\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{h}}_{\mathrm{CIR}}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{h}}_{\mathrm{CIR}}\left(0\right)& {\hat{h}}_{\mathrm{CIR}}\left(1\right)& \·\·\·& {\hat{h}}_{\mathrm{CIR}}(N-1)\end{array}\right]}^T---\left(9\right)$

${\hat{h}}_{\mathrm{CIR}}\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_t\left(n\right)P_t^{*}(k-n)---\left(10\right)$

可以通过下述矩阵(11)表示上述等式：

并可以将其变换成：

${\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{h}}_{\mathrm{CIR}}=\frac{1}{N}{P_t}^H\·{\stackrel{\→}{R}}_t=\frac{1}{N}{P_t}^H\·(P_t\·{\stackrel{\→}{h}}_t+\stackrel{\→}{w})=\frac{1}{N}{P_t}^H\·P_t\·{\stackrel{\→}{h}}_t+\frac{1}{N}{P_t}^H\·\stackrel{\→}{w}---\left(12\right)$

其中

脉冲响应估计单元51根据上述等式(11)至(13)估计CIR估计矢量

并将其输入有效脉冲判断单元52。

尽管在上面的描述中解释了在时域内的CIR估计方法，类似的处理在频域内也是可行的。也就是，在频域内，并不使用时域公式(10)，而是使用频域信号来执行处理。

${\hat{h}}_{\mathrm{CIR}}\left(k\right)=F^{-1}\left\{\frac{R_f\left(k\right)}{P_f\left(k\right)}\right\}=F^{-1}\left\{\frac{R_f\left(k\right)P_f^{*}\left(k\right)}{|P_f^{*}\left(k\right){|}^2}\right\}$

0≤k≤N-1与在时域内的情况相同，但是k是副载波数量(k是在时域内的抽样个数)。在上述频域信号处理中，为了最终执行IFFT，将{}内的频率信号转换成公式(10)的时域信号。在此，在频域内执行信号处理的优点在于与在时域内的直接计算相比，它需要更小型的电路。

(2)有效脉冲判决

可以将由公式(12)估计的CIR估计矢量

内P_t ^H·P_t的每个元素表示如下：

$S_{\mathrm{ij}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_t^{*}(n-i)\·P_t(n-j)---\left(14\right)$

此外，通过将列表示为矢量(例如j＝0)，可以将该公式转换成下述循环卷积操作公式：

${\stackrel{\→}{S}}_0=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_t^{*}(n-i)\·P_t\left(n\right)---\left(15\right)$

因为该循环卷积操作等效于通过在频域内将IFFT应用于乘积所得的结果，所以可以将该公式变换成：

${\stackrel{\→}{S}}_0=F^{-1}\left\{F\right\{{\stackrel{\→}{P}}_t^{*}\left\}\right\}=F^{-1}\{{\stackrel{\→}{P}}_f^{*}\·{\stackrel{\→}{P}}_f^T\}---\left(16\right)$

其中，F表示FFT处理；F^-1表示IFFT处理。因为

是导频信号的电功率，所以上述公式补偿了

的每个元素的信息，并且非传输副载波是“0”，在传输中使用的副载波是“1”。公式(16)表示

是导频频率特性的IFFT处理(时间响应)，在执行频带限制的基于单载波的传输方法的情况下，它是频带限制滤波器的时间响应。

以这种方式，因为当不存在非传输副载波时

的所有元素是“1”)时， 的每个元素的信息得到了补偿，所以

是脉冲。反之，当存在非传输副载波时(在 的元素内包含有“0”)，

是由N和Nc规定的时间响应函数。在第二常规技术中，这限制于sinc函数。因为传输副载波位置变成如图16(B)所示，也就是，在两端上的副载波是非传输副载波(在数据传输中未使用)，时间响应函数变成在频率轴上的矩形函数，如果对其进行了IFFT处理，则它变成在时间轴上的sinc函数。本发明并不取决于副载波位置(已知信息)，其特征在于根据对应的时间响应函数(已知信息)(在这个示例中，将描述图16(B)的副载波位置)执行处理。因此，因为

是偶函数，可以建立下述定义：

${\stackrel{\→}{S}}_0={\left[\begin{array}{ccccccc}s\left(0\right)& s\left(1\right)& \·\·\·& s((N/2)-1)& s(-N/2)& \·\·\·& s(-1)\end{array}\right]}^T---\left(17\right)$

