CN1717908A

CN1717908A - 小波多载波通信设备

Info

Publication number: CN1717908A
Application number: CN200380104049.1A
Authority: CN
Inventors: 古贺久雄; 児玉宣贵; 小西泰辅
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-11-25
Filing date: 2003-11-25
Publication date: 2006-01-04
Also published as: JP2004179727A; US20040184400A1; WO2004049662A1; JP4161693B2; TW200417178A; AU2003282397A1; TWI313114B

Abstract

本发明旨在提供一种能够处理作为发送数据的复信息的多载波发送机。根据本发明的多载波发送机包括：信号点映射单元105，用于执行信息序列的符号映射；串/并转换器106，用于将作为符号映射后的信息序列的串行数据转换成并行数据；第一逆小波变换器102，其包括多个彼此正交的实系数小波滤波器，所述第一逆小波变换器对并行数据执行第一逆小波变换；第二逆小波变换器103，其包括不同于变换器102的实系数小波滤波器，所述第二逆小波变换器对并行数据执行第一小波变换；和调制器107，用于通过使用作为复信息的同相信号的、来自变换器102的输出和作为复信息的正交信号的、来自变换器103的输出，执行SSB调制。

Description

小波多载波通信设备

发明领域

本发明涉及一种通过使用实系数小波滤波器组的数字调制来执行数据发送的多载波发送机(DWMC发送机或数字小波多载波发送机)、通过使用实系数小波滤波器组的数字解调来执行数据接收的多载波接收机(DWMC接收机)、和通过使用实系数小波滤波器组的数字调制/解调来执行数据通信的多载波通信设备(DWMC通信设备)。

背景技术

用于使用实系数小波滤波器组来执行数字调制/解调的通信设备是基于多载波调制系统的通信设备。这样的通信设备通过实系数小波滤波器组来合成多个数字调制的波以产生发送信号。该设备使用脉冲振幅调制(PAM)来调制每个子载波。

图17是示出DWMC通信设备中每个子载波的脉冲响应的曲线图。图18是示出合成了子载波的脉冲响应的波形的波形图。如图17所示，通过DWMC通信设备进行数据发送，同时使每个子载波的脉冲响应相互叠加。如图18所示，将每个发送符号表示为合成了子载波的脉冲响应的波形。图19示出了用于示出振幅频谱的示例的频谱图。在图19中，水平轴示出了频率，而垂直轴示出了电平。

在DWMC通信设备中，聚集几十至几百个图18中的发送符号以构成单个发送帧。DWMC发送帧包括用于信息数据发送的符号，以及用于帧合成的符号和用于均衡的符号。

图16是示出了倘若使用DWMC通信设备的情况下所采用的多载波发送机299和多载波接收机199的概念结构的框图。

在图16中，数字210表示信号点映射单元，用于将比特数据转换成符号数据；220表示串/并(S/P)转换器，用于将串行数据转换成并行数据；230表示逆小波变换器，用于执行逆小波变换；240表示数/模(D/A)转换器，用于将数字数据转换成模拟信号；110表示模/数(A/D)转换器，用于将模拟信号转换成数字数据；120表示小波变换器，用于执行小波变换；130表示并/串(P/S)转换器，用于将并行数据转换成串行数据；和140表示确定单元，用于产生接收数据。

在图16中，多载波发送机299使用信号点映射单元210来将比特数据转换成符号数据，并根据每个符号数据项来执行符号映射(PAM调制)。串/并转换器220为每个子载波提供实数值di(i＝0至M-1)，并通过逆小波变换器230在时间轴上执行逆小波变换。这在时间轴波形上产生了采样值，并且采样值序列表示发送符号。D/A转换器240将采样值序列转换成在时间上连续的模拟基带信号，以进行发送。在该示例中，通过逆小波变换产生的时间轴上的采样值的数量通常为2n(n是正整数)。

