JP4362141B2

JP4362141B2 - 等化器

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Publication number: JP4362141B2
Application number: JP2007262150A
Authority: JP
Inventors: 博次赤堀
Original assignee: Oki Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Lapis Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2007-10-05
Filing date: 2007-10-05
Publication date: 2009-11-11
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Description

この発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割）ディジタル変調された信号の復調に関し、特に、パイロットシンボルを用いた等化器に関するものである。

地上ディジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）等においては、マルチパス妨害に強いＯＦＤＭ変調方式が採用されている。このＯＦＤＭ変調方式では、データシンボル内に振幅及び位相の基準として周波数方向と時間方向にパイロットシンボルを分散させて変調し、復調時にはこのパイロットシンボルを用いて伝送路特性推定（チャネル推定ともいう）を行い、この伝送路特性に従って受信信号の振幅や位相を補償する（すなわち伝送路の歪を除去する）等化処理を行なって復調するスキャッタードパイロット方式が用いられている。

伝送路推定精度を向上させるための技術としては、チャネルフィルタ/シンボルフィルタを用いて伝送路推定を行なう技術がある。この技術では、既知のパイロットシンボルを用いてパイロットシンボルのサブキャリアの補正情報を抽出し、フィルタに通してパイロットシンボルを含まないサブキャリアの補正情報を生成する。このため、パイロットシンボルのサブキャリアに含まれる雑音成分がそのままフィルタを通過し、隣接するサブキャリアに雑音成分が波及し、伝送路推定誤差が生じてしまう。この伝送路推定誤差を少なくするために、現在のＯＦＤＭシンボル内のパイロットシンボルだけを使わず、過去のＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットシンボルを保持し、パイロットシンボルを含むサブキャリアの間隔を狭めることでより正確な伝送路推定を行う方式もあるが、伝搬状況が激しく変わる環境下では過去のＯＦＤＭシンボルで受けた伝送路特性と現在のＯＦＤＭシンボルで受けた伝送路特性が異なるため、伝送路推定誤差がむしろ大きくなってしまう。

また、伝送路の複素利得量と遅延時間を直接推定する伝送路推定器も知られている。これは、既知のパイロットシンボルを用い、受信により得られたパイロットシンボル信号と、既知のパイロットシンボルに推定した伝送路の複素利得量と遅延時間の積の差を計算し、最小となる複素利得量と遅延時間を求め、これを周波数成分に変換した後に元の逆数を掛け合わせるものである。この方式で求める遅延時間は現実の遅延時間ではなく、デジタル信号処理で用いる離散時間にて処理をするため、遅延時間の誤差が生じ、その誤差として複数の遅延時間位置に複素利得量が表れることとなる。このため、現実に生じる複数の遅延パスによる伝送路推定では、生じる遅延パス数以上の遅延時間位置に複素利得量が現れる。これにより、伝送路推定誤差が大きくなる。また、この従来方式では、検出可能な遅延時間内に存在する遅延パス数分だけ複素利得量と遅延時間を求める処理を行う。まず検出可能な遅延時間内で最も大きい複素利得量と遅延時間を求め、既知のパイロットシンボル信号に求めた複素利得量と遅延時間を乗じたものを生成し、生成した値を受信したパイロットシンボル信号から引く。この後、次に最も強い遅延パスの検出に移行し同様の処理をしていく。このため、検出する必要のある遅延パス以上の繰り返し数が必要になり、演算量が非常に多くなってしまう。また、実伝搬にて生じ得る遅延パス数はあらかじめ知ることができないため、このことも考慮し大目の繰り返し数を実行する必要がある。

また、受信したパイロットシンボルのみを用いて逆フーリエ変換処理を行い、求めた複素利得量が示す電力の最大値から所定の電力だけ下回る値を閾値として生成し、該閾値より大きい電力の複素利得量のみを伝送路推定のための情報として用いる伝搬路推定装置も知られている（特許文献１参照）。

しかしながら、特許文献１に記載の伝搬路推定装置でも以下の問題がある。基地局と移動局の間の伝送路において、マルチパスによるフェージング現象が発生すると、時間の経過に伴って希望受信波の振幅変動が生じ、その振幅変動によって、時間的に見て、希望波に対する雑音波の割合が多い状態と少ない状態が混在することになる。図１３に示す例では、ある期間Ｔ１では、希望波に対する雑音成分の割合が少なくなり、また別の期間Ｔ２では、希望波に対する雑音成分の割合が多くなっている。ところが上述の特許文献１の技術のように、電力の最大値から所定の電力だけ下回る値を閾値として決定してしまうと、図１３に示すようなフェージング減少が発生した場合、ある期間Ｔ１においては、ほとんどの雑音成分の通過を抑制しながら希望波を受信することができたとしても、別の期間Ｔ２では、Ｔ２内のほとんどの雑音成分を通過させてしまう可能性が高くなる。これにより、推定精度が低下し、受信信号を安定して復調することができなくなってしまう。
特開２００６−２６２０３９号公報、段落番号００５７

本発明は、少ない演算量で伝送路の推定率を向上させ、データシンボル中にパイロットシンボルが散在するデータ構造の信号を安定して復調することができる等化器を提供することを目的とする。

第１の発明の等化器は、入力信号をフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、前記第１のフーリエ変換手段でフーリエ変換された信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第１の抽出手段と、前記第１の抽出手段で抽出された複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して前記入力信号の各パスごとの複素利得量を算出する逆フーリエ変換手段と、前記入力信号の電力量または平均振幅を検出する検出手段と、前記検出回路の検出結果に応じた係数を決定する係数決定手段と、前記逆フーリエ変換手段で算出された各パスごとの複素利得量から求めた電力量を所望の時間長において積分した積分値に前記決定された係数を乗算することによって閾値を求め、該閾値以上の大きさの電力量を有する複素利得量を抽出する第２の抽出手段と、前記第２の抽出手段の抽出結果をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、前記第２のフーリエ変換回路のフーリエ変換結果を用いて前記入力信号を等化する等化演算手段と、を含んで構成されている。

