CN1780280A - 同相/正交相位失衡补偿 - Google Patents

Abstract

一种包括发射机、接收机和电反馈线路的收发信机。该发射机具有正交调制器，并且被配置成补偿由发射机硬件产生的同相/正交相位失衡。该正交调制器被配置成正交调制载波波形。该接收机具有正交解调器，并且被配置成补偿由在接收机中的硬件产生的同相/正交相位失衡。该正交解调器被配置成解调被正交调制的载波。该电反馈线路将发射机的输出连接至接收机的输入。

Description

同相/正交相位失衡补偿

技术领域

本发明一般地涉及正交调制，并且更特别地涉及在收发信机中补偿同相/正交相位失衡的方法和装置。

背景技术

一些射频(RF)收发信机提供了直接或低中频(IF)转换体系结构，其中可以利用单级正交调制，而无需体积大的模拟滤波器。在这些体系结构中，收发信机经常在并行的信号流之间产生与被调制载波的同相(I)和正交相位(Q)分量相关的失衡。这些I/Q失衡能够包括大约1％-3％的振幅和/或相位不匹配。通常，这种I/Q失衡由涉及在集成电路(IC)的微加工中的有限容差的错误产生。因此，I/Q失衡不能完全从IC收发信机的模拟分量中予以消除。

在IC收发信机中，数字信号处理器(DSP)能够补偿由收发信机的模拟电路产生的I/Q失衡。实际上，DSP辅助I/Q补偿器优于模拟的相对物，并且通常易于修改以允许电路自适应。

有多种类型的DSP辅助I/Q失衡补偿器。一种DSP辅助I/Q补偿器是被配置成通过训练周期评估I/Q失衡，并且随后开发出自适应算法以补偿I/Q失衡。另一种DSP辅助I/Q补偿器具有对在低IF接收机中的I/Q失衡进行补偿的自适应滤波器。

DSP辅助I/Q补偿器可能具有多种缺点。可能的缺点包括并入相当多的额外电路以搜集反馈信息、缺少对在校准电路中的自身的非标准性进行的补偿和/或对离线路训练的信任。因此，迫切需要具有补偿在正交调制收发信机中的I/Q失衡的其它的方法和装置。

发明内容

各种实施例都包括通过开发收发信机的双工特性来补偿I/Q收发信机失衡的收发信机。I/Q补偿器的校准包括将发射机的输出耦合至接收机的输入。由发射机发送的信号流起由校准电路用以补偿由硬件导致的I/Q失衡的训练流的作用。因此，一些新的收发信机能够校准I/Q补偿电路，而无需使用离线路训练周期。

根据本发明的一种实施例，公开了一种包括发射机、接收机和电反馈线路的收发信机。发射机具有正交调制器，并且被配置成补偿由发射机硬件产生的同相/正交相位失衡。正交调制器被配置成正交调制载波波形。接收机具有正交解调器，并且被配置成补偿由在接收机中的硬件产生的同相/正交相位失衡。正交解调器被配置成解调被正交调制的载波。电反馈线路将发射机的输出连接至接收机的输入。

根据本发明的另一种实施例，公开了一种减少在收发信机中的同相/正交相位(I/Q)失衡的方法。该方法包括更新收发信机的一个或多个I/Q补偿器的配置以减少在并行的信号流之间的往返I/Q失衡，收发信机将所述并行的信号流正交调制在载波波形上，并且随后从载波波形上解调。

根据本发明的另一种实施例，公开了一种包括发射机、接收机和同相/正交相位补偿控制器的收发信机。发射机具有同相/正交相位数字补偿器以从第一和第二输入数字信号流并行地产生第一和第二被补偿的数字信号流。发射机具有利用所述第一和第二被补偿的数字信号流正交调制载波波形的模拟电路。接收机具有通过解调被正交调制的载波并行地产生第一和第二被解调的信号流的模拟电路。接收机具有同相/正交相位数字补偿器以从第一和第二被解调的信号流并行地产生第三和第四被补偿的输出数字信号流。同相/正交相位补偿控制器被配置成为信号确定同相/正交相位不匹配，所述信号二者都由发射机正交调制和由接收机解调。

