CN114465677B - 校正宽带系统i/q不平衡的方法、宽带系统和介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种校正宽带系统I/Q不平衡的方法、宽带系统和介质，所述校正宽带系统I/Q不平衡的方法，包括，获取窄带测试信号；根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子；根据所述相位误差因子和所述幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数；根据所述滤波系数对输入信号进行数字滤波；对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号。该方法可以纠正宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，提高宽带系统的镜像抑制比。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其是涉及一种校正宽带系统I/Q不平衡的方法、一种宽带系统和非临时性计算机存储介质。
背景技术
在使用正交解调方案的无线系统中，接收机的I/Q(In-phase/Quadrature，同相/正交)不平衡是普遍存在的，对于与频率无关的I/Q(Frequency-Independent I/Q，FIIQ)不平衡系统，已有很多方法来估计和纠正这些错误，然而对于和频率相关的I/Q(Frequency-Dependent I/Q，FDIQ)不平衡系统来说，用窄带的纠正方法将会失效。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明的一个目的在于提出一种校正宽带系统I/Q不平衡的方法，该方法可以纠正宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，利于提高宽带系统的镜像抑制比。
本发明的目的之二在于提出一种非临时性计算机存储介质。
本发明的目的之三在于提出一种宽带系统。
为了解决上述问题，本发明第一方面实施例的提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，包括，获取窄带测试信号；根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子；根据所述相位误差因子和所述幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数；根据所述滤波系数对输入信号进行数字滤波；对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号。
根据本发明实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，通过获取窄带测试信号，根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，以及根据相位误差因子和幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数，进而根据滤波系数对输入信号进行数字滤波，对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号，从而可以有效改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，利于提高宽带系统的镜像抑制比，满足宽带系统的需求。
在一些实施例中，在根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子之前，所述方法还包括：对所述窄带测试信号进行频谱分析，以滤除带外噪声。
在一些实施例中，对所述窄带测试信号进行频谱分析，包括：根据所述窄带测试信号的原始频率的反频率，将所述窄带测试信号的频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得滤除带外噪声的有效信号，并将所述有效信号的频谱搬移回所述原始频率处；根据所述窄带测试信号的原始频率，将所述窄带测试信号的镜像频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得镜像信号，并将所述镜像信号的频谱搬移回所述原始频率的反频率处；将所述有效信号和所述镜像信号进行相加运算，以获得频谱分析后的窄带测试信号。
在一些实施例中，根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，包括：获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；将所述上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量进行共轭相乘，获得共轭相乘信号；将所述共轭相乘信号进行分段累加平均运算，获得第一分段累加平均信号；对所述第一分段累加平均信号与相位迭代步长进行乘法运算，获得第一乘法运算信号，并对所述第一乘法运算信号进行归一化处理，获得第一归一化处理信号；将所述第一归一化处理信号输入累加器以进行相位迭代更新，获得当前时刻的相位误差因子。
在一些实施例中，根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，包括：获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；获取所述上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量的绝对值，以及获取所述上一时刻校正后的窄带测试信号的Q分量的绝对值；对所述I分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第二分段累加平均信号，以及，对所述Q分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第三分段累加平均信号；将所述第二分段累加平均信号和所述第三分段累加平均信号进行减法运算，获得相减信号；将所述相减信号与幅度迭代步长进行乘法运算，获得第二乘法运算信号，并对所述第二乘法运算信号进行归一化处理，获得第二归一化处理信号；将所述第二归一化处理信号输入累加器以进行幅度迭代更新，获得当前时刻的幅度误差因子。