このように、各パスごとの複素利得量から求めた電力量を積分した積分値に入力信号の電力量または平均振幅に応じた係数を乗算して得られた閾値を用いて複素利得量を抽出して伝送路推定を行なうようにしたため、フェージング等で電力や振幅が変動した場合であっても、伝送路推定の精度を向上させることができる。また、従来の伝送路の複素利得量と遅延時間を直接推定する方式のようにあらかじめ決められた繰り返し演算処理をせず、１度の演算で正確に伝送路を推定するのに必要な複素利得量を取り出すことができるため、多くの演算を行なう必要がなく処理が高速化する。

また、第２の発明の等化器は、入力信号をフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、前記第１のフーリエ変換手段でフーリエ変換された信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第１の抽出手段と、前記第１の抽出手段で抽出された複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して前記入力信号の各パスごとの複素利得量を算出する逆フーリエ変換手段と、前記入力信号の電力量または平均振幅を検出する検出手段と、前記検出回路の検出結果に応じた係数を決定する係数決定手段と、前記逆フーリエ変換手段で算出された各パスごとの複素利得量の実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を所望の時間長において積分した積分値に前記決定された係数を乗算することによって閾値を求め、実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和が該閾値以上の大きさの複素利得量を抽出する第２の抽出手段と、前記第２の抽出回路の抽出結果をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、前記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を用いて前記入力信号を等化する等化演算手段と、を含んで構成されている。

このように、各パスごとの複素利得量の実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を積分した積分値に入力信号の電力量または平均振幅に応じた係数を乗算して得られた閾値を用いて複素利得量を抽出して伝送路推定を行なうようにしたため、フェージング等で電力や振幅が変動した場合であっても、伝送路推定の精度を向上させることができる。また、従来の伝送路の複素利得量と遅延時間を直接推定する方式のようにあらかじめ決められた繰り返し演算処理をせず、１度の演算で正確に伝送路を推定するのに必要な複素利得量を取り出すことができるため、多くの演算を行なう必要がなく処理が高速化する。

本発明の等化器によれば、伝送路の推定率を向上させ、データシンボル中にパイロットシンボルが散在するデータ構造の信号を安定して復調することが可能になる。

まず、図１を用いて、本発明で用いるスキャッタードパイロット方式におけるパイロットシンボルとデータシンボルの配置関係を示すフレーム構成について説明する。図の縦軸は時間（ＯＦＤＭシンボル）を、横軸は周波数を示す。図中の黒丸はパイロットシンボルを、白丸はデータシンボルを示す。この例では、同じシンボルの配置は、４つのＯＦＤＭシンボルに１回の周期で現れている。しかし、この周期に限定されないのは言うまでもない。

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態に係る等化器を説明する。

［第１の実施の形態］

図２は、第１の実施の形態に係る等化器１０の構成図である。この等化器１０は、フーリエ変換前のＯＦＤＭ信号が入力（以下入力信号）されると、入力信号をフーリエ変換すると共にチャネル推定を行い該チャネル推定結果に従って該フーリエ変換後の入力信号に等化処理を施して出力する。

この等化器１０では、現在（例えば、図１のｔ３）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて、現在のＯＦＤＭシンボルを復調することもできるし、現在（例えば、図１のｔ３）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルと２シンボル前（例えば、ｔ１）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルとを用いて、１シンボル前（例えば、ｔ２）のＯＦＤＭシンボルを復調することもできるし、現在（例えば、図１のｔ５）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルと１シンボル前（例えば、ｔ４）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルと２シンボル前（例えば、ｔ３）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルと３シンボル前（例えば、ｔ２）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルとを用いて、１シンボル前（例えば、ｔ４）のＯＦＤＭシンボルを復調することもできる。

この等化器１０は、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１２、チャネル推定部１４、１シンボル遅延回路１６、等化演算部１８、電力検出回路２０、１シンボル遅延回路２２，及び閾値切替回路２４を備えている。

高速フーリエ変換回路１２は、入力信号に対して１つのＯＦＤＭシンボル単位でフーリエ変換し、チャネル推定部１４及び１シンボル遅延回路１６に出力する。

チャネル推定部１４は、パイロットシンボル抽出回路３０、離散的逆フーリエ変換回路３２、１シンボル遅延回路３４、２シンボル遅延回路３６、３シンボル遅延回路３８、加算回路４０、閾値比較回路４２、付加回路４４、及び高速フーリエ変換回路４６を含んで構成されている。

パイロットシンボル抽出回路３０は、パイロットシンボルとデータシンボルとが混在したフーリエ変換後の入力信号からパイロットシンボルを抽出する。パイロットシンボルは所定の周期で入力信号に散在しており、パイロットシンボル抽出回路３０は、外部から得たその周期を用いて、パイロットシンボルを抽出する。ここで、抽出の具体的なイメージについて説明する。簡略のため、パイロットシンボルをＰ、データシンボルをＤとする。例えば、入力信号のデータ配列が、ＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤと仮定すると、抽出するというイメージはＤを０（ゼロ）に置き換えるということである。この場合、抽出後の信号のデータ配列は、０００Ｐ０００Ｐ０００Ｐ０００である。

離散的逆フーリエ変換回路３２は、パイロットシンボル抽出回路３０に接続され、推定可能な遅延時間幅を有する離散的逆フーリエ変換を行ない、各到来パスの複素利得量を求める。なお、複素利得量には、遅延パスによる伝送路の伝達関数だけではなく、雑音と演算誤差が含まれている。離散的逆フーリエ変換回路３２は、次に演算が実施されるまで、前の演算結果を保持する。