附图说明

图1是实现了同相/正交相位(I/Q)硬件失衡的动态补偿的正交调制收发信机的结构图；

图2是一种操作图1的收发信机的方法的时序图；

图3是示意在图1中所示的发射机的模拟(A)和数字(D)电路的结构图；

图4A是在图3中所示的发射机的模拟处理线路的一种实施例的结构图；

图4B是在图3中所示的接收机的模拟处理线路的一种实施例的结构图；

图5A是在图3中所示的发射机的正交调制器的一种示例的实施例的结构图；

图5B是在图3中所示的接收机的正交解调器的一种示例的实施例的结构图；

图6A是在图3中所示的发射机的I/Q数字前置补偿器的一种实施例的结构图；

图6B是在图3中所示的接收机的I/Q数字后置补偿器的一种实施例的结构图；

图7A和7B表示在图3的接收机中的2×2开关的两种模式；

图8是表示一种校准在图3中所示的收发信机的I/Q前置补偿器和I/Q后置补偿器的方法的流程图

图9A-9E示意了当为在图3中所示的收发信机的第一示例的实施例执行图8的方法的时候，I/Q增益失衡的演变；

图10表示当为在图3中示意的收发信机的第二示例的实施例执行图8的方法的时候，I/Q补偿增益和相位的演变的仿真。

在附图和文字中，相同的附图标记指示具有类似功能的单元。

在附图和具体实施方式中，描述了各种实施例。然而，本发明可以使用各种形式予以实现，并且不被限制于在附图和具体实施方式中所描述的实施例。

具体实施方式

图1示意了实现正交调制电路，例如，具有4个或16个信号点星座图的正交相移键控或16进制相移键控的收发信机10。收发信机10包括发射机12、接收机14和同相/正交相位(I/Q)数字补偿控制器16。

发射机12将并行地接收到的数字基带信号流V_I，m和V_Q，m转换调制在载波波形，例如RF波形的同相和正交相位分量上。该转换包括在数字(D)和模拟(A)电路中处理并行的信号流。由于微加工容差的固有的局限性和操作环境的变化，典型地，A电路在这两个并行的信号流的对应信号之间引入I/Q失衡，也就是，振幅和/或相位失衡。发射机12在输出O输出被正交调制的载波波形，在这里，例如，在通过发射天线路20发送至信道之前，功率放大器18放大被调制的载波。

接收机14将在输入I接收到的被正交调制的载波波形转换为并行的V_I，d和V_Q，d数字基带信号流。被正交调制的载波，例如，从接收天线路22通过另一个低噪声放大器19和2×1开关24得以接收。该转换包括利用A电路和D电路处理从被正交调制的载波产生的并行的信号流。由于微加工容差的固有的局限性和/或操作环境的变化，典型地，A电路在并行的信号流中的信号的对应信号之间引入I/Q失衡，也就是，振幅和/或相位失衡。

I/Q补偿控制器16利用通过线路26、28传输的控制信号动态地控制发射机12和接收机14。特别地，I/Q补偿控制器16校准发射机12和接收机14的DSP，也就是D电路，以便DSP补偿在每个设备的A电路中产生的振幅和相位I/Q失衡。I/Q补偿控制器16在校准模式期间动态地调节DSP。

在每个校准模式中，2×1开关24连接在发射机12的输出O和接收机14的输入I之间的电反馈线路30，并且将接收天线路22从输入I断开。在校准模式中，I/Q补偿控制器16反复地调节DSP，以便V_I，d/V_Q，d和V_I，m/V_Q，m在幅度和相位上都相等。校准模式可以被并入收发信机10的标准双工操作。