多载波接收机199在A/D转换器110将接收信号(模拟基带信号)的波形转换成数字基带信号，并以与发送方相同的采样速率采样所得信号。多载波接收机199通过小波变换器120在频率轴上执行采样值序列的小波变换，然后在P/S转换器(并/串转换器)130将该数据转换成串行数据。最后，确定单元计算每个子载波的振幅，并确定接收信号以获得接收数据。

在通信期间，可能发生由传输路径上的阻抗和多径干扰的变化造成的振幅失真和相位失真。因此，能够处理振幅和相位参数(即，复信息)二者是便利的。相关技术的DWMC发送机、DWMC接收机、和DWMC通信设备只可以处理振幅信息，从而它们不能根据传输路径的状况来校正失真，这相当大地抑制了传输效率。

这样，相关技术的DWMC发送机、DWMC接收机、和DWMC通信设备只可以处理作为发送数据的振幅信息，从而其不能够在接收方处理复信息。

发明内容

需要用于处理作为发送/接收数据的复信息的多载波发送机、多载波接收机和多载波通信设备。

为了满足该需要，本发明的目的是提供一种能够处理作为发送数据的复信息的多载波发送机、能够处理作为接收数据的复信息的多载波接收机、和能够处理作为通信数据的复信息的多载波通信设备。

为了实现该目的，根据本发明的多载波发送机是用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波调制来执行数据发送的多载波发送机，该多载波发送机包括：信号点映射单元，用于执行信息序列的符号映射；串/并转换器，用于将作为符号映射后的信息序列的串行数据转换成并行数据；第一逆小波变换器，其包括多个彼此正交的实系数小波滤波器；第一逆小波变换器对并行数据执行第一逆小波变换；第二逆小波变换器，包括：进行了希耳伯特变换(Hilbert transform)的第一逆小波变换器的实系数小波滤波器，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相；第二逆小波变换器对并行数据执行第二逆小波变换；和调制器，用于通过使用作为复信息的同相信号的来自第一逆小波变换器的输出和作为复信息的正交信号的来自第二逆小波变换器的输出，执行SSB调制。

本结构提供了能够处理作为发送数据的复信息的多载波发送机。

为了实现该目的，根据本发明的多载波接收机是用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波解调来执行数据接收的多载波接收机，该多载波接收机包括：第一乘法器和第二乘法器，用于将接收的带通信号下变频为基带信号；本地振荡器，用于给第一乘法器提供具有预定频率的信号；π/2移相器，用于将本地振荡器的相位延迟π/2，以产生与第二乘法器正交的载波；第一LPF和第二LPF，用于消除在从第一和第二乘法器的每一个输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；第一小波变换器，用于对从第一LPF和第二LPF的每一个输出的同相信号和正交信号执行小波变换；均衡器，用于均衡作为每个子载波的复信号的、从第一小波变换器输出的同相信号和正交信号的每个并行信号；并/串转换器，用于将从均衡器输出的并行信号转换成串行信号；和确定单元，用于确定从并/串转换器输出的串行数据。

本结构提供了能够处理作为接收数据的复信息的多载波接收机。

为了实现该目的，根据本发明的多载波通信设备是包括多载波发送机和多载波接收机的多载波通信设备，该多载波通信设备通过使用包括M个实系数小波滤波器(M是正整数)的实系数小波滤波器组的数字多载波调制/解调来执行数据传输，其特征在于该多载波通信发送机包括：信号点映射单元，用于将比特数据转换成符号数据，以将符号数据映射到M/2复坐标平面；串/并转换器，用于将作为映射后的符号数据的串行数据转换成并行数据；复数据分解器，用于输入并行数据，以及将复数据分解成实部和虚部，以便将复信息的同相分量提供给到第一和第二逆小波变换器的第(2n-1)个输入，并将正交分量提供给第2n个输入(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)；第一逆小波变换器，包括M个相互正交的实系数小波滤波器，该第一逆小波变换器输出复数据的同相信号；第二逆小波变换器，包括M个相互正交的实系数小波滤波器，该第二逆小波变换器输出复数据的正交信号；和SSB调制器，用于通过使用作为复信息的同相信号的、来自第一逆小波变换器的输出和作为复信息的正交信号的、来自第二逆小波变换器的输出，来执行SSB调制；其中该多载波接收机的检测器包括：乘法器，用于将作为接收的带通信号的接收信号的接收的带通信号下变频为基带信号；本地振荡器，用于给乘法器提供具有预定频率的信号；LPF，用于消除在从乘法器输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；第一小波变换器，包括M个相互正交的实系数小波滤波器，该第一小波变换器输入来自LPF的输出数据；和复数据产生器，用于通过使用作为复信息的同相分量的、来自第一小波变换器的第(2n-1)个输出和作为正交分量的第2n个输出(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)，产生复数据。