図３は、離散的逆フーリエ変換によって得られる、各到来パスの複素利得量を示すグラフである。図中最大の複素利得量を示すパスＰ１は、ＯＦＤＭ信号の送信装置から受信装置に直接到来した信号であると推定される。一方、パスＰ２、Ｐ３は、ＯＦＤＭ信号の送受信装置間において、ビル等の障害物によりＯＦＤＭ信号が反射し、直接到来した信号に比べ寄り道をしている信号であると推定される。また、パスＰ４は、雑音やパイロットシンボルが高速フーリエ変換ポイントの全域にわたり均等に並んでいないために生じる演算誤差により生じた信号であると推定される。なお、離散的逆フーリエ変換回路３２は、下記の式を用いて変換している。ここで、離散的逆フーリエ変換に用いる正弦波係数e^-jθは、パイロットシンボルの挿入される位置により異なるため、ＯＦＤＭシンボルごとに可変させる必要がある。

ここで、ｔはＯＦＤＭシンボル時間、ｌは遅延時間、ｋはパイロットシンボル番号、ＳＰ＿ｒｅｓ（ｔ，ｌ）は複素利得量、ＳＰ＿ｓｃ（ｔ，ｋ）はパイロットシンボルに重乗した伝達関数と雑音、ｆｓｐ１（ｔ）は周波数の最も低いパイロットシンボルに対するサブキャリア位置、ｓｔｐはパイロットシンボルのサブキャリア周波数間隔、ｓｐ＿ｎｕｍは伝送路推定に用いるパイロットシンボルの数、ｆｆｔ＿ｎｕｍはフーリエ変換ポイント数である。なお、この発明では、離散的逆フーリエ変換回路を示したが、高速逆フーリエ変換回路であってもよい。

１シンボル遅延回路３４は、ＲＡＭにより構成され、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量を１シンボルに相当する時間だけ遅延し、保持する。そして、１シンボル遅延回路３４は、読み出し要求に応じて、遅延された複素利得量を出力する。同様に、２シンボル遅延回路３６及び３シンボル遅延回路３８もＲＡＭにより構成され、２シンボル遅延回路３６は離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量を２シンボルに相当する時間、３シンボル遅延回路３８は離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量を３シンボルに相当する時間だけ遅延し、保持する。そして、各遅延回路は、読み出し要求に応じて、それぞれ遅延された複素利得量を出力する。

加算回路４０は、スイッチ５０〜５６で構成される切り替え部と加算器５８とを有する。スイッチ５０は離散的逆フーリエ変換回路３２と加算器５８とを接続し、スイッチ５２は１シンボル遅延回路３４と加算器５８とを接続し、スイッチ５４は２シンボル遅延回路３６と加算器５８とを接続し、スイッチ５６は３シンボル遅延回路３８と加算器５８とを接続する。加算回路４０は、スイッチ５０〜５６を切り替えることにより、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量と、１シンボル遅延回路３４、２シンボル遅延回路３６、３シンボル遅延回路３８から出力された各遅延された複素利得量とを加算する。

加算する信号をスイッチにより接続する組み合わせとしては、スイッチ５２のみＯＮ状態、スイッチ５０、５４のみＯＮ状態、スイッチ５０、５２、５４、５６すべてＯＮ状態、の３種類が考えられる。スイッチ５２のみＯＮ状態はＯＦＤＭシンボル１つに含まれるパイロットシンボルのみにて伝送路推定を行うものとなる。スイッチ５０、５４のみＯＮ状態はＯＦＤＭシンボル２つに含まれるパイロットシンボルのみにて伝送路推定を行うものとなる。スイッチ５０〜５６すべてＯＮ状態はＯＦＤＭシンボル４つに含まれるパイロットシンボルのみにて伝送路推定を行うものとなる。

スイッチ５２のみＯＮ状態とすると、加算回路４０は、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量が１シンボル期間遅延された複素利得量をそのまま出力する。

また、スイッチ５０、５４のみＯＮ状態とすると、加算回路４０は、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量と、該複素利得量が２シンボル期間遅延された複素利得量とを加算して出力する。

ここで、加算回路４０で２つの信号を加算した場合の加算結果を図４を用いて説明する。図４（Ａ）は、ある信号の複素利得量の実部成分と時間との関係を示すグラフである。グラフの実線は有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１以内に入っている実部成分であり、グラフの点線は有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１に入っていない実部成分である。すなわち、グラフの点線の実部成分は、この加算器５８の演算対象成分ではない。また、図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す信号を２シンボル期間だけ遅延させた信号の複素利得量の実部成分と時間との関係を示すグラフであり、図４（Ａ）と同様、グラフの実線は有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１以内に入っている実部成分であり、グラフの点線は有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１に入っていない実部成分である。図４（Ａ）に示す複素利得量と図４（Ｂ）に示す複素利得量を加算器５８で加算すると、図４（Ｃ）に示すような結果が得られる。

図４から明らかなように、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量と２シンボル遅延回路３６から出力された遅延された複素利得量の逆相成分は打ち消され、その差分が残り、同相成分は加算されて残ることになる。

また、スイッチ５０、５２、５４、５６すべてＯＮ状態とした場合も、スイッチ５０、５４のみＯＮ状態とした場合と同様に、離散的逆フーリエ変換回路３２から出力された複素利得量、１シンボル遅延回路３４から出力された遅延された複素利得量、２シンボル遅延回路３６及び３シンボル遅延回路３８から出力された遅延された複素利得量の逆相成分は打ち消され、その差分が残り、同相成分は加算されて残ることになる。

ここで、均等なサブキャリア間隔に配置されたパイロットシンボルを持つＯＦＤＭシンボルにおいて、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間幅は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対し、パイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数までの遅延時間幅となる。たとえば、地上ディジタル放送では、１２のサブキャリアに１つのパイロットシンボルが配置されている。よって、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間は、スイッチ５０〜５６をすべてＯＮ状態とした場合、４つの複素利得量を用いて加算演算されるので、有効ＯＦＤＭシンボル長の３分の１である。これに対しスイッチ５０、５４のみＯＮ状態では、有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１に、スイッチ５２のみＯＮ状態では有効ＯＦＤＭシンボル長の１２分の１になる。閾値比較回路４２及び付加回路４４はこの長さに応じた動作をする。