图7是用于描述sinc函数的波形的图。主波瓣A的峰值是Nc/N，Nc越小，则宽度W越宽。在图7中，当sinc函数的左半部分如虚线所述折叠时，每段时间序列数据S(0)，S(1)，……，S(1)变成公式(17)的列矢量 的每个元素。第k列的矢量是通过将 偏移k获得的矢量。因此，

S＝P_t ^H·P_t

可以通过下列矩阵来表示：

也就是，如图8所示，公式(18)的每个列矢量

是将图7的sinc函数顺序地偏移传播路径响应矢量

的每个元素的时差Δt而得到的。

根据上述描述，将CIR估计矢量

表示如下：

${\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{h}}_{\mathrm{CIR}}={P_t}^H\·(P_t\·{\stackrel{\→}{h}}_t+\stackrel{\→}{w})={P_t}^H\·P_t\·{\stackrel{\→}{h}}_t+{P_t}^H\·\stackrel{\→}{w}=S\·{\stackrel{\→}{h}}_t+{P_t}^H\·\stackrel{\→}{w}---\left(19\right)$

也就是，可以将

视为将加性噪声

与将S乘以传播路径响应矢量

获得的乘积进行相加的结果。因此，将

观察为所卷积的由于频带限制产生的时间响应矢量和传播路径响应矢量 在此，因为S是由形状为sinc函数的矢量形成的，随着它远离主波瓣峰值s(0)，其值急剧变小。图9是用于描述CIR估计矢量的图，其中：

${\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{h}}_{\mathrm{CIR}}=S\·{\stackrel{\→}{h}}_t$

这表明CIR估计矢量随着它远离主波瓣峰值s(0)而急剧变小。这表示传播路径响应矢量

的信息(能量)分散在从主波瓣到某个特定间隔内。

鉴于上述描述，由公式(11)计算出的CIR估计矢量 具有图9所示的形状。因此，图4的有效脉冲判断单元52将CIR估计矢量的每个CIR元素(脉冲)与阈值TH₁进行比较以选择超过阈值TH₁的脉冲，从而使等于或小于阈值TH₁的脉冲不存在(使这些脉冲为“0”)。例如，在图9中，CIR元素h_CIR(3)＝0，并且不存在传播路径响应。此外，用“0”替代除了特定数量m(1≤m≤N)个抽样(包括选定脉冲的最大峰值s(0))之外的抽样。阈值TH₁是比CIR最大峰值低于以下值的电功率，所述值是根据在OFDM调制中使用的N点IFFT和在传输中使用的Nc个副载波获得的。另选地，阈值TH₁是超过以某种方式估计的背景噪声功率特定值的电功率。

(3)利用均衡滤波器的传播路径响应矢量的推导：

在本发明中，在基于单载波的传输方法中，执行导频频率特性的时间响应(即频带限制)，利用特性与

相反的滤波器(逆滤波器)消除

的影响， 表示频带限制滤波器的时间响应，从而估计实际的传播路径响应矢量 如上所述，所估计的 是由于频带限制导致的时间响应矢量与添加有加性噪声的实际传播路径响应矢量 的卷积。因而，通过使用特性与由于频带限制导致的时间响应矢量(即 相反的滤波器来均衡

可以获得实际的传播响应矢量

在此，因为所估计的

添加有加性噪声，所以必需通过使用“0”替代小于预定阈值的单元来消除噪声的影响，将这种元素视为噪声。因此，在本实施例中，如已经描述的，有效脉冲判断单元52将CIR估计矢量的每个CIR元素(脉冲)与阈值TH₁进行比较，以选择超过阈值TH₁的脉冲，从而消除等于或小于阈值TH₁的脉冲(使这些脉冲为“0”)。

此外，因为与诸如OFDM非传输副载波等的理想滤波器相反的特性发散，所以必需使用时间响应(矢量)来获得逆滤波器的滤波器系数(抽头系数)。此外，为了使用部分时间响应来消除均衡误差的影响，必须使用“0”替代已经过均衡的元素之中的等于或小于阈值TH₂的元素，将这些元素视为均衡误差。由(随后将要描述的)脉冲再判断单元54执行这一处理。

(4)均衡滤波器的抽头系数的推导：

接着，在下文中将描述在将FIR(有限脉冲响应)型滤波器用作均衡滤波器53的情况下的抽头系数的推导方法。

通过获得S的逆矩阵并提取出特定行(例如第N/2行)，获得具有 的逆特性的逆滤波器的抽头系数。然而，因为理想滤波器的逆特性是发散的，不可能通过获得S的逆矩阵来获得可用的抽头系数，因而，使用电功率集中于在频带限制滤波器(具体而言，低通滤波器)的时间响应矢量中的公式(18)的主对角线内的元素上的特征，假设除了在主对角线内的元素附近的元素之外的元素将不影响其它元素。随后，通过下述公式(19)生成(2K+1)×(2K+1)矩阵Q：