在一些实施例中，根据所述相位误差因子和所述幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数，包括：根据所述相位误差因子和加权系数进行相位牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的相位正频率点插值系数和相位负频率点插值系数；根据所述幅度误差因子和加权系数进行幅度牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的幅度正频率点插值系数和幅度负频率点插值系数。
在一些实施例中，对于20M和40M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取2点插值，且滤波器阶数为3。
在一些实施例中，对于80M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取4点插值，且滤波器阶数为7。
在一些实施例中，根据所述滤波系数对输入信号进行数字滤波，包括：基于所述相位正频率点插值系数和所述幅度正频率点插值系数对所述输入信号进行正频率点fir滤波器补偿，以及，基于所述相位负频率点插值系数和所述幅度负频率点插值系数对所述输入信号进行负频率点fir滤波器补偿。
在一些实施例中，对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号，包括：将正频率点fir滤波器补偿后的信号输入第一残留边带滤波器进行滤波，以获得第一输入信号分量；将负频率点fir滤波器补偿后的信号输入第二残留边带滤波器进行滤波，以获得第二输入信号分量；将所述第一输入信号分量和所述第二输入信号分量进行加法运算，获得校正后的输入信号。
在一些实施例中，所述第一残留边带滤波器和所述第二残留边带滤波器均采用17阶复数滤波器。
在一些实施例中，获取窄带测试信号包括：对于20M和40M宽带系统，获取4根单tone信号为所述窄带测试信号，其中，2根正频率tone信号和2根负频率tone信号。
在一些实施例中，获取窄带测试信号包括：对于80M宽带系统，获取8根单tone信号为所述窄带测试信号，其中，4根正频率tone信号和4根负频率tone信号。
本发明第二方面实施例提供一种非临时性计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被处理器执行时实现上述实施例所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法。
本发明第三方面实施例提供一种宽带系统，包括：接收机和校正宽带系统I/Q不平衡的装置，所述校正宽带系统I/Q不平衡的装置用于执行上述实施例所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正所述接收机接收信号的I/Q不平衡。
根据本发明实施例提供的宽带系统，通过校正宽带系统I/Q不平衡的装置执行上述实施例提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正接收机接收信号的I/Q不平衡，可以有效改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，提高宽带系统的镜像抑制比。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是根据本发明一个实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的方法的流程图；
图2是根据本发明一个实施例的计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数的结构框图；
图3是根据本发明一个实施例的实现频谱分析的示意图；
图4a是根据本发明一个实施例的经过窄带相位和幅度估计后的相位误差因子的波形图；
图4b是根据本发明一个实施例的经过窄带相位和幅度估计后的幅度误差因子的波形图；
图5a是根据本发明一个实施例的经牛顿插值后的相位插值输出系数的波形图；
图5b是根据本发明一个实施例的经牛顿插值后的幅度插值输出系数的波形图；
图5c是根据本发明另一个实施例的经牛顿插值后的相位插值输出系数的波形图；
图5d是根据本发明另一个实施例的经牛顿插值后的幅度插值输出系数的波形图；
图6是根据本发明一个实施例的实现根据滤波系数对输入信号进行宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制的示意图；
图7a是根据本发明一个实施例的80M带宽的多音信号，其正频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号的频谱响应图；
图7b是根据本发明一个实施例的80M带宽的多音信号，其正频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号的镜像抑制比；
图8a是根据本发明一个实施例的80M带宽的多音信号，其负频率部分经过经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号的频谱响应图；
图8b是根据本发明一个实施例的80M带宽的多音信号，其负频率部分经过经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号的镜像抑制比；
图9是根据本发明一个实施例的采用残留边带滤波器的原理示意图；
图10a是根据本发明一个实施例的负频率残留边带滤波器对应的频谱响应图；
图10b是根据本发明一个实施例的正频率残留边带滤波器对应的频谱响应图；
图11a是根据本发明一个实施例的残留边带滤波器阶数为9时，原始信号和经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号分别对应的频谱响应图；
图11b是根据本发明一个实施例的残留边带滤波器阶数为17时，原始信号和经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号分别对应的频谱响应图；
图11c是根据本发明一个实施例的残留边带滤波器阶数为33时，原始信号和经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号分别对应的频谱响应图；