次に、閾値比較回路４２について説明をする。閾値比較回路４２は、入力された複素利得量から雑音成分及び演算誤差を除去する。

前述したように、逆フーリエ変換により演算された推定可能な遅延時間幅分の複素利得量には、遅延パスによる伝送路の伝達関数だけでなく、雑音成分及び演算誤差が含まれている。雑音成分は、パイロットシンボルに重畳されている。また演算誤差は、パイロットシンボルがＦＦＴポイントの全域にわたり均等に並んでいないために生じる。

この演算誤差について詳しく説明すると、通常のＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭ復調の際に生じるエイリアシングを避けるため、ＦＦＴポイント数よりも少ないサブキャリア数にて伝送する。そのため、逆フーリエ変換により演算された推定可能な遅延時間幅分の複素利得量は、図５（Ｂ）に示すように、通過帯域が制限された伝達関数と同等の結果となる。また、帯域制限を受けた場合の時間応答の変化は図６に示すようになる。しかしながら、現実の伝送路の伝達関数は帯域制限を受けないため（帯域制限は受信装置内で行うものである）、逆フーリエ変換により演算誤差が生じる。従って、正確な伝送路推定を行うためには、こうした帯域制限の影響や雑音を排除する必要がある。

雑音と演算誤差の影響を軽減するため、閾値比較回路４２では複素利得量の時間長分だけ積分し、その値を基準とした相対的な閾値を設定し、該閾値以上となる複素利得量のみを出力する。閾値比較回路４２は、下記の式を用いて閾値比較を行なう。

ここで、ｔはＯＦＤＭシンボル時間、ｌは遅延時間、Ｌは複素利得量の時間長、ｋはパイロットシンボル番号、ＳＰ＿ｐｈ（ｔ,ｌ）は閾値比較出力、ＳＰ＿ｒｅｓ（ｔ，ｌ）は複素利得量、Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は閾値演算係数であり１＞Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）である。

すなわち、閾値比較回路４２は、離散的逆フーリエ変換され、加算回路４０で演算された複素利得量を二乗して各パスの電力を求め、求めた離散時間タイミングにおける電力のうち、すべての電力もしくは所望の時間長（上記式ではＬ）の間の電力を積分した電力値を求める。そして、閾値比較回路４２は、その積分した電力値に閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を乗算して相対的な閾値（上記式では右辺）を設定し、閾値以上となる電力を有するパスを抽出する。以下、積分した電力値に閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を乗算して求めた閾値を相対閾値と呼称する。なお、閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は、後述する閾値切替回路２４から入力される。

図７は、複素利得量から算出された各到来パスの電力量を示すグラフである。図８は、抽出されたパスの複素利得量を示すグラフである。

図７に示される閾値が、積分した電力値に閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を乗算して得られた相対閾値である。閾値比較回路４２は、最大電力から所定の電力量Ａ以内に存在するパスについてはそのパスの複素利得量をそのまま出力し、抽出されなかったパスについては“０（ゼロ）”を出力する。これにより、図８に示すように、パスＰ１〜Ｐ３が抽出される。

なお、本実施の形態では、電力検出回路２０、閾値切替回路２４により閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）が求められる。

電力検出回路２０には、高速フーリエ変換回路１２でフーリエ変換処理される前のＯＦＤＭ信号が入力される。電力検出回路２０は、１シンボル分のＯＦＤＭ信号に相当する受信信号において、電力を検出する。なお、電力の検出方法は、様々な方法を用いることができるが、例えば、電力検出回路２０として、電圧出力を備えた電流検出回路と乗算器とを設け、電流検出回路で検出された電流に比例した電圧と、入力されたＯＦＤＭ信号の電圧とを乗算器で乗算し電力を検出するようにしてもよい。

電力検出回路２０の後段には、１シンボル遅延回路２２が設けられている。１シンボル遅延回路２２は、電力検出回路２０から出力された電力検出値を１ＯＦＤＭシンボル分遅延する。１シンボル遅延回路２２による遅延により、閾値比較回路４２における処理対象となる複素利得量と、受信時の電力から生成される閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）とが対応するようになる。

１シンボル遅延回路２２で遅延された電力検出値は、閾値切替回路２４に入力される。閾値切替回路２４は、入力された電力検出値に基づいて、相対閾値を求めるための閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を求め、閾値比較回路４２に出力する。閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は以下の式により求められる。

ここで、ｔは、ＯＦＤＭシンボル時間であり、ｓｙｍ＿ｐｏｗ（ｔ）は１シンボル分遅延された電力検出値であり、ｃｏｍｐ１２及びｃｏｍｐ２３は、ｓｙｍ＿ｐｏｗ（ｔ）と比較される判定値であって、「ｃｏｍｐ１２＞ｃｏｍｐ２３」の関係を有している。また、ＴＨ１、ＴＨ２、及びＴＨ３は、ｃｏｍｐ１２及びｃｏｍｐ２３と、ｓｙｍ＿ｐｏｗ（ｔ）とを比較した比較結果により得られる３種類の閾値演算係数である。なお、この３種類の閾値演算係数の大きさは、１未満であって、「ＴＨ１＜ＴＨ２＜ＴＨ３」の関係を有している。

上記式から明らかなように、電力検出値が大きい複素利得量に対する閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は小さな値とし、電力検出値が小さい複素利得量に対する閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は大きな値としている。これにより、図９（Ａ）に示すように、電力検出値が大きい複素利得量の相対閾値は小さくなり、図１０（Ａ）に示すように、電力検出値が小さい複素利得量の相対閾値は大きくなる。

電力値が大きい場合には、電力値が小さい場合に比べて雑音等の不要電力の割合が小さく、相対閾値を低くして伝送路推定結果の精度を高くする（図９（Ｂ）参照。）。逆に電力値が小さい場合には、不要電力の割合が多いため、相対閾値を高くして雑音により生成された複素利得量を排除するようにする（図１０（Ｂ）参照。）。