这对应于通过使用S的主对角线的元素附近的元素考虑到循环来退化矩阵。使用这一操作，矩阵Q的逆矩阵R(＝Q^-1)变得稳定，并且变得可以使用第K行(也就是中心行)作为抽头系数

图10示出了传播路径估计单元35的结构的方框图，其中示出了均衡滤波器53的结构。图10示出了抽头系数为r(0)、r(1)、r(2)、r(3)和r(4)的5抽头均衡滤波器53。该均衡滤波器53包括：四个延迟电路(D)531，它们顺序地将从有效脉冲判断单元52输入的输入信号

延迟特定时间；五抽头乘法器532，它将每个延迟电路531的输入和输出乘以上述抽头系数r(0)、r(1)、r(2)、r(3)和r(4)；加法器533，对抽头乘法器532的相乘结果进行相加(求和)。这种结构使得能够作为加法器533的输出获得传播路径响应矢量

尽管上文针对矩阵Q的逆矩阵R(＝Q^-1)描述了抽头系数的推导方法，根据MMSE(最小均方误差)标准也可以使用下述公式(20)：

$R=\frac{Q^H}{Q^{H}Q+{\mathrm{\σ}}^2}---\left(20\right)$

在此，σ²是在传播路径上添加的噪声功率，并且使用了系统工作的环境的值。应当指出在这种情况下的传播路径估计单元35的结构与图10的结构相同。

此外，通过LMS(最小均方)、NLMS(归一化的LMS)和RLS(递归最小均方)的重复操作能够获得Q的逆矩阵R(＝Q^-1)。例如，在NLMS的情况下，其中频带限制滤波器的脉冲响应 是输入，已知信号是单位脉冲响应，通过下述公式(21)所示的重复操作能够获得逆矩阵：

$\stackrel{\→}{r}=\stackrel{\→}{r}+\frac{\mathrm{\α}}{{\left|\right|{\stackrel{\→}{S}}_0\left|\right|}^2}{\stackrel{\→}{S}}_0{e}^{*}\left(t\right)---\left(21\right)$

在此，在公式(21)中，e^*(t)是在均衡之后的误差信号，α是步系数。在图11中示出了用于这种情况的传播路径估计单元35的结构的示例。在图11中，传播路径估计单元35包括：滤波器单元55，具有与抽头系数为r(0)、r(1)、r(2)、r(3)和r(4)的5抽头均衡滤波器13相同的结构，该滤波器单元55接收频带限制滤波器的脉冲响应

作为输入，并获得误差信号e^*(t)；权重生成单元56，它将滤波器单元55乘以权重，从而获得用上述公式(21)的抽头系数

四延迟电路(D)551，作为滤波器单元55，它将输入信号

依次延迟特定时间；五抽头乘法器552，它将每个延迟电路551的输入和输出乘以上述抽头系数r(0)、r(1)、r(2)、r(3)和r(4)；加法器553，将抽头乘法器552的相乘结果进行相加(求和)。这种结构使它能够获得误差信号e^*(t)作为加法器553的输出。此外，利用由权重生成单元56进行的与权重的相乘，设置(更新)了r(0)、r(1)、r(2)、r(3)和r(4)。

在这里，足以在操作初始化时至少一次执行获得抽头系数 的处理，均衡滤波器53能够在操作初始化时用作(加倍)上述滤波器单元55。尽管在图11中提供了FIR型滤波器作为滤波器单元55(均衡滤波器53)，也可以使用IIR(无限脉冲响应)型滤波器或者FIR型和IIR型滤波器的组合。

此后，脉冲再判断单元57使用阈值TH₂再次执行通过均衡滤波器53获得传播路径响应矢量

的阈值判断，并使用“0”替代等于或小于阈值TH₂的元素，然后输出结果。这是因为下述原因。在阈值判断时由有效脉冲判断单元52选择的

有时可以包括由于如图12(A)中的虚线箭头所示的sinc函数的旁波瓣之间的干扰而超过阈值TH₁的脉冲，这些脉冲可以由有效脉冲判断单元52作为有效脉冲输出，如图12(B)所示。此外，因为均衡滤波器53仅使用部分时间响应而非全部时间响应来获得抽头系数