本结构提供了能够处理作为通信数据的复信息的多载波通信设备。

附图说明

图1是示出根据本发明的实施例1的多载波发送机中的调制器的框图；

图2是示出构成根据本发明的实施例2的多载波发送机中的调制器的第一逆小波变换器的框图；

图3是示出构成图2中的第一逆小波变换器的第一多相原型滤波器的框图；

图4是示出构成根据本发明的实施例2的多载波发送机中的调制器的第二逆小波变换器的框图；

图5是示出构成图4中的第二逆小波变换器的第二多相原型滤波器的框图；

图6是示出根据本发明的实施例3的多载波接收机的框图；

图7是示出构成根据本发明的实施例4的多载波接收机的第一小波变换器的框图；

图8是示出构成图7中的第一小波变换器的第一多相原型滤波器的框图；

图9是示出根据本发明的实施例5的多载波接收机的框图；

图10是示出构成根据本发明的实施例6的多载波接收机的第二小波变换器的框图；

图11是示出构成图10中的第二小波变换器的第二多相原型滤波器的框图；

图12是示出根据本发明的实施例7的多载波通信设备的多载波发送机中的调制器的框图；

图13是示出根据本发明的实施例7的多载波通信设备的多载波接收机的检测器的框图；

图14是示出子载波的频谱图；

图15A是示出根据本发明的实施例8的多载波通信设备的多载波发送机的框图；

图15B是示出根据本发明的实施例8的多载波通信设备的多载波接收机的框图；

图16是示出了倘若使用DWMC通信设备的情况下所采用的多载波发送机和多载波接收机的概念结构的框图；

图17是示出DWMC通信设备中每个子载波的脉冲响应的曲线图；

图18是示出合成了子载波的脉冲响应的时间波形数据的波形图；

图19是示出了振幅频谱的示例的频谱图；和

图20是示出了DWMC发送帧的结构的示例的帧数据图。

具体实施方式

下面参照图1至图15描述本发明的实施例。在本发明的实施例中，小波变换和逆小波变换是通过余弦调制滤波器组来进行的，除非另有说明。

(实施例1)

图1是示出根据本发明的实施例1的多载波发送机中的调制器的框图。将描述实施例3至6中的多载波接收机。

在图1中，数字101表示多载波发送机中的调制器；105表示信号点映射单元，用于通过PAM执行信息序列的符号映射；106表示串/并转换器，用于将串行数据转换成并行数据；102表示第一逆小波变换器，用于对并行数据执行逆小波变换；103表示第二逆小波变换器，对第一小波变换器的实系数小波滤波器进行希耳伯特变换(Hilbert transform)，该第二逆小波变换器包括：进行了希耳伯特变换的第一逆小波变换器102的实系数小波滤波器(0至M-1)，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相；104表示本地振荡器；和107表示调制器，用于通过使用从第一逆小波变换器102输出的同相信号和从第二逆小波变换器103输出的正交信号，执行SSB调制。

假设子载波的数量是M且分配了子载波号0至M-1，下面参照图1描述本实施例的操作。

在调制器101中，信号点映射单元105通过PAM对信息序列执行符号映射，并且串/并转换器106将串行数据(符号映射后的信息序列)转换成并行数据，并将并行数据输出输入到第一逆小波变换器102和第二逆小波变换器103。假设从第一逆小波变换器102输出的信号为同相信号，并且假设从第二逆小波变换器103输出的信号为正交信号。正交信号是对同相信号执行希耳伯特变换的结果。换言之，正交信号是每个频率分量被移位了π/2的同相信号。在调制器中，本地振荡器104使用同相信号和正交信号来执行SSB调制。在本实施例中，假设实系数小波滤波器是有限脉冲响应(FIR)数字滤波器。这是根据本实施例的调制器101的操作的终点。