なお、本実施の形態では、３種類の閾値演算係数が設定可能だが、３種類以外の閾値演算係数を設定可能に構成してもよい。

閾値比較回路４２の後段には、付加回路４４が設けられている。付加回路４４は、閾値比較回路４２の出力に所定数の“０（ゼロ）”を付加して出力する。先に述べたように理論的に推定できる複素利得量の遅延時間幅は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対しパイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数までの遅延時間幅となる。閾値比較回路４２にて雑音と演算誤差を軽減させた複素利得量は、この遅延時間幅しか有しておらず、フーリエ変換にて全サブキャリアに対する伝送路推定を行うためには、すべてのフーリエ変換ポイント数に対し値を入れなければならない。そのため、ここでは閾値比較より得られる遅延時間幅以降の時間領域に“０”を追加する必要がある。言い換えると、閾値比較回路４２より得られる遅延時間幅以降の時間領域に電力を持つ値を加えた場合、その加えた時間位置に相当する遅延時間に到来パスが存在することとなってしまう。“０”を追加することはその遅延時間に到来パスが無いという意味でもあるため、ここでは“０”を追加することが重要である。

高速フーリエ変換回路４６は、付加回路４４からの出力に高速フーリエ変換を施して、伝送路推定結果として等化演算部１８に出力する。この伝送路推定結果は、伝送路上の様々な要因によりＯＦＤＭ信号が受けた位相と振幅の影響を示している。等化演算部１８は、この伝送路推定結果を用いてフーリエ変換後のＯＦＤＭ信号の位相や振幅の影響を補正する。

等化演算部１８は、補正ベクトル変換回路６０と、乗算回路６２とにより構成される。補正ベクトル変換回路６０は、各サブキャリアに対応した伝送路推定の位相成分を抽出する。伝送路推定の値は実数と虚数を有しているため、実数と虚数を用いた演算により位相成分を生成する。そして位相成分の複素共役となる値に変換して出力する。つまり、実数はそのまま出力し、虚数は極性を反転させて出力する。なお、補正ベクトル変換回路６０は、下記の式を用いて変換している。

乗算回路６２は、受信ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換することで得た各サブキャリアの値と補正ベクトル変換回路６０の出力とを複素で乗算する。これにより伝送路で受けた位相回転が打ち消される。乗算回路６２は、復調データとして乗算結果を出力する。

なお、ここでは、補正ベクトル変換回路６０が、各サブキャリアに対応した伝送路推定の位相成分のみを抽出する例について説明したが、補正ベクトル変換回路６０が、位相成分と振幅とを抽出する構成としてもよい。

この場合の補正ベクトル変換回路６０は、下記の式を用いて、サブキャリアごとの逆数となる補正ベクトルを生成する。

ここで、SubC_Tは補正ベクトル、SubCはサブキャリアごとの伝送路推定結果である。このように伝送路推定結果の複素共役の逆数を演算することで補正ベクトルを求める。乗算回路６２は、受信ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換することで得た各サブキャリアの値と補正ベクトル変換回路６０で演算された補正ベクトルとを複素で乗算する。これにより伝送路で受けた位相回転を打ち消すと共に振幅変動を補正する。このような構成によれば、振幅情報を含む直交振幅変換方式（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）に対応することができる。

なお、本実施の形態では、加算回路４０で選択的に加算したが、常に１シンボル信号で復調する場合には、１シンボル遅延回路１６、２２、３４、３６、３８、及び加算回路４０を設けない構成とすることができる。すなわち、高速フーリエ変換回路１２の出力が直接等化演算部１８に入力されると共に、電力検出回路２０の出力が直接閾値切替回路２４に出力され、かつ、離散的逆フーリエ変換回路３２の出力が直接閾値比較回路４２に入力されるように構成する。

また、常に現在のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルと２シンボル前のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルとを用いて、１シンボル前のＯＦＤＭシンボルを復調するのであれば、１シンボル遅延回路３４及び３シンボル遅延回路３８を設けず、加算回路４０は、離散的逆フーリエ変換回路３２の出力と、２シンボル遅延回路３６の出力とを加算する回路として構成することができる。

以上説明したように、閾値（本実施の形態では相対閾値）を設け、雑音や演算誤差のような電力の小さい複素利得量を削除するようにしたため、伝送路推定誤差が小さくなり、雑音に対する受信特性が向上する。特に、フェージング等での受信電力が変動する場合において、逆高速フーリエ変換後に行なう閾値比較処理で用いる閾値を、ＯＦＤＭシンボルの電力値の大小に適した値とすることで、ビットエラーが減少し、受信特性が向上する。

例えばフェージング等変動が生じる伝送路においては、受信信号電力が常時変動し、変動により雑音電力割合が大きくなる状態と小さくなる状態が混在する。受信したＯＦＤＭシンボルに雑音など不要信号が少ない場合においては、有効な情報の割合が高いため閾値は低くしたほうが良い。逆に雑音など不要信号が多い場合においては、雑音等不要成分を排除するために閾値は高くしたほうが良い。そのため、フェージングが生じている伝送路においては電力値の変動に応じて閾値を変動させて閾値比較を行なうことで、閾値が固定の従来の伝送路推定器に比べて良好な伝送路推定ができる。

また、本発明の方式では、従来の伝送路の複素利得量と遅延時間を直接推定する方式のようにあらかじめ決められた繰り返し演算処理をせず、１度の演算で正確に伝送路を推定するのに必要な複素利得量を取り出すことができる。さらに、あらかじめ繰り返し数を設定する必要がないため、繰り返し回数以上の大きな電力を持つ複素利得量となる遅延時間位置がある場合（遅延パスが非常に多い受信環境下）であっても正確な伝送路推定に必要な遅延時間位置の複素利得量を取り逃すことがない。遅延パスが非常に多い受信環境下では従来の伝送路の複素利得量と遅延時間を直接推定する方式より良い受信特性を得ることが容易である。