所以导致均衡误差的影响。

因此，脉冲再判断单元57执行传播路径响应矢量

的阈值判断，从该传播路径响应矢量中已经消除了旁波瓣的影响，如图12(C)所示，再次使用阈值TH₂，并“0”替代等于或小于阈值TH₂的脉冲，如图12(D)所示。这使得能够消除均衡误差的影响，从而有效地抑制背景噪声。

图13是用于描述传播路径估计单元35的操作(信道估计处理)的流程图。如图13所示，CIR估计单元51使用接收信号矢量 和导频信号矢量 来估计信道脉冲响应(CIR)，并输出CIR估计矢量

(步骤101)。有效脉冲判断单元52将ICR估计矢量

的每个CIR元素与阈值TH₁进行比较，并保持等于或大于阈值TH₁的CIR估计矢量的CIR元素，使用“0”替代等于或小于阈值TH₁的CIR元素(步骤102)。使用具有

的相反特性的滤波器(逆滤波器)，所述

是频带限制滤波器的时间响应，均衡滤波器53对有效脉冲判断单元52的输出执行均衡处理，从而估计传播响应矢量 (步骤103)。脉冲再判断单元57利用阈值TH₂再次执行传播响应矢量 的阈值判断，并用“0”替代等于或小于阈值TH₂的传播路径矢量 的元素，并且输出结果(步骤104)。

以这种方式，根据该传播路径估计单元35，为每个路径独立地估计CIR估计矢量(脉冲响应组)的每个CIR元素。因而，如果路径相互很接近，以至于每个路径的信道脉冲响应(CIR)的旁波瓣相交叠，依然可以正确地判断出不存在等于或小于阈值TH₁的CIR，这使得能够获得抑制了背景噪声的传播路径估计值。

此外，因为将包含大于阈值TH₁的CIR的抽样中的特定数量的抽样用于CIR估计，所以可以降低CIR估计误差，这是在第二常规技术中的问题。而且，使不必要的旁波瓣成为“0”，由此能够获得抑制了背景噪声的传播路径估计。

具体而言，在本实施例中，使由CIR估计单元51估计的CIR估计矢量通过特性与频带限制滤波器相反的均衡滤波器53，以均衡CIR估计矢量，从而获得传播路径响应矢量。因而，在S中完全大小的矩阵操作是不必要的，本实施例可以通过硬件而非软件来实现(参见图10和图11)。这使得能够降低电路大小，并实现高速处理。

现在将通过仿真确认本发明的效果。在下面的表1中示出了仿真参数，并在图14中示出了传播路径估计值的频率特性的实数分量。在图14中，由Δ标记所标示的点表示在消除背景噪声之前的频率响应；由+标记所标示的点表示通过应用本发明在消除背景噪声之后的频率响应；由×标记所标示的点表示实际传播路径的频率响应。在此，均衡滤波器53的抽头长度是“11”，并且有效脉冲判断单元52的阈值TH₁是“0”(也就是，在这个示例中可以省略有效脉冲判断单元52)，在脉冲再判断单元54中使用的阈值TH₂是在CIR中距离峰值功率-20dB。这个结果表明本发明的应用能够消除噪声，并估计出接近实际传播路径特性的数值。

表1：仿真参数

传输方法	OFDM
		副载波数量	896
IFFT/FFT点的数量	1024
		GI长度	200
传播路径模型	2路径相等电平和静态模型一个抽样延迟间隔SNR＝20dB

如在上述仿真中确认的，在OFDM通信中，其中存在在传输中并未使用的副载波，将所估计的脉冲响应输入给具有已知抽头系数的均衡滤波器53，从而能够消除频带限制的影响，并获得已经消除背景噪声的传播路径估计值。

本发明不应当限制于上述实施例，在不脱离本发明的要旨的情况下，可以建议各种改变或修改。

例如，本发明不仅可以应用于OFDM，而且可以应用于使用频带限制滤波器的基于单载波的通信方法。

此外，本发明也可应用于在码分多址(CDMA)系统中在瑞克接收机上执行的路径搜索。也就是，通过提供与上文参考图4、图10和图11描述的传播路径估计单元35类似的结构，作为针对包括多径的路径搜索接收信号的路径搜索器，可以以类似于上述方法的方法来计算传播路径响应矢量，并搜索路径。

此外，在所有上述例子中，在所估计的传播路径的脉冲响应组之中，将等于或小于特定阈值TH₁(或TH₂)的脉冲响应视为不存在，并用“0”替代。然而，也可以使用其它的可以实质上将其视为“0”的特定值。例如，在浮点运算或固定点运算中，LSB采用“1”，其余部分采用“0”，或者状态为空。