图2表示了一种将校准(Cal)模式并入标准双工操作的方法，在其中，收发信机10插入接收时隙(Rx)和 发送时隙(Tx)。在Rx时隙期间，发射机12保持空闲，以便收发信机10的无线路传输不干扰来自其它收发信机(没有被显示)的无线路传输的接收。然而，在Tx时隙，接收机14不保持空闲。相反，接收机14积极地接收和处理在Tx时隙传输的被正交调制的载波。实际上，这个反馈的被正交调制的载波被用来校准DSP的I/Q补偿电路。优选地，该接收是在输出O和输入I之间直接进行的，以避免在放大器18、19中的非线路性失真。将已知的输入信号流，也就是V_Q，m和V_I，m，与由接收机14产生的两个并行的信号流，也就是V_Q，d和V_I，d，相比较能够确定是否需要I/Q补偿。因此，Tx时隙同时用于至其它的收发信机的通信的传输和收发信机10自身的数字I/Q补偿电路的校准(Cal)。由于这个原因，额外的训练周期不被用来校准涉及补偿I/Q失衡的电路。

鉴于发射机12和接收机14的A信号处理电路产生I/Q失衡，I/Q补偿控制器16动态地校准数字前置和后置补偿以消除在发射机12和接收机14中的总的I/Q失衡。

在图2的方法和图1的收发信机10中，I/Q补偿的校准使用了往返的信号对，也就是首先在收发信机的发射机12中予以正交调制，并且随后在收发信机的接收机14中予以解调的信号对。由于这个原因，I/Q补偿的校准比较不易受在被用来确定I/Q失衡的电路中的错误的影响。

图3示意了图1的发射机12和接收机14的D和A电路的部分。

在发射机12中，A电路包括第一信号流的第一模拟处理线路34、并行的第二信号流的第二模拟处理线路36，也就是I和Q分支，以及正交调制器38，并且D电路包括数字I/Q前置补偿器32。第一和第二模拟处理线路34、36独立地处理从输入V_I，m和V_Q，m数字基带信号流分别地产生的信号流。示例的模拟处理线路34、36包括如在图4A中所示的数字/模拟(D/A)转换器和低通滤波器。正交调制器38利用从各自的第一和第二处理线路34、36接收到的被处理的信号流混合载波波形的I和Q分量以在输出O产生被正交调制的载波。示例的正交调制器38包括如在图5A中所示的载波波形源(S)、90°相移器(PS)、模拟混频器(M)和模拟合并器(AC)。数字I/Q前置补偿器32处理输入数字基带信号流V_I，m和V_Q，m以前置补偿将在模拟第一和第二处理线路34、36和模拟正交调制器38中产生的I/Q失衡。

在接收器12中，A电路包括正交解调器50、第一模拟处理线路46和并行的第二模拟处理线路48，也就是I和Q分支，并且D电路包括2×2开关44和I/Q后置补偿器43。正交解调器50利用载波波形混合接收到的信号以从信号的I分量和Q分量产生在基带或在中频范围的两个并行的信号流。示例的正交解调器50包括如在图5B中所示的载波波形源(S)、90°相移器(PS)和模拟混频器(M)。模拟处理线路46、48执行由正交解调器50产生的两个并行的信号流的独立的处理。示例的模拟处理线路46、48包括如在图4B中所示的LP滤波器，例如用以恢复基带，以及模/数(A/D)转换器。I/Q数字后置补偿器42处理并行的基带数字信号流以动态地补偿I/Q失衡，也就是由处理线路46、48和正交解调器50产生的幅度和/或相位失衡。2×2开关44允许可控地交换来自模拟处理线路46、48的两个信号流以提供两种连接模式，也就是，模式A和B。

图6A和6B分别地表示了I/Q数字前置补偿器32和I/Q数字后置补偿器42的示例的实施例。

参照图6A，I/Q前置补偿器32包括数字复用器52、数字复用器54和数字加法器56。数字复用器52在一个输入上具有可控的复用器因子：tan(_mc)，也就是增益因子，并且数字复用器54在一个输入上具有可控的复用器因子：1/g_mccos(_mc)，也就是增益因子。在这里，g_mc和_mc是由I/Q补偿控制器16基于反馈的V_Q，m与V_I，m和V_Q，d与V_I，d的增益比和相位差动态地和反复地设置的参数。数字复用器52、54的tan(_mc)和1/g_mccos(_mc)增益因子由通过线路26接收到的控制信号予以设置。如果A电路在正交调制载波波形的I和Q分量的两个并行的信号流之间产生g_mc的增益失衡和_mc的相位失衡，I/Q数字前置补偿器32补偿发射机12的A电路。