图11d是根据本发明一个实施例的残留边带滤波器阶数为65时，原始信号和经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的信号分别对应的频谱响应图；
图12是根据本发明一个实施例的残留边带滤波器阶数为9,17,33和65时分别对应的镜像抑制比仿真结果波形图；
图13a是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为12MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13b是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为26MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13c是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为33MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13d是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为37MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13e是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为-37MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13f是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为-33MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13g是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为-26MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图13h是根据本发明一个实施例的窄带测试信号频率为-12MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带估计和补偿后的信号分别对应的频谱响应图；
图14是根据本发明一个实施例的宽带系统的结构框图。
附图标记：
宽带系统2000；校正宽带系统IQ不平衡的装置1000；接收机400。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，参考附图描述的实施例是示例性的，下面详细描述本发明的实施例。
为了解决上述问题，下面参考附图描述本发明第一方面实施例提出的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，该方法可以改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，利于提高宽带系统的镜像抑制比。
图1所示为本发明实施例提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法的流程图，如图1所示，本发明实施例的方法包括步骤S1-S5。
步骤S1，获取窄带测试信号。
在实施例中，对宽带系统中，通过发送端发送窄带测试信号至接收端，例如可以发送复数正弦信号作为宽带系统的窄带测试信号。
步骤S2，根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子。
在实施例中，本发明实施例的方法根据窄带测试信号获得与频率无关I/Q不平衡系数，从而根据与频率无关I/Q不平衡系数对与频率有关I/Q不平衡输入信号进行校正，以获得校正后的I分量和Q分量。具体地，可以在时域基于最小均方误差(Least Mean Square，LMS)准则进行迭代更新，以获得相位误差因子E和幅度误差因子P。
模拟的正交解调器对接收到的发送端设备发送的载波信号解调后，得到接收端I路和Q路信号。如以复数正弦信号为例，其解调后的信号由公式(1)定义。
其中，A和fi分别为输入信号的幅度和频率，α和ε分别代表幅度和相位不平衡误差。
公式(2)为去除直流后的信号。
其中，idc和qdc为直流偏移。
公式(3)定义了窄带信号的IQ不平衡校正，此时可认为幅度与相位不平衡是固定不变的，即与频率无关的。
其中，E和P由公式(4)定义。
其中，幅度和相位不平衡误差α和ε可以从E和P得出。
公式(5)描述了校正后的I和Q两路信号相位变为正交，两者的幅度也一致。
根据公式(5)的窄带信号补偿方式，窄带信号不平衡的幅度和相位的参数估计由公式(6)、公式(7)和公式(8)联合定义，其中L为分段平均长度，μE和μP分别为相位误差和幅度误差更新步长，参数估计基于最小均方误差((Least Mean Square,LMS)收敛准则。
步骤S3，根据相位误差因子和幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数。
在实施例中，根据步骤S2获得的在宽带信号内所测试的频率处的相位误差因子和幅度误差因子，为了能够在整个宽带信号内，不同频点的相位误差和幅度误差都得到校正，本发明实施例可以采用牛顿插值算法来完成，即根据相位误差因子和幅度误差因子，以牛顿插值算法计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数。
公式(9)定义了牛顿插值的z域表达形式：
例如取M＝4为例进行说明，如公式(10)所示。
从公式(10)中，若取其中k＝1、2、3、4，其频率响应即为测试频点处的估计响应，如在其它任意频点处的频率响应，可以理解为测试频点估计值的插值响应。对于公式(9)表示的z变换的系数CEM-1至CE0，即代表时域滤波器的系数，以对硬件实现提供支持。
同理P(Z)和E(Z)计算原理相同，由公式(11)定义。
下面以相位插值器计算为例，说明M＝2和M＝4插值器时的具体计算公式。
当M＝2时，公式(12)定义了M＝2时，相位插值系数CE1和CE0的计算方式。
其中，coefk,1和coefk,0，k＝1、2，如公式(13)所定义。
其中，a1和a2定义如公式(14)所示。
其中，ω1和ω2为归一化角频率fk为窄带测试信号频率，fcomps为补偿模块的采样频率。