如上所述，根据本实施例，使用多载波的多载波发送机可以执行SSB调制以便能够提高频率使用效率以及在多载波接收机中处理复信息，从而增强接收精确度的改进。

(实施例2)

图2是示出构成根据本发明的实施例2的多载波发送机中的调制器的第一逆小波变换器102的框图。类似于实施例1，根据本发明的实施例2的多载波发送机中的调制器的结构与图1中示出的相同。图3是示出构成图2中的第一逆小波变换器102的第一多相原型滤波器的框图。图4是示出构成根据本发明的实施例2的多载波发送机中的调制器的第二逆小波变换器103的框图。图5是示出构成图4中的第二逆小波变换器的第二多相原型滤波器的框图。

在图2中，数字102表示第一逆小波变换器；121表示延迟部件，用于将发送数据延迟单个采样周期；122表示上采样器(upsampler)，用于乘M倍的发送数据的采样速率；123表示第一原型滤波器；和124表示高速离散余弦变换器(类型4)。在图2中，延迟部件121数量为M-1，而上采样器122数量为M。

在图3中，数字123表示第一原型滤波器；131表示具有第一原型滤波器的滤波系数的乘法器；132表示两输入加法器；和133表示用于将发送数据延迟单个符号周期(M个采样周期)的延迟部件。注意：图3中示出的第一原型滤波器的阶为2M。

在图4中，数字103表示第二逆小波变换器；121表示延迟部件，用于将发送数据延迟单个采样周期；122表示上采样器，用于乘发送数据的采样速率；125表示第二原型滤波器；和126表示高速离散正弦变换器(类型4)。在图4中，延迟部件121数量为M-1，而上采样器122数量为M。

在图5中，数字125表示表示第二原型滤波器；131表示具有第二原型滤波器的滤波系数的乘法器；132表示两输入加法器；和133表示用于将发送数据延迟单个符号周期(M个采样周期)的延迟部件。注意：图5中示出的第二原型滤波器的阶为2M。

实施例2的操作与实施例1的相同，除了在实施例1中由FIR滤波器实现的部分在实施例2中由基于多相的原型滤波器以及分别用于执行高速离散余弦变换和高速离散正弦变换的高速离散余弦变换器124和高速离散正弦变换器126实现。

虽然在本实施例中第一逆小波变换器(逆小波变换器102)和第二逆小波变换器(逆小波变换器103)彼此完全不同，但是可以通过共享相同的电路结构(例如，共享DCT4，而不使用DST4)来实现它们。这从下列事实中可以清楚地得知：这些逆小波变换器的原型滤波器的滤波系数仅被反相，并且离散余弦变换和离散正弦变换使用不同的处理系数，否则它们是相同的。

如上所述，根据本实施例，第一逆小波变换器102包括：高速离散余弦变换器124，用于输入来自串/并转换器106的并行数据；第一原型滤波器123包括具有实系数的多相滤波器，该第一原型滤波器输入高速离散余弦变换器124的输出数据；M个上采样器122，用于输入第一原型滤波器123的输出数据；和M-1个单个采样延迟部件，用于输入上采样器122的输出数据。第二逆小波变换器103包括：高速离散正弦变换器126，用于输入来自串/并转换器106的并行数据；第二原型滤波器125包括具有实系数的多相滤波器，该第二原型滤波器输入高速离散正弦变换器126的输出数据；M个上采样器122，用于输入第二原型滤波器125的输出数据；和M-1个单个采样延迟部件，用于输入上采样器122的输出数据。因此，能够高速执行第一逆小波变换和第二逆小波变换，从而总体上可能高速(以比实施例1高的速度)执行数据传输。