参照图6B，I/Q后置补偿器42包括数字复用器58、数字复用器60和数字加法器62。数字复用器58在一个输入上具有可控的复用器因子：tan(_dc)，也就是增益因子，并且数字复用器60在一个输入上具有可控的复用器因子：1/g_dccos(_dc)，也就是增益因子。再一次，g_dc和_dc是由I/Q补偿控制器16基于反馈的V_Q，m与V_I，m和V_Q，d与V_I，d的增益比和相位差动态地和反复地设置的参数。数字复用器58、60的tan(_dc)和1/g_dccos(_dc)增益因子由通过线路28接收到的控制信号予以设置。如果A电路在通过正交解调载波波形的I和Q分量生成的两个并行的信号流之间产生g_dc的增益失衡和_dc的相位失衡，I/Q数字后置补偿器42补偿接收机14的A电路。

参照图7A-7B，2×2开关44具有输入1、2和输出3、4。开关44以两个模式之一将接收机的模拟处理线路46、48电力地连接至I/Q后置补偿器42的输入。在模式A中，输入1、2通过在图7A中所示的不交叉的配置连接至输出3、4。在模式B中，输入1、2通过在图7B中所示的交叉的配置连接至输出3、4。在模式B中，开关44的连接线路之一可以包括数字反相器(INV)。在I/Q后置补偿器42的输入，这种单一的反相器INV将有效地导致_dc向-_dc的等价转换，在其中，_dc是I/Q后置补偿器42的相位参数。开关44以一种响应通过线路28从I/Q补偿控制器16接收到的控制信号的方式在模式A和B之间切换。

在另一个实施例中，2×2数字开关44为在接收机14的A电路中的模拟开关所代替。然后，模拟开关(没有显示)将依次地将模拟处理线路46的输入连接至正交解调器50的一个输出，并且将依次地将其它模拟处理线路48的输入连接至正交解调器50的其它输出。再一次，典型地，这种开关的交叉的或B模式能够在开关的一个内部线路上具有反相器。

参照图1和3，I/Q数字补偿控制器16在校准时隙期间，例如，如在图2中所示，动态地更新I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42的配置。每次更新都得以基于一组来自V_I，m、V_Q，m、V_I，d和V_Q，d数字信号流的对应的信号值。这组对应的数字信号值通过线路64、65、66、67被反馈至I/Q数字补偿控制器16。在这里，在周期k，对应的组{V_I，d(k)，V_Q，d(k)，V_I，m(k)，V_Q，m(k)}包括输入单个周期“k”的V_I，m(k)和V_Q，m(k)数字基带信号，并且输出通过在接收机14中解调利用基带V_I，m(k)和V_Q，m(k)信号正交调制的载波波形而产生的V_I，d(k)和V_Q，d(k)数字基带信号。执行这个解调包括连接在发射机12的输出O和接收机14的输入I之间的反馈线路30和将2×2开关44设置为模式A或B。更确切地说，信号组{V_I，d(k)，V_Q，d(k)，V_I，m(k)，V_Q，m(k)}与通过同一收发信机10的发射机12和接收机14往返的信号对相关。从每个这种对应的信号组V_I，d(k)，V_Q，d(k)，V_I，m(k)，V_Q，m(k)，I/Q数字补偿控制器16被配置成产生对应的振幅错误信号，e_g(k)，和对应的相位错误信号，e_(k)。这些错误信号的示例的表达式是：

$e_g\left(k\right)=\left|\frac{V_{I,m}\left(k\right)/V_{Q,m}\left(k\right)}{V_{I,d}\left(k\right)/V_{Q,d}\left(k\right)}\right|-1$

$e_{\mathrm{\φ}}\left(k\right)=\arg \{V_{I,m}\left(k\right)+i{V}_{Q,m}\left(k\right)\}-{\sin }^{-1}\left\{\frac{V_{Q,d}\left(k\right)V_{I,m}\left(k\right)}{V_{I,d}\left(k\right)|V_{I,m}\left(k\right)+i{V}_{Q,m}\left(k\right)|}\right\}$