公式(15)定义了E′1和E′2，其中，E1和E2为窄带估计的相位误差。
对公式(12)-公式(15)重新整理后，得到公式(16)所示。
其中，WCk,1和WCk,0，k＝1、2，为加权系数，如公式(17)所定义，可以预先设置。
公式(18)为牛顿插值的输出，即宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数。对于20M和40M的窄带测试信号，选取2点插值，这样宽带fir滤波器阶数为3，相位插值输出系数为FE0-FE2。其中，CE1和CE0如公式(16)所定义。
同理，可以求得幅度插值输出系数，对此不再进行详细叙述。
公式(19)定义了当M＝4时，相位插值系数CE3-CE0的计算方式。
其中，coefk,3,coefk,2,...,coefk,0，k＝1、2、3、4，如公式(20)所定义。
其中，ak、bk和ck，k＝1、2、3、4，如公式(21)所示：
其中，ω1-ω4为归一化角频率fk为窄带测试信号频率，fcomps为补偿模块的采样频率，如前面所述。
公式(22)定义了E′1，E′2，E′3和E′4，其中，E1，E2，E3和E4为窄带估计的相位误差。
对公式(19)-公式(22)重新整理后，得到公式(23)所示：
其中，WCk,3-WCk,0，k＝1、2、3、4，为加权系数，如公式(24)所定义，其在硬件实现时为常数系数，可以预先设置。
同理，其余WC也可以按上式类似方法得到。
公式(25)为牛顿插值的输出，即宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数。对于80M的窄带测试信号，选取4点插值，这样宽带fir滤波器阶数为7，相位插值输出系数为FE0-FE6。其中，CE3-CE0如公式(23)所定义。
步骤S4，根据滤波系数对输入信号进行数字滤波。
在实施例中，对于宽带系统，输入信号可以为宽带输入信号，通过发送端发送宽带输入信号至接收端，以根据滤波系数对宽带输入信号进行数字滤波，以对宽带输入信号进行纠正。
步骤S5，对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号。
在实施例中，宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数估计完成后，对输入信号进行数字滤波，由于宽带系统在引入RX IQ不平衡时，通常正、负频率是非对称的，可以将滤波后的信号同时送入负、正两个残留边带滤波器中进行滤波，然后再叠加输出所需信号，即获得校正后的输入信号。
例如，公式(26)和公式(27)定义了宽带fir滤波器补偿的实现方法，公式(26)为时域表达式，公式(27)为等效的频域表达式。I＇n和Q＇n为时刻n时，去除直流后的输入I路和Q路正交信号，I＂n和Q＂n表示时刻n时宽带补偿的输出。其中，由于滤波器存在群延迟，为保证I和Q两路信号的同步，需要做相应的时延，如公式(26)中所描述的。
其中，FEm和FPm为分别表示相位和幅度不平衡滤波器的系数，为牛顿插值器的输出，即宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数。
根据本发明实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，通过获取窄带测试信号，根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，以及根据相位误差因子和幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数，进而根据滤波系数对输入信号进行数字滤波，对数字滤波后的信号再进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号，即本发明实施例的方法通过发送窄带测试信号来估计FIIQ的系数，进而通过数字滤波的方法来校正FIIQ和FDIQ，从而可以有效改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，利于提高宽带系统的镜像抑制比，满足宽带系统的需求。
在一些实施例中，本发明实施例的方法在根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子之前，还包括，对窄带测试信号进行频谱分析，以滤除带外噪声，以确保窄带测试信号的信噪比。
在一些实施例中，本发明实施例的方法对窄带测试信号进行频谱分析，可以包括，根据窄带测试信号的原始频率的反频率，将窄带测试信号的频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得滤除带外噪声的有效信号，并将有效信号的频谱搬移回原始频率处；根据窄带测试信号的原始频率，将窄带测试信号的镜像频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得镜像信号，并将镜像信号的频谱搬移回原始频率的反频率处；将有效信号和镜像信号进行相加运算，以获得频谱分析后的窄带测试信号。
表1
举例说明，如图2所示为计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数的结构框图，其包含单音生成、频谱分析、窄带估计和牛顿插值四个部分，其中，频谱分析模块根据输入正弦信号的频率，先将信号频谱搬移至直流(DC)处，然后经过低通滤波器选出需要的信号，滤除带外噪声，最后再将滤波后的信号搬移至原频率处。
公式(28)定义了数字变频计算方法，x(n)为数字变频器的输入，来自A/D输出的复数信号，f为数字变频器的频点，festis为估计模块的采样频率，f为窄带测试信号，表1给出了宽带系统20M，40M和80M对应的发送单音信号的频率；x1(n)为数字变频器的输出。
数字变频器的输出通过α滤波器(如低通滤波器)，滤除带外噪声，公式(29)定义了数学表达式。x1(n)为滤波器的输入，y1(n)为滤波器的输出。其中，α为更新步长，其值与滤波带宽相关。
y1(n)＝y1(n-1)+(x1(n)-y1(n-1))·α， 公式(29)
例如，图3给出了本发明一个实施例的实现频谱分析的示意图，其由数字下变频器(Digital Down Converter，DDC)和α滤波器(alpha filter)来实现。如图3所示，经DDC0，α滤波器0和DDC1模块获得有效信号in_flt0；经DDC2，α滤波器1和DDC3模块获得镜像信号in_flt1，然后将有效信号和镜像信号相加，得到输出信号out，即为频谱分析后的窄带测试信号。其中，in为接收端收到的单音信号，out为频谱分析的输出信号；DDC0模块输入频率和发送端频率相反，DDC1模块输入频率和发送端频率相同，DDC2模块输入频率和发送端频率相同，DDC3模块输入频率和发送端频率相反。