なお、本実施の形態では、１つのＯＦＤＭシンボル、２つのＯＦＤＭシンボル、及び４つのＯＦＤＭシンボルでの伝送路推定が可能な構成としたが、例えば、高速フェージング等伝送路による状態が激しく変化した場合には、１ＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行うことで、高精度な等化を行なうことができる。前後のＯＦＤＭシンボルに加えられた異なる伝送路特性の影響が軽減され、受信特性が向上するためである。また、例えば伝送路の伝達関数の変化が小さい場合には、上記構成において２つ或いは４つのＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行うことにより、１つのＯＦＤＭシンボルにて伝送路を推定するより高精度な等化を行うことができる。

しかしながら、２つ或いは４つのＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合であっても、上記説明したように相対閾値を求め、伝送路推定に用いるようにしたため、フェージング等の変動の影響はかなり抑えられる。さらに、２つのＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合には、スキャッタードパイロットシンボルのサブキャリア配置が６サブキャリア周期と同等になる。そのため、伝送路推定可能な到来パスの時間幅が１シンボルにて伝送路推定を行う場合の２倍となる。よって、到来時間がより長い遅延パスを等化可能となる。更に、等価的に伝送路補正されるＯＦＤＭシンボルの前後１ＯＦＤＭシンボルに含まれるスキャッタードパイロットシンボルを用いて伝送路推定を行うことで、フェージング等により伝送路の伝達関数が変動しても、誤差を小さくすることができる。

また、４つのＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合も、スキャッタードパイロットシンボルのサブキャリア配置が３サブキャリア周期と同等になる。そのため、伝送路推定可能な到来パスの時間幅が１シンボルにて伝送路推定を行う場合の４倍となる。よって、到来時間がより長い遅延パスを等化可能となる。更に、等価的に伝送路補正されるＯＦＤＭシンボル、前後１ＯＦＤＭシンボル、及び２ＯＦＤＭシンボル前に含まれるスキャッタードパイロットシンボルを用いて伝送路推定を行うことで、フェージング等により伝送路の伝達関数が変動しても、誤差を小さくすることができる。例えば、伝送路補正されるＯＦＤＭシンボルの１ＯＦＤＭシンボル前、２ＯＦＤＭシンボル前、及び３ＯＦＤＭシンボル前に含まれるスキャッタードパイロットシンボルを用いた４つのＯＦＤＭシンボルのＳＰにて伝送路推定するものよりも、フェージング等の影響を小さくでき、誤差を小さくすることができる。

なお、本実施の形態では、電力検出回路２０でＯＦＤＭ信号の電力を検出して閾値演算係数を求める例について説明したが、これに限定されず、電力検出回路２０に代えて平均振幅を検出する回路を設けて、該平均振幅に応じて閾値演算係数を求める構成としてもよい。

［第２の実施の形態］

図１１は、第２の実施の形態に係る等化器７０の構成図である。本実施の形態の等化器７０において、第１の実施の形態の等化器１０と同一の構成には同一符号を付して説明を省略する。図１１に示されるように、本実施の形態の等化器７０は、電力補正回路７２、増幅器７４、閾値切替回路７６を備えている。

電力補正回路７２は、高速フーリエ変換回路１２でフーリエ変換処理される前且つ増幅器７４で増幅される前のＯＦＤＭ信号が入力される。電力補正回路７２は、第１の実施の形態の電力検出回路２０を含んで構成され、１ＯＦＤＭ信号に相当する受信信号において、電力を検出する。更に、電力補正回路７２は、検出した電力の基準電力に対する比を求め、その比の逆数相当の値を増幅率として増幅器７４及び１シンボル遅延回路２２に出力する。すなわち、後段の増幅器７４とこの電力補正回路７２との組み合わせにてＡＧＣ(Auto Gain Control)を実現する。なお、この構成は一般的なＡＧＣの構成であり、ここでのこれ以上の説明は省略する。ＡＧＣにより後段の増幅器７４に対する出力の電力は基準電力相当になる。また、通常、入力信号には雑音成分等が含まれているため、雑音成分等が含まれない基準となる信号の電力を示す基準電力よりも検出電力が大きくなる。従って、検出電力の基準電力に対する比の逆数は１より小さくなる。

なお、ここでは、電力を検出して増幅率を求めたが、平均振幅を検出し、基準振幅との比から増幅率を求めるように構成してもよい。

増幅器７４は、その利得が電力補正回路７２により与えられた増幅率となるように構成された増幅器である。入力されたＯＦＤＭ信号は増幅器７４で基準電力相当の電力に変換され、後段の高速フーリエ変換回路１２に出力される。これにより、後段の高速フーリエ変換回路１２の入力ダイナミックレンジを増幅器７４の入力ダイナミックレンジより狭くすることが可能となる。

また、高速フーリエ変換回路１２の後段に設けられた本実施の形態のチャネル推定部６６は、第１の実施の形態のチャネル推定部１４の閾値比較回路４２を閾値比較回路７８に代えただけであり、それ以外の構成は第１の実施の形態のチャネル推定部１４と同一である。

本実施の形態の閾値比較回路７８は、第１の実施の形態のように複素利得量の二乗により得た電力を積分するのではなく、複素利得量の実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を積分して用いて相対閾値を生成する。閾値比較回路４２は、下記の式を用いて相対閾値を生成して閾値比較を行なう。

ここで、ｔはＯＦＤＭシンボル時間、ｌは遅延時間、Ｌは複素利得量の時間長、ｋはパイロットシンボル番号、ＳＰ＿ｐｈ（ｔ、ｌ）は閾値比較出力、ＳＰ＿ｒｅｓ（ｔ，ｌ）は複素利得量、Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は閾値演算係数であり１＞Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）である。

すなわち、閾値比較回路７８は、離散的逆フーリエ変換され、加算回路４０で演算された複素利得量の実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を積分して求めた積分値に閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を乗算して相対閾値（上記式では左辺）を設定し、相対閾値以上となる電力を有するパスを抽出する。なお、閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は、閾値切替回路７６から入力される。

閾値切替回路７６は、電力補正回路７２からの出力を１ＯＦＤＭシンボル分遅延する１シンボル遅延回路２２の後段に設けられている。閾値切替回路２４は、１シンボル遅延回路２２で１シンボル遅延された増幅率に基づいて、相対閾値を求めるための閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を求め、閾値比較回路７８に出力する。閾値演算係数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）は以下の式により求められる。