从对应的错误信号e_g(k)和e_(k)，I/Q数字补偿控制器16被配置成产生定义I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42在周期“k”的处理特性的参数g_mc(k)、g_dc(k)、_mc(k)和_dc(k)的迭代更新。一次更新利用被更新的周期(k+1)参数值g_mc(k+1)、g_dc(k+1)、_mc(k+1)和_dc(k+1)分别地代替周期k参数值g_mc(k)、g_dc(k)、_mc(k)和_dc(k)。被更新的参数和原始参数之间的示例的关系可以，例如，具有如下的形式：

g_mc(k+1)＝g_mc(k)[1+μ_ge_g(k)]，

g_dc(k+1)＝g_dc(k)[1+μ_ge_g(k)]，

φ_mc(k+1)＝φ_mc(k)+μ_φe_φ(k)，

φ_dc(k+1)＝φ_dc(k)+μ_φe_φ(k)。

在这里，μ_g和μ_是定义参数g_mc(k)、g_dc(k)、_mc(k)和_dc(k)在单个更新周期内怎样得以增加的步长。上述的示例的关系提供了在单个更新周期内由相等的数调整g_mc(k)和g_dc(k)，以及在单个更新周期内由相等的数移位_mc(k)和_dc(k)的更新操作。在校准时隙期间，I/Q补偿控制器16以减少在发射机12和接收机14中的总的I/Q失衡的方式反复地为I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42更新这些参数。

在收发信机10的其它的实施例中，上述更新关系的e_g(k)和e_(k)错误信号可以被实现为具有其它的形式。例如，相位错误信号e_(k)的一个形式由下式给定：

e_φ(k)＝[φ_I，d(k)-φ_Q，d(k)]-[φ_I，m(k)-φ_Q，m(k)]。

在这里，_I，d(k)、_Q，d(k)、_I，m(k)和_Q，m(k)是V_I，d(k)，V_Q，d(k)，V_I，m(k)和V_Q，m(k)各自的相位。

图8示出了校准图1和3的收发信机10的I/Q补偿器32、42，如此也提供了在发射机12和接收机14二者中I/Q失衡的补偿的方法70的一种实施例。

方法70包括初始化定义I/Q数字补偿器32、42(步骤72)的特性的参数。示例的初始值满足：g_mc(k)＝g_dc(k)＝1和_mc(0)＝_dc(0)＝0。在方法70中，这些参数的其它初始值也是可能的，所述方法70应该对特定的初始值相当地不敏感。

方法70包括当开关44被保持在模式A(步骤74)时，执行定义I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42的参数的迭代更新周期组。在每个周期k，I/Q补偿控制器16如在上述的迭代更新公式中所描述地更新参数g_mc(k)、g_dc(k)、_mc(k)和_dc(k)。每次更新包括由相等的倍增因子调整g_mc(k)和g_dc(k)。在这里，每个倍增因子互不相同，数量与通过收发信机10的信号对的往返所产生的I/Q振幅失衡成比例。每次更新还包括由相等的位移数移位_mc(k)和_dc(k)。在这里，每个位移数至少与通过收发信机10的信号对的往返所产生的I/Q相位失衡大致地成比例。迭代更新停止以响应e_g(k)和e_(k)错误信号的幅度小于预选的阀值，或者响应所述的迭代更新的预选数量已经被执行了。

接下来，方法70包括将2×2开关44切换至模式B，并且适当地转换定义I/Q数字后置补偿器42的参数(步骤76)。特别地，至模式B的切换互换了由接收机的A电路输出的两个并行的信号流。因此，该切换有效地转化了由所述接收机的A电路产生的I/Q增益失衡，并且改变了由所述接收机的A电路产生的I/Q相位失衡的迹象。在步骤76，关于定义I/Q数字后置补偿器42的参数的适当的转换是：

g_dc(p)→[g_dc(p)]^-1andφ_dc(p)→-φ_dc(p)

在这里，p是先于模式切换的迭代更新周期数。这种转换允许方法70在后续的步骤中有效地将不同的更新应用于I/Q补偿器32和I/Q补偿器42，从而允许在发射机12和接收机14内的不同的I/Q补偿。同样，如果发射机12和接收机14二者都是完全地I/Q补偿的，当随模式改变予以执行时，这种转换不会，例如，改变收发信机10的总的I/Q失衡。