在一些实施例中，本发明实施例的方法对于根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，可以包括，获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；将上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量进行共轭相乘，获得共轭相乘信号；将共轭相乘信号进行分段累加平均运算，获得第一分段累加平均信号；对第一分段累加平均信号与相位迭代步长进行乘法运算，获得第一乘法运算信号，并对第一乘法运算信号进行归一化处理，获得第一归一化处理信号；将第一归一化处理信号输入累加器以进行相位迭代更新，获得当前时刻的相位误差因子。
在一些实施例中，本发明实施例的方法对于根据窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，可以包括，获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量的绝对值，以及获取上一时刻校正后的窄带测试信号的Q分量的绝对值；对I分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第二分段累加平均信号，以及，对Q分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第三分段累加平均信号；将第二分段累加平均信号和第三分段累加平均信号进行减法运算，获得相减信号；将相减信号与幅度迭代步长进行乘法运算，获得第二乘法运算信号，并对第二乘法运算信号进行归一化处理，获得第二归一化处理信号；将第二归一化处理信号输入累加器以进行幅度迭代更新，获得当前时刻的幅度误差因子。
举例说明，假设I和Q为输入的两路正交信号，I＇和Q＇为去除直流后的信号，I＂和Q＂为窄带补偿后的信号，其中，在计算相位误差因子E时，首先I＂和Q＂的共轭相乘后，做分段累加平均，接着和迭代步长μE相乘，然后对其做归一化处理后，送入累加器中进行迭代更新，更新后的E在下一时刻反馈后和I＇相乘，以及在计算幅度误差因子P时，首先I＂和Q＂分别取绝对值后，进行分段累加平均，接着进行相减，然后和迭代步长μP相乘，最后对其做归一化处理后，送入累加器中进行迭代更新，更新后的P在下一时刻反馈后和Q＇相乘。例如经过窄带相位和幅度估计后的相位误差因子和幅度误差因子的波形图分别如图4a和如图4b所示。
在一些实施例中，本发明实施例的方法对于根据相位误差因子和幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数，可以包括，根据相位误差因子和加权系数进行相位牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的相位正频率点插值系数和相位负频率点插值系数；根据幅度误差因子和加权系数进行幅度牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的幅度正频率点插值系数和幅度负频率点插值系数。
例如，对于80M的窄带测试信号，选取M＝4点插值，图5a所示为M＝4时,正频率4根单音信号，经牛顿插值后的相位插值输出系数CE_up的波形图；图5b所示为M＝4时,正频率4根单音信号，经牛顿插值后的幅度插值输出系数PE_up的波形图；图5c所示为M＝4时,负频率4根单音信号，经牛顿插值后的相位插值输出系数CE_low的波形图；图5d所示为M＝4时，负频率4根单音信号，经牛顿插值后的幅度插值输出系数PE_low的波形图。
在一些实施例中，对于20M和40M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取2点插值，且滤波器阶数为3。
在一些实施例中，对于80M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取4点插值，且滤波器阶数为7。
在一些实施例中，本发明实施例的方法对于根据滤波系数对输入信号进行数字滤波，可以包括，基于相位正频率点插值系数和幅度正频率点插值系数对输入信号进行正频率点fir滤波器补偿，以及，基于相位负频率点插值系数和幅度负频率点插值系数对输入信号进行负频率点fir滤波器补偿。
在实施例中，本发明实施例的方法对于对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号，包括，将正频率点fir滤波器补偿后的信号输入第一残留边带滤波器进行滤波，以获得第一输入信号分量；将负频率点fir滤波器补偿后的信号输入第二残留边带滤波器进行滤波，以获得第二输入信号分量；将第一输入信号分量和第二输入信号分量进行加法运算，获得校正后的输入信号。
举例说明，图6给出了根据滤波系数对输入信号进行宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制以获得校正后的输入信号的示意图，如图6所示包含正、负频率宽带补偿和负、正频率残留边带滤波器模块，其中，第一残留边带滤波器为负频率残留边带滤波器模块，第二残留边带滤波器为正频率残留边带滤波器模块，y为输入信号，FEup和FPup为牛顿插值器输出的正频率点系数，FElow和FPlow为负频率点系数，正、负频点的宽带补偿信号输出给相应的残留边带滤波器，最后将两个残留边带滤波器的输出信号相加后，输出补偿后的信号y1，即为校正后的输入信号。例如，例如，图7a所示为80M带宽的多音信号，其正频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的频谱响应图，即功率谱密度(power spectraldensity，psd)和频率的对应关系图，图7b所示为80M带宽的多音信号，其正频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的镜像抑制比(Image Reject Ration，IRR)仿真结果，图8a所示为80M带宽的多音信号，其负频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的频谱响应图，图8b所示为80M带宽的多音信号，其负频率部分经过宽带滤波器补偿和残留边带滤波器抑制后的镜像抑制比仿真结果。