ここで、ｔは、ＯＦＤＭシンボル時間であり、ｓｙｍ＿ｇａｉｎ（ｔ）は１シンボル分遅延された増幅率であり、ｃｏｍｐ１２及びｃｏｍｐ２３は、ｓｙｍ＿ｇａｉｎ（ｔ）と比較される判定値であって、「ｃｏｍｐ１２＜ｃｏｍｐ２３」の関係を有し（第１の実施の形態と逆の関係）、ＴＨ１、ＴＨ２、及びＴＨ３は、ｃｏｍｐ１２及びｃｏｍｐ２３と、ｓｙｍ＿ｇａｉｎ（ｔ）とを比較した比較結果により得られる３種類の閾値演算係数である。なお、この３種類の閾値演算係数の大きさは、１未満であって、「ＴＨ１＜ＴＨ２＜ＴＨ３」の関係を有している。

第１の実施の形態では受信信号の電力が大きい場合に電力検出回路２０の出力が大きくなって閾値乗算計数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）の値が小さくなったが、本実施の形態では電力が大きいと閾値乗算計数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）の値が小さくなる。雑音等が含まれる受信信号は電力が大きく、この電力を基準電力に近づけるように電力補正回路７２で増幅率が求められるため、結果として増幅率が下がり、上記比較式により閾値乗算計数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）が小さくなるのである。また、逆に受信信号の電力が小さい場合には電力補正回路７２の出力は大きくなって閾値乗算計数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）が大きくなる。

閾値切替回路７６は、上記のように求めた閾値乗算計数Ｐｆ＿ｔｈ（ｔ）を閾値比較回路７８に出力する。

これにより、電力補正回路７２の出力が小さい場合には相対閾値が小さくなり、電力補正回路７２の出力が大きい場合は相対閾値が大きくなる。すなわち、本実施の形態では、電力補正回路７２の出力が小さい場合には雑音等の不要電力の割合が小さいため、相対閾値を低くし伝送路推定結果の精度を高くする。電力補正回路７２の出力が大きい場合には不要電力の割合が多いため、相対閾値を高くし雑音により生成された複素利得量を排除するようにする。

なお、本実施の形態では、３種類の閾値演算係数を設定可能としたが、３種類以外の閾値演算係数を設定可能に構成してもよい。

閾値比較回路７８の比較結果は、付加回路４４及び高速フーリエ変換回路４６で第１の実施の形態と同様に処理され、その処理結果は等化演算部６８に出力される。

本実施の形態の等化演算部６８は、補正ベクトル変換回路６０、及び２つの乗算回路６２、６４により構成される。補正ベクトル変換回路６０及び乗算回路６２は第１の実施の形態で説明したように動作する。本実施の形態で新たに付加されている乗算回路６４には、補正ベクトル変換回路６０の出力（補正値を示す信号）と、１シンボル遅延回路２２で遅延された電力補正回路７２の出力（増幅率を示す信号）とが入力される。乗算回路６４は入力された補正値と増幅率とを乗算し、増幅器７４の入力端で生じていた受信信号電力の変動を考慮した振幅情報を生成する。この振幅情報は、ＯＦＤＭ信号をこの等化器７０で等化処理した後に伝送誤りを訂正して復号する場合に必要な信頼度情報（伝送路の状況に応じた伝送の信頼度を示す情報）として用いることができる。

以上説明したように、ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換回路１２の前段に検出された電力に応じた増幅率でＯＦＤＭ信号を増幅する増幅器７４を設けたため、高速フーリエ変換回路１２及びチャネル推定部６６の入力信号のダイナミックレンジを狭くすることが可能となり、高速フーリエ変換回路１２及びチャネル推定部６６のダイナミックレンジを狭くすることができる。これにより、高速フーリエ変換回路１２及びチャネル推定部６６を構成する各回路の演算ビット幅等を小さくすることができ、高速フーリエ変換回路１２及びチャネル推定部６６の回路規模を小さくすることができる。

また、補正ベクトル変換回路６０の出力（補正値）と、電力補正回路７２の出力（増幅率）とを乗算して、増幅器７４の入力端で生じていた受信信号電力の変動を考慮した振幅情報を生成するようにしたため、ＯＦＤＭ信号を等化処理した後に伝送誤りを訂正して復号する場合に必要な信頼度情報としてこの振幅情報を用いることができ、誤り訂正能力の高い復号処理が可能となる。

［第３の実施の形態］

図１２は、第３の実施の形態に係る等化器８０の構成図である。本実施の形態の等化器８０において、第１の実施の形態の等化器１０及び第２の実施の形態の等化器７０と同一の構成には同一符号を付して説明を省略する。図１２に示されるように、本実施の形態の等化器８０において、電力補正回路７２の後段に設けられた１シンボル遅延回路２２と、閾値切替回路７６との間にフィルタ８２が設けられている。

フィルタ８２は、１シンボル遅延回路２２で１シンボル分遅延された電力補正回路７２の出力信号（増幅率を示す信号）から特定の成分を抽出して出力する。フィルタ８２の種類は相対閾値を導出する際に有効なフィルタであれば特に限定されない。例えば、フィルタ８２をＬＰＦ（ローパスフィルタ）やリミッタ（広義のフィルタ）等のフィルタにすれば、シャドウイング等の急激な受信電力の変動やパルス性の瞬時的に加わる雑音等に追従せず緩やかに相対閾値を変化させることができる。従って、適切な相対閾値で閾値比較して適切なパスを抽出することができる。また、フィルタ８２をＨＰＦ（ハイパスフィルタ）等のフィルタにしてもよい。ＯＦＤＭ信号の受信に必要なダイナミックレンジはフェージングによる受信変動幅より狭い。従って、ＨＰＦ等のフィルタを設ければ、緩やかで振幅の大きなＯＦＤＭ信号を受信してもその電力や振幅の変動はフィルタで軽減されるため、フェージング等による周期の早い変動が生じても最適な相対閾値とすることができる。このため閾値切替回路７６や閾値比較回路７８が大きなダイナミックレンジを有する必要がなく、回路規模を小さくできる。