接着，方法70包括当开关44是在模式B(步骤78)时，为定义I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42的参数执行迭代更新周期组。在每个周期k，I/Q补偿控制器16依据在上面所描述的迭代更新公式再次更新参数g_mc(k)、g_dc(k)、_mc(k)和_dc(k)。特别地，每次更新包括由相等的倍增因子调整g_mc(k)和g_dc(k)。在这里，每个倍增因子互不相同，数量与通过收发信机10的信号对的往返所产生的I/Q振幅失衡成比例。同样地，每次更新还包括由相等的数移位_mc(k)和_dc(k)。在这里，每个位移数至少与通过收发信机10的信号对的往返所产生的I/Q相位失衡大致地成比例。迭代更新停止以响应e_g(k)和e_(k)错误信号的幅度小于预选的阀值，或者响应所述的迭代更新的预选数量已经被执行了。

接下来，方法70包括将2×2开关44切换至模式A，并且适当地转换定义I/Q后置补偿器42的参数(步骤80)。该模式切换有效地转化了由所述A电路产生的I/Q增益失衡，并且改变了由所述A电路产生的I/Q相位失衡的迹象。在这里，该转换类似于步骤76的转换。因此，I/Q补偿参数的适当的转换再次是：

g_dc(p’)→[g_dc(p’)]^-1andφ_dc(p’)→-φ_dc(p’)。

在这里，p’是先于模式切换的迭代更新周期数。再一次，如果发射机12和接收机14二者都是完全地I/Q补偿的，当随模式改变予以执行时，这种转换不会改变收发信机10的总的I/Q失衡。

接下来，方法70包括评估错误信号e_g(k)和e_(k)的幅度是否低于在模式A种的其它预选阀值(步骤82)。如果错误信号的幅度低于阀值，I/Q数字前置补偿器32和I/Q数字后置补偿器42的校准得以完成。否则，方法70可以包括执行循环80以返回再次执行步骤74-82。

实例一

图9A-9E表示收发信机10的示例的实施例的方法70。在示例的实施例中，发射机12的A电路具有I/Q失衡，所述I/Q失衡是净增益g_T，在其中，g_T＝2。同样地，在示例的实施例中，接收机14的A电路具有I/Q失衡，所述I/Q失衡是净增益g_R，在其中g_R＝8。方法70推算出I/Q数字补偿器32、42的增益g_mc和g_dc。

在步骤72，方法70包括将I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42二者的增益初始化为1，也就是，如在图9A中，g_mc(0)＝g_dc(0)＝1。因此，往返I/P增益失衡g，也就是，g＝|V_I，m(k)/V_Q，d(k)|/|V_I，d(k)/V_Q，d(k)|，初始地满足：g＝1×2×8×1＝16。

在步骤74，方法70包括反复地调整I/Q补偿器32、42的增益的值，而开关44处于模式A。在上面所描述的迭代更新公式意味着每次重复将利用相同的因子乘以I/Q补偿器32、42二者的增益。在N次重复之后，重复调整停止了，以响应e_g(N)≈0。随后，总往返增益是1。这意味着g_mc(N)＝g_dc(N)≈1/4，如在图9B中所示。

在步骤76，方法70包括切换至模式B，并且适当地转换I/Q后置补偿器42的增益。切换至模式B有效地将接收机的A电路的增益从8转化为1/8。因此，I/Q后置补偿器的增益g_dc的适当的转换是倒置转换，所述倒置转换将g_dc(N)映射为[g_dc(N)]^-1＝4，如在图9C中所示。

在步骤78，方法70包括执行I/Q前置补偿器32和I/Q后置补偿器42的增益的额外的M次迭代更新，在其中，额外的更新利用相等的数调整增益g_mc和g_dc，并且当e_g(N+M)≈0时停止。由于关于e_g(N+M)的条件，当g_mc≈1/2和g_dc≈8时，该更新停止，如在图9D中所示。在这里，M是额外迭代数。