(实施例3)

图6是示出根据本发明的实施例3的多载波接收机的框图。

在图6中，数字302a、302b表示第一乘法器和第二乘法器，用于下变频接收的带通信号(带通接收信号)；104表示本地振荡器；303表示π/2移相器，用于将本地振荡器的相位延迟π/2；304a、304b表示第一LPF(低通滤波器)和第二LPF，用于消除不需要的信号；300表示第一小波变换器，用于对同相信号和正交信号执行小波变换；301表示均衡器，用于均衡作为每个子载波的复信号的、从第一小波变换器300输出的同相信号和正交信号的每个并行信号；130表示并/串转换器，用于将并行数据转换成串行数据；和140表示确定单元。

下面描述如此构造的多载波接收机的操作。

在图6中，分别将带通接收信号下变频为同相信号和正交信号，并且这些信号经过了LPF 304。将同相信号和正交信号输入到用于小波变换的第一小波变换器300。均衡器301将作为每个子载波的复信号的、从第一小波变换器300输出的同相信号和正交信号的并行数据与先前为均衡分配的已知数据作比较，并获得均衡数量(equalization volume)。然后，均衡器301通过使用先前获得的均衡数量，在实际数据发送部分中均衡复数据，并将均衡后的数据提供给并/串转换器130。并/串转换器130将均衡后的复数据转换成串行数据。最后，确定单元140基于串行数据形式的均衡后的复数据，作出数据确定。这是操作序列的终点。均衡器301从已知信号中获得每个子载波的振幅和相位位错(dislocation)作为均衡数量。根据传输路径，可能使用自适应滤波器(LMS或RLS)。

如上所述，根据本实施例的多载波接收机包括：第一乘法器302a和第二乘法器302b，用于将接收的带通信号下变频为基带信号；本地振荡器104，用于给第一乘法器302a提供具有预定频率的信号；π/2移相器303，用于将本地振荡器104的相位延迟π/2，以产生与第二乘法器302b正交的载波；第一LPF 304a和第二LPF 304b，用于消除在从第一乘法器302a和第二乘法器302b的每一个输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；均衡器301，用于均衡作为每个子载波的复信息的、从第一小波变换器300输出的同相信号和正交信号的每个并行信号；并/串转换器130，用于将从均衡器301输出的并行信号转换成串行信号；和确定单元140，用于确定从并/串转换器130输出的串行数据。因此，可能通过单个类型的实系数小波滤波器组来接收包含SSB调制后的复信息的发送信号，以获得复信息，并使用该复信息来执行均衡，从而提高接收精确度，即，即使在非线性通信路径上也可以执行高精确度的解调。

(实施例4)

图7是示出构成根据本发明的实施例4的多载波接收机的第一小波变换器300的框图。根据实施例4的多载波接收机的结构如图6所示，其与实施例3的相同。图8是示出构成图7中的第一小波变换器的第一多相原型滤波器的框图。

在图7中，数字300表示第一小波变换器；121表示延迟部件，用于将接收信号(本实施例中的同相信号和正交信号)延迟单个采样周期；127表示下采样器(downsampler)，用于将接收信号的采样速率除以M；128表示第一原型滤波器；和124表示高速离散余弦变换器(类型4)。在图7中，延迟部件121数量为M-1，而下采样器127数量为M。

在图8中，数字128表示第一原型滤波器；131表示具有第一原型滤波器128的滤波系数的乘法器；132表示两输入加法器；和133表示用于将接收数据延迟单个符号周期(M个采样周期)的延迟部件。注意：图8中示出的第一原型滤波器128的阶为2M。

实施例4的操作与实施例3的相同，除了在实施例3中由FIR滤波器实现的部分在实施例4中由基于多相的原型滤波器以及用于执行高速离散余弦变换的高速离散余弦变换器124实现。