本申请基于并在此要求于2005年3月17日在日本提交的日本特开2005-76318号公报的优先权，通过引入并入其内容。

Claims (14)

1.一种传播路径估计方法，用于在信号发送和接收中执行信号频带限制的无线电通信系统的接收机(30)，所述方法包括：

估计信号的传播路径的脉冲响应组(101)；

使该脉冲响应组通过具有与用于所述频带限制的频带限制滤波器特性(103)相反的滤波器特性的滤波器(53)；

通过阈值判断(104)从所述滤波器(53)的输出中去除与噪声分量相对应的脉冲响应；并且

利用未被去除的脉冲响应来估计传播路径。

2.根据权利要求1所述的传播路径估计方法，其中在使所述脉冲响应组通过所述滤波器(53)之前，用特定值替代所述脉冲响应组中的等于或小于第一阈值(TH₁)的脉冲响应。

3.根据权利要求1或2所述的传播路径估计方法，其中用特定值替代所述滤波器(53)的输出中的等于或小于第二阈值(TH₂)的脉冲响应。

4.根据权利要求1所述的传播路径估计方法，其中所述滤波器(53)是有限脉冲响应型滤波器，其滤波器系数(r(0)、r(1)、…)是通过使用频带限制滤波器特性的部分时间响应的逆矩阵操作而获得的。

5.根据权利要求4所述的传播路径估计方法，

其中使用与信号相关的时间响应函数矩阵(S矩阵)的主对角线的元素附近的元素作为所述部分时间响应，来获得所述S矩阵的退化矩阵(Q)，

其中求得了所述退化矩阵的逆矩阵(R＝Q^-1)，并且

其中将所述逆矩阵(R＝Q^-1)的中心行的元素用作滤波器系数(r(0)、r(1)、…)。

6.根据权利要求1所述的传播路径估计方法，其中通过重复操作来获得所述滤波器(53)的滤波器系数(r(0)、r(1)、…)。

7.根据权利要求6所述的传播路径估计方法，其中当启动接收机(30)时，利用所述滤波器(53)来执行所述滤波器系数(r(0)、r(1)、…)的重复操作。

8.一种传播路径估计装置(35)，用于在信号发送和接收中执行信号的频带限制的无线电通信系统的接收机(30)中使用，所述装置(35)包括：

脉冲响应估计单元(51)，其估计信号的传播路径的脉冲响应组；

滤波器(53)，具有与用于所述频带限制的频带限制滤波器特性相反的滤波器特性，向该滤波器输入由所述脉冲响应估计单元(51)估计的脉冲响应组；

估计单元，通过利用阈值判断从所述滤波器(53)的输出中选择脉冲响应来估计传播路径，所选择的脉冲响应不包括与噪声分量对应的脉冲响应。

9.根据权利要求8所述的传播路径估计装置(35)，还包括脉冲响应替代单元(52)，其用特定值替代由所述脉冲响应估计单元(51)估计出的脉冲响应组中的等于或小于第一阈值(TH₁)的脉冲响应，并将替代后的数值输出给所述滤波器(53)。

10.根据权利要求8或9所述的传播路径估计装置(35)，其中所述估计单元用特定值替代所述滤波器(53)的输出中的等于或小于第二阈值(TH₂)的脉冲响应。

11.根据权利要求8所述的传播路径估计装置(35)，

其中所述滤波器(53)是有限脉冲响应型滤波器，并且

其中所述装置(35)还包括逆矩阵操作单元，所述逆矩阵操作单元通过使用所述频带限制滤波器特性的部分时间响应的逆矩阵操作来获得所述滤波器(53)的滤波器系数(r(0)、r(1)、…)。

12.根据权利要求11所述的传播路径估计装置(35)，其中所述逆矩阵操作单元通过使用与所述信号相关的时间响应函数矩阵(S矩阵)的主对角线的元素附近的元素作为部分时间响应，来获得所述S矩阵的退化矩阵(Q)，并且获得所述退化矩阵的逆矩阵(R＝Q^-1)，并且使用所述逆矩阵(R＝Q^-1)的中心行的元素作为所述滤波器系数(r(0)、r(1)、…)。

13.根据权利要求8所述的传播路径估计装置(35)，还包括重复操作单元，所述重复操作单元通过重复操作来获得所述滤波器(53)的所述滤波器系数(r(0)、r(1)、…)。

14.根据权利要求13所述的传播路径估计装置(35)，其中当启动所述接收机(30)时，所述重复操作单元利用所述滤波器(53)来执行所述滤波器系数(r(0)、r(1)、…)的重复操作。

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