其中，本发明实施例中为满足宽带系统80M带宽的补偿，对输入信号进行数字滤波时至少工作在160MHz的采样率上，以防止补偿后信号出现频谱混叠。
在实施例中，宽带fir滤波器补偿包括正频率补偿结构和负频率补偿结构，正、负频率补偿结构相同，只是系数不同。例如，假设I和Q为输入的两路正交信号，I＇和Q＇为去除直流后的信号，其中，I＇路信号经过Z-2*(M-1)个符号时延后，做为最后补偿的I支路分量，即为I＂；同时I＇路信号经过E(Z)所定义的滤波器滤波后，与延迟Z-1*(M-1)个符号后的Q＇信号相加，相加后的信号再经过P(Z)所定义的滤波器滤波，输出做为Q支路分量即Q＂。其中，I＂为校正后的第一I分量，Q＂为校正后的第一Q分量。
在实施例中，第一残留边带滤波器和第二残留边带滤波器均采用17阶复数滤波器。
在实施例中，图9为宽带补偿和残留边带滤波的原理示意图，其中，A表示有效负频率信号，“a”、“a00”、“a01”、“a10”和“a11”表示来自A的镜像信号，以及B表示有效正频率信号，“b”、“b00”、“b01”、“b10”和“b11”表示来自B的镜像信号。其中，补偿和抑制通路分为上、下两个通路，分别负责正频率镜像的补偿和负频率镜像及正频率信号的抑制，以及负频率镜像的补偿和正频率镜像及负频率信号的抑制。
如图9所示，上半部分通路即正频率fir滤波器补偿和第一残留边带滤波的通路，其中，镜像信号“b”经过正频率宽带滤波器补偿后变为“b00”，正频率镜像信号得到了补偿；但是对于负频率镜像信号“a”，由于与正频率宽带滤波器补偿不相关，所以经过该单元后，其频谱相对与不补偿时“a”反而上升变为“a00”。以及，由于图9所示上半部分通路的正频谱是不需要的，所以采用第一残留边带滤波器对“B”和“a00”进行抑制，得到被抑制后的频谱“B0”和“a01”，其中，第一残留边带滤波器的抑制性能取决与残留边带滤波器的阶数。
同理，如图9所示，下半部分通路即负频率fir滤波器补偿和第二残留边带滤波的通路，其中，镜像信号“a”经过负频率宽带滤波器补偿后变为“a10”，负频率镜像信号得到了补偿；但是对于正频率镜像信号“b”，由于与负频率宽带滤波器补偿不相关，所以经过该单元后，其频谱相对与不补偿时“b”反而上升变为“b10”。以及，由于图9所示下半部分通路的负频谱是不需要的，所以采用第二残留边带滤波器对“A”和“b10”进行抑制，得到被抑制后的频谱“A1”和“b11”。
进而，对经过第一残留边带滤波器获得的第一输入信号分量即Y1与第二残留边带滤波器后的信号获得的第二输入信号分量即Y2进行相加运算，获得校正后的输入信号即y1，如图9所示，第一输入信号分量Y1包括“B0”、“b01”、“A2”和“a01”，第二输入信号分量Y2包括“A1”、“b11”、“B2”和“a11”，其中，对于负频率部分来说，被残留边带滤波器抑制后的“A1”和经过宽带滤波器补偿后的“b01”分别相对于“A2”和“b11”来说，可忽略不计；同理，对于正频率部分来说，被残留边带滤波器抑制后的“B0”和经过宽带滤波器补偿后的“a11”分别相对于“B2”和“a01”来说，可忽略不计。所以相加后的信号y1频谱相对于输入信号y频谱来说，经过图9所示的补偿和滤波操作后，其镜像由原来的“b”和“a”分别变为“b11”和“a01”，即如图9所示校正后的输入信号y1包括“A2”、“b11”、“B2”和“a01”。其中，镜像抑制性能取决与残留边带滤波器滤波的抑制性能。
因此，在实施例中，采用残留边带滤波器既可消除符号间干扰的影响，同时也可抑制系统中不需要的频率部分，通过在低通残留边带滤波器基础上频移fcomps/4，即可消除另一半的影响。其中，本发明实施例综合考虑抑制性能和硬件实现复杂度之间的权衡，可以选用17阶的残留边带滤波器，包含负频率和正频率两个复数滤波器，其中，负频率残留边带滤波器需要在原有的残留边带滤波器基础上，左移fcomps/4，其频谱响应如图10a所示；正频率残留边带滤波器需要在原有的残留边带滤波器基础上，右移fcomps/4，其频谱响应如图10b所示。
例如，对应为残留边带滤波器阶数为9时，原始信号与经过宽带补偿单元和残留边带滤波器抑制后的信号分别对应的频谱响应图如图11a所示；对应为残留边带滤波器阶数为17时，原始信号和经过补偿模块补偿后信号分别对应的频谱响应图如图11b所示；对应为残留边带滤波器阶数为33时，原始信号和经过补偿模块补偿后信号分别对应的频谱响应图如图11c所示；对应为残留边带滤波器阶数为65时，原始信号和经过补偿模块补偿后信号分别对应的频谱响应图如图11d所示。图12所示为残留边带滤波器阶数为9,17,33和65时分别对应的镜像抑制比仿真结果，由图12可看出，选用17阶的残留边带滤波器，其镜像抑制比IRR>50dBc，满足宽带系统要求。
在一些实施例中，获取窄带测试信号包括：对于20M和40M宽带系统，获取4根单tone信号为窄带测试信号，其中，2根正频率tone信号和2根负频率tone信号。
在一些实施例中，获取窄带测试信号包括：对于80M宽带系统，获取8根单tone信号为窄带测试信号，其中，4根正频率tone信号和4根负频率tone信号。例如，图13a-图13h示出了8根窄带测试信号不同频率下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图，其中，窄带测试信号频率为12MHz时原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13a所示；窄带测试信号频率为26MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13b所示；窄带测试信号频率为33MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13c所示；窄带测试信号频率为37MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13d所示；窄带测试信号频率为-37MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13e所示；窄带测试信号频率为-33MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13f所示；窄带测试信号频率为-26MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13g所示；窄带测试信号频率为-12MHz下原始信号、经过I/Q不平衡系统的信号以及经过窄带相位和幅度估计后的信号分别对应的频谱响应图如图13h所示。