在步骤80，方法70包括从模式B切换回模式A，并且适当地转换I/Q后置补偿器42的增益。切换至模式A将接收机的A电路的增益返回为8，意味着I/Q后置补偿器42的增益的适当的转换是：g_dc-＞[g_dc]^-1＝1/8，如在图9E中所示。

在步骤82，方法70包括禀告增益错误e_g(N+M)的新值。在步骤80之后，增益错误的新值是零。由于这个原因，I/Q补偿器32、42的校准得以完成。方法70完全成功地补偿了在发射机12和接收机14中的I/P增益失衡。

实例二

图10示意了当这些失衡被图7的方法70纠正时，在其它的收发信机中的补偿I/Q增益和I/Q相位的评估的仿真。在该仿真中，发射机12的A电路具有1.02的初始I/P增益和2度的初始I/P相位，接收机14的A电路具有1.04的初始I/P增益和4度的初始I/P相位。图10的放置结果示意了在模式A的大约22次迭代和在模式B的大约20次迭代足以补偿这个示例的实施例的发射机12和接收机14二者的I/P失衡。因此，小的I/Q失衡能够迅速地动态地予以补偿。

依据这些描述、附图和权利要求，对本领域的技术人员而言，本发明的其它实施例是显然的。

Claims (10)

1、一种收发信机，包括：

发射机，所述发射机具有正交调制器，并且可配置用于补偿由所述发射机的硬件产生的同相/正交相位失衡，其中所述正交调制器被配置成对载波波形进行正交调制；

接收机，所述接收机具有正交解调器，并且可配置用于补偿由所述接收机的硬件产生的同相/正交相位失衡，其中所述正交解调器被配置成解调被正交调制的载波；和

将所述发射机的输出连接至所述接收机的输入的电反馈线路。

2、按照权利要求1所述的收发信机，包括被配置成响应于反馈线路将被调制的载波波形从所述发射机传递至所述接收机，校准在所述接收机和所述发射机中的同相/正交相位补偿的同相/正交相位补偿控制器。

3、按照权利要求1所述的收发信机，其中所述发射机和所述接收机的其中一个包括一对模拟处理线路和开关，所述模拟线路被配置成并行地处理并行信号流，并且执行从所述正交解调器接收信号流以及向所述正交调制器发送所述信号流的其中一种，所述开关能够将所述线路中的一个的终点的连接与所述线路中的另一个的终点的连接进行交换。

4、按照权利要求3所述的收发信机，其中所述发射机和所述接收机中的另一个包括另一对模拟处理线路，所述另一对模拟处理线路被配置成并行地处理一对信号流，并且执行从所述正交解调器接收信号流以及向所述正交调制器发送所述信号流的中的另一种。

5、按照权利要求1所述的收发信机，还包括被配置成确定由所述发射机正交调制且由所述接收机解调的信号的同相/正交不匹配的同相/正交相位补偿控制器。

6、一种减少在收发信机中的同相/正交相位(I/Q)失衡的方法，包括：

更新收发信机的一个或多个I/Q补偿器的配置，减少所述收发信机对载波波形进行正交调制、并且随后从所述载波波形解调的并行的信号流之间的往返I/Q失衡。

7、按照权利要求6所述的方法，还包括切换所述收发信机的发射机或接收机的模式，以交换被传送至其中一个I/Q补偿器或从其中一个I/Q补偿器接收的多个并行信号流；并且

随后再次更新所述收发信机的一个或多个I/Q补偿器的配置，减少所述收发信机对载波波形进行正交调制、并且随后从所述载波波形解调的信号流中的往返I/Q失衡。

8、按照权利要求6所述的方法，其中所述更新包括比较由所述发射机接收到的两个并行信号流与由所述接收机产生的对应的两个并行信号流之间的I/Q不匹配。

9、按照权利要求7所述的方法，其中所述再次更新包括测量由所述发射机接收到的并行信号流与由所述接收机产生的对应的并行信号流之间的I/Q不匹配。

10、按照权利要求7所述的方法，其中所述再次更新还包括重置I/Q补偿器的I/Q增益和/或I/Q相位，以补偿由并行信号流的交换而产生的I/Q失衡。

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