なお、上記第１の実施の形態においても、電力検出回路２０の後段にフィルタを設けて電力の変動を軽減するように構成してもよい。

また、第１の実施の形態の等化器１０にも、補正ベクトル変換回路６０の出力と電力検出回路２０からの出力とを乗算して振幅情報を生成する回路を設けても良い。

また、第１の実施の形態の閾値比較回路４２を、第２及び第３の閾値比較回路７８のように複素利得量の実数部及び虚数部の絶対値の和を用いて閾値比較を行なうように構成してもよいし、逆に、第２及び第３の閾値比較回路７８を第１の実施の形態の閾値比較回路４２のように複素利得量を二乗して求めた電力量を用いて閾値比較を行なうように構成してもよい。

スキャッタードパイロット方式におけるパイロットシンボルとデータシンボルの配置関係を示すフレーム構成を示す図である。第１の実施の形態に係る等化器の構成図である。離散的逆フーリエ変換によって得られる、各到来パスの複素利得量を示すグラフである。（Ａ）は、ある信号の複素利得量の実部成分と時間との関係を示すグラフであり、（Ｂ）は、（Ａ）に示す信号を２シンボル期間だけ遅延させた信号の複素利得量の実部成分と時間との関係を示すグラフであり、（Ｃ）は、（Ａ）に示す複素利得量と（Ｂ）に示す複素利得量を加算した結果を示すグラフである。（Ａ）は通過帯域が制限されていない伝達関数の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）は通過帯域が制限された伝達関数の周波数特性を示す図である。（Ａ）は通過帯域が制限されていない場合の受信信号の時間応答、（Ｂ）は通過帯域が制限された場合の受信信号の時間応答を示す図である。複素利得量から算出された各到来パスの電力量を示すグラフである。閾値比較回路で抽出されたパスの複素利得量を示すグラフである。閾値比較回路で生成される相対閾値及びパス抽出結果の例を示す図である。閾値比較回路で生成される相対閾値及びパス抽出結果の他の例を示す図である。第２の実施の形態に係る等化器の構成図である。第３の実施の形態に係る等化器の構成図である。フェージングの影響に応じて受信電力レベルが変動する様子を説明する説明図である。

符号の説明

１０等化器
１２高速フーリエ変換回路
１４チャネル推定部
１６シンボル遅延回路
１８等化演算部
２０電力検出回路
２２シンボル遅延回路
２４閾値切替回路
３０パイロットシンボル抽出回路
３２離散的逆フーリエ変換回路
３４１シンボル遅延回路
３６２シンボル遅延回路
３８３シンボル遅延回路
４０加算回路
４２閾値比較回路
４４付加回路
４６高速フーリエ変換回路
５０〜５６スイッチ
５８加算器
６０補正ベクトル変換回路
６２乗算回路
６４乗算回路
６６チャネル推定部
６８等化演算部
７０等化器
７２電力補正回路
７４増幅器
７６閾値切替回路
７８閾値比較回路
８０等化器
８２フィルタ

Claims

入力信号をフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、
前記第１のフーリエ変換手段でフーリエ変換された信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第１の抽出手段と、
前記第１の抽出手段で抽出された複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して前記入力信号の各パスごとの複素利得量を算出する逆フーリエ変換手段と、
前記入力信号の電力量または平均振幅を検出する検出手段と、
前記検出回路の検出結果に応じた係数を決定する係数決定手段と、
前記逆フーリエ変換手段で算出された各パスごとの複素利得量から求めた電力量を所望の時間長において積分した積分値に前記決定された係数を乗算することによって閾値を求め、該閾値以上の大きさの電力量を有する複素利得量を抽出する第２の抽出手段と、
前記第２の抽出手段の抽出結果をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、
前記第２のフーリエ変換回路のフーリエ変換結果を用いて前記入力信号を等化する等化演算手段と、
を含む等化器。
入力信号をフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、
前記第１のフーリエ変換手段でフーリエ変換された信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第１の抽出手段と、
前記第１の抽出手段で抽出された複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して前記入力信号の各パスごとの複素利得量を算出する逆フーリエ変換手段と、
前記入力信号の電力量または平均振幅を検出する検出手段と、
前記検出回路の検出結果に応じた係数を決定する係数決定手段と、
前記逆フーリエ変換手段で算出された各パスごとの複素利得量の実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を所望の時間長において積分した積分値に前記決定された係数を乗算することによって閾値を求め、実数部の絶対値及び虚数部の絶対値の和が該閾値以上の大きさの複素利得量を抽出する第２の抽出手段と、
前記第２の抽出回路の抽出結果をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段と、
前記第２のフーリエ変換手段のフーリエ変換結果を用いて前記入力信号を等化する等化演算手段と、
を含む等化器。
前記係数決定手段は、前記入力信号の電力量または平均振幅が小さいほど前記係数を大きくする、
請求項１または２記載の等化器。
前記検出手段は、検出した入力信号の電力量または平均振幅の、基準電力量または基準振幅に対する比の逆数を検出結果として出力し、
前記第１のフーリエ変換手段でフーリエ変換が行なわれる前に、前記検出手段で求められた逆数を増幅率として前記入力信号を増幅する増幅手段を更に備えた
請求項１または２記載の等化器。
前記係数決定手段は、前記逆数が小さいほど前記係数を小さくする、
請求項４記載の等化器。
前記検出手段の出力側に、入力信号の電力の変動または振幅の変動の影響を抑えるためのフィルタを設けた、
請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の等化器。
前記第２のフーリエ変換手段の変換結果及び前記検出手段の検出結果を乗算して前記等化演算手段で等化処理された入力信号の伝送誤りを訂正して復号するときに用いられる信頼度情報を生成する生成手段を更に備えた、
請求項１〜請求項６のいずれか１項記載の等化器。