本发明第二方面实施例提供一种非临时性计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其中，计算机程序被处理器执行时实现上述实施例提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法。
本发明第三方面实施例提供一种宽带系统，如图14所示，本发明实施例的宽带系统2000包括接收机400和校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000。
在实施例中，校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000装置可以通过硬件实现，例如可以参照同日申请的发明的元器件、电路实现，也可以通过软件实现该方法。例如，校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000可以通过执行上述实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正接收机400接收信号的I/Q不平衡。
举例说明，本发明实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的装置可以包含测试单音信号的产生模块如表1所示，多音信号的产生模块如以0.5Mhz为间隔的正、负频带的多音信号，滤波器，FIIQ和FDIQ的产生模块，Q路相对时延模块，AWGN(Additive White GaussianNoise，加性高斯白噪声)模块以及频谱分析单元、估计模块和补偿模块。
表2
以80M带宽信号为例，窄带信号产生模块产生8根单音信号，分别为4根正频率tone和4根负频率tone，对校正宽带系统I/Q不平衡的装置进行仿真，结果如下。
仿真参数如表2所示，其中，α和φ为I和Q幅度和相位不平衡因子，表述了FIIQ情况。以及，Q路和I路之间的相对时延为Q_dly＝0.06(m)，其初始相位μ和delay的关系由公式(30)给出：
μ＝Q_dly/(C0×0.7)×fADC， 公式(30)
其中，C0代表光速3e8(m/s)，fADC为采样率，例如可以取160MHz。FDIQ的产生模块由I路滤波器和Q路滤波器共同得到，由3阶巴特沃斯滤波器所定义，其等效的Z域表示式，如公式(31)所示。
b0+b1×Z-1+b2×Z-2/a0+a1×Z-1+a2×Z-2， 公式(31)
其中，b0,b1和b2以及a0,a1和a2，由表2中所给出。
通过上述对校正宽带系统I/Q不平衡的装置进行仿真的实施例，其仿真结果参考附图所示。
在实施例中，通过校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000采用上述实施例提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正接收机400接收信号的I/Q不平衡，经过仿真结果如图12可看出，选用17阶的残留边带滤波器，其镜像抑制比IRR>50dBc，满足宽带系统要求。因此，根据本发明实施例的校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000，基于窄带信号产生模块产生窄带测试信号，通过估计模块根据窄带测试信号获得与频率无关I/Q不平衡系数，并通过补偿模块根据与频率无关I/Q不平衡系数对与频率有关I/Q不平衡输入信号进行数字滤波，来获得校正后的I分量和Q分量，从而有效改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡，利于提高宽带系统的镜像抑制比。
根据本发明实施例提供的宽带系统2000，通过校正宽带系统I/Q不平衡的装置1000执行上述实施例提供的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正接收机400接收信号的I/Q不平衡，可以有效改善宽带系统中与频率无关的I/Q不平衡和与频率相关的I/Q不平衡校正补偿，提高宽带系统的镜像抑制比。
在本说明书的描述中，流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现定制逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。
在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器(EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。如，如果用硬件来实现和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。
本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。
此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。
上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
Claims (13)
1.一种校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，包括：
获取窄带测试信号；
根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子；
根据所述相位误差因子和所述幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数；
根据所述滤波系数对输入信号进行数字滤波；
对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号；
其中，根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，包括：
获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；