如上所述，根据本实施例，第一小波变换器300包括：M-1个单个采样延迟部件121，用于输入从第一LPF 304a和第二LPF 304b输出的同相信号和正交信号；M个上采样器127，用于输入单个采样延迟部件121的输出数据；第一原型滤波器128，用于输入M个上采样器127的输出数据；和高速离散余弦变换器124，用于输入第一原型滤波器128的输出数据。因此可能高速执行第一小波变换，从而总体上可能高速(以比实施例3高的速度)执行数据接收。

(实施例5)

图9是示出根据本发明的实施例5的多载波接收机的框图。

在图9中，数字302表示乘法器，用于下变频带通接收信号；104表示本地振荡器；304表示LPF，用于消除不需要的信号；300表示第一小波变换器，用于对同相信号执行小波变换；305表示第二小波变换器，用于对第一小波变换器300的实系数小波滤波器执行希耳伯特变换，第二小波变换器包括进行了希耳伯特变换的第一小波变换器300的实系数小波滤波器(0至M-1)，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相，第二小波变换器用于对正交信号执行小波变换；301表示均衡器，用于均衡作为每个子载波的复信息的、从第一小波变换器300输出的同相信号和从第二小波变换器305输出的正交信号的每个并行信号；130表示并/串转换器，用于将并行数据转换成串行数据；和140表示确定单元。

下面描述如此构造的多载波接收机的操作。

在图9中，将带通接收信号下变频成同相信号，并且该同相信号经过了LPF 340。下变频后的信号被输入到用于进行各个小波变换的第一小波变换器300和第二小波变换器305。均衡器301将作为每个子载波的复数据的、从第一小波变换器300输出的同相信号和从第二小波变换器305输出的正交信号的并行数据与先前为均衡分配的已知数据作比较，并获得均衡数量。然后，均衡器301通过使用先前获得的均衡数量，在实际数据发送部分中均衡复数据，并将均衡后的数据提供给并/串转换器130。并/串转换器130将均衡后的复数据转换成串行数据。最后，确定单元140基于串行数据形式的均衡后的复数据，作出数据确定。这是操作序列的终点。在小波变换中，使用小波变换器300、305的类型，同时通过单个系统来进行下变频。通过使用现有技术的希耳伯特变换器、第一小波变换器300和代替第二小波变换器305的反相器(和电平转换器，若希望提高精确度的话)，可以通过单个系统下变频和一类小波变换器进行图9中的操作。这从下列事实中可以清楚地得知：第二小波变换器305包括进行了希耳伯特变换的第一小波变换器300的实系数小波滤波器(0至M-1)，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相。均衡器301从已知信号中获得每个子载波的振幅和相位位错作为均衡数量。根据传输路径，可能使用自适应滤波器(LMS或RLS)。

如上所述，根据本实施例的多载波接收机包括：乘法器302，用于将接收的带通信号下变频为基带信号；本地振荡器104，用于给乘法器302提供具有预定频率的信号；LPF 304，用于消除在从乘法器302输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；第一小波变换器300，用于对来自LPF 304的输出信号进行第一小波变换；第二小波变换器305，用于对第一小波变换器300的实系数小波滤波器执行希耳伯特变换，第二小波变换器包括进行了希耳伯特变换的第一小波变换器300的实系数小波滤波器(0至M-1)，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相，该第二小波变换器用于对来自LPF 304的输出信号执行第二小波变换；均衡器301，用于均衡作为每个子载波的复信号的、从第一小波变换器300输出的同相信号和从第二小波变换器305输出的正交信号的每个并行信号；并/串转换器130，用于将从均衡器301输出的均衡后的并行信号转换成串行数据；和确定单元140，用于确定从并/串转换器130输出的串行数据。因此，倘若通过单个系统进行下变频的话，可能通过两种类型的实系数小波滤波器组来接收包含SSB调制后的复信息的发送信号以获得复信息，并使用该复信息来执行均衡，从而提高接收精确度，即，即使在非线性通信路径上也可以执行高精确度的解调。

(实施例6)

图10是示出构成根据本发明的实施例6的多载波接收机的第二小波变换器305的框图。类似于实施例5，根据本发明的实施例6的多载波接收机的结构与图9所示的相同。根据本实施例的第一小波变换器的结构是在图7和图8中示出的结构。图11是示出构成图10中的第二小波变换器的第二多相原型滤波器的框图。