将所述上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量进行共轭相乘，获得共轭相乘信号；
将所述共轭相乘信号进行分段累加平均运算，获得第一分段累加平均信号；
对所述第一分段累加平均信号与相位迭代步长进行乘法运算，获得第一乘法运算信号，并对所述第一乘法运算信号进行归一化处理，获得第一归一化处理信号；
将所述第一归一化处理信号输入累加器以进行相位迭代更新，获得当前时刻的相位误差因子；
以及根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子，包括：
获取上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量和Q分量；
获取所述上一时刻校正后的窄带测试信号的I分量的绝对值，以及获取所述上一时刻校正后的窄带测试信号的Q分量的绝对值；
对所述I分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第二分段累加平均信号，以及，对所述Q分量的绝对值进行分段累加平均运算，获得第三分段累加平均信号；
将所述第二分段累加平均信号和所述第三分段累加平均信号进行减法运算，获得相减信号；
将所述相减信号与幅度迭代步长进行乘法运算，获得第二乘法运算信号，并对所述第二乘法运算信号进行归一化处理，获得第二归一化处理信号；
将所述第二归一化处理信号输入累加器以进行幅度迭代更新，获得当前时刻的幅度误差因子。
2.根据权利要求1所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，在根据所述窄带测试信号获得相位误差因子和幅度误差因子之前，所述方法还包括：
对所述窄带测试信号进行频谱分析，以滤除带外噪声。
3.根据权利要求2所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，对所述窄带测试信号进行频谱分析，包括：
根据所述窄带测试信号的原始频率的反频率，将所述窄带测试信号的频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得滤除带外噪声的有效信号，并将所述有效信号的频谱搬移回所述原始频率处；
根据所述窄带测试信号的原始频率，将所述窄带测试信号的镜像频谱搬移至直流处，对频谱搬移后的窄带测试信号进行低通滤波，以获得镜像信号，并将所述镜像信号的频谱搬移回所述原始频率的反频率处；
将所述有效信号和所述镜像信号进行相加运算，以获得频谱分析后的窄带测试信号。
4.根据权利要求1-3任一项所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，根据所述相位误差因子和所述幅度误差因子计算宽带fir滤波器补偿所需的滤波系数，包括：
根据所述相位误差因子和加权系数进行相位牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的相位正频率点插值系数和相位负频率点插值系数；
根据所述幅度误差因子和所述加权系数进行幅度牛顿插值运算，以获得宽带fir滤波器补偿所需的幅度正频率点插值系数和幅度负频率点插值系数。
5.根据权利要求4所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，
对于20M和40M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取2点插值，且滤波器阶数为3。
6.根据权利要求4所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，
对于80M的宽带系统，在进行相位牛顿插值运算或者幅度牛顿插值运算时，选取4点插值，且滤波器阶数为7。
7.根据权利要求4所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，根据所述滤波系数对输入信号进行数字滤波，包括：
基于所述相位正频率点插值系数和所述幅度正频率点插值系数对所述输入信号进行正频率点fir滤波器补偿，以及，基于所述相位负频率点插值系数和所述幅度负频率点插值系数对所述输入信号进行负频率点fir滤波器补偿。
8.根据权利要求7所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，对数字滤波后的信号进行残留边带滤波，获得校正后的输入信号，包括：
将正频率点fir滤波器补偿后的信号输入第一残留边带滤波器进行滤波，以获得第一输入信号分量；
将负频率点fir滤波器补偿后的信号输入第二残留边带滤波器进行滤波，以获得第二输入信号分量；
将所述第一输入信号分量和所述第二输入信号分量进行加法运算，获得校正后的输入信号。
9.根据权利要求8所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，所述第一残留边带滤波器和所述第二残留边带滤波器均采用17阶复数滤波器。
10.根据权利要求1所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，获取窄带测试信号包括：
对于20M和40M宽带系统，获取4根单tone信号为所述窄带测试信号，其中，2根正频率tone信号和2根负频率tone信号。
11.根据权利要求1所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，其特征在于，获取窄带测试信号包括：
对于80M宽带系统，获取8根单tone信号为所述窄带测试信号，其中，4根正频率tone信号和4根负频率tone信号。
12.一种非临时性计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1-11任一项所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法。
13.一种宽带系统，其特征在于，包括：
接收机；
校正宽带系统I/Q不平衡的装置，所述校正宽带系统I/Q不平衡的装置用于执行权利要求1-11任一项所述的校正宽带系统I/Q不平衡的方法，以校正所述接收机接收信号的I/Q不平衡。
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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