在图10中，数字305表示第二小波变换器；121表示延迟部件，用于将接收信号延迟单个采样周期；127表示下采样器，用于将接收信号的采样速率除以M；129表示第二原型滤波器；和126表示高速离散正弦变换器(类型4)。在图10中，延迟部件121数量为M-1，而下采样器127数量为M。

在图11中，数字129表示第二原型滤波器；131表示具有第二原型滤波器129的滤波系数的乘法器；132表示两输入加法器；和133表示用于将接收数据延迟单个符号周期(M个采样周期)的延迟部件。注意：图11中示出的第一原型滤波器128的阶为2M。

实施例6的操作与实施例5的相同，除了在实施例5中由FIR滤波器实现的部分在实施例6中由第一基于多相的原型滤波器129以及用于执行高速离散正弦变换的高速离散正弦变换器126实现。

虽然在本实施例中第一小波变换器(小波变换器300)和第二小波变换器(小波变换器305)彼此完全不同，但是可以通过共享相同的电路结构(例如，共享DCT4，而不使用DST4)来实现它们。这从下列事实中可以清楚地得知：这些小波变换器的原型滤波器的滤波系数仅被反相并且离散余弦变换和离散正弦变换使用不同的处理系数，否则它们是相同的。

如上所述，根据本实施例，第一小波变换器300包括：M-1个单个采样延迟部件121，用于输入LPF 304的输出信号；M个上采样器127，用于输入单个采样延迟部件121的输出数据；第一原型滤波器128，用于输入M个上采样器127的输出数据；和高速离散余弦变换器124，用于输入第一原型滤波器128的输出数据。第二小波变换器305包括：M-1个单个采样延迟部件121，用于输入LPF 304的输出信号；M个上采样器127，用于输入单个采样延迟部件121的输出数据；第二原型滤波器129，用于输入M个上采样器127的输出数据；和高速离散正弦变换器126，用于输入第二原型滤波器129的输出数据。因此可能高速执行第一小波变换和第二小波变换，从而总体上可能高速(以比实施例5高的速度)执行数据接收。

(实施例7)

图12是示出根据本发明的实施例7的多载波通信设备的多载波发送机中的调制器的框图。

在图12中，数字251表示SSB调制器；252表示信号点映射单元，用于将比特数据转换成符号数据，以将该符号数据映射到M/2(M个实系数小波滤波器的一半)复坐标平面上，该映射被称为QAM或正交幅度调制；253表示串/并转换器，用于将串行数据转换成并行数据；254表示复数据分解器，用于将复数据分解成实部和虚部，以便将复信息的同相分量(I信道)提供给到第一和第二逆小波变换器的第(2n-1)个输入，并将正交分量(Q信道)提供给第2n个输入(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)；104表示本地振荡器；和107表示调制器，用于通过使用从第一逆小波变换器102输出的同相信号和从第二逆小波变换器103输出的正交信号，来执行SSB调制。

图13是示出根据本发明的实施例7的多载波通信设备的多载波接收机的检测器的框图。

在图13中，数字151表示多载波接收机的检测器；302表示乘法器，用于下变频带通接收信号；104表示本地振荡器；304表示LPF，用于消除不需要的波；300表示第一小波变换器，包括M个彼此正交的实系数小波滤波器；和153表示复数据产生器，用于通过使用作为复信息的同相分量(I信道)的、从第一小波变换器300输出的第(2n-1)个输出和作为正交分量(Q信道)的第2n个输出(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)，产生复数据。

现在参照图12和图14描述图12中的SSB调制器251的操作。图14是示出子载波的频谱图。为了简单起见，假设子载波的数量为8。此外，假设在本实施例中具有如图14所示的粗线(f1，f2，f3)中的部分作为频率的正弦波的复合波从多载波发送机中输出且其相位是1，2，3。每个正弦波的相位n(n＝1，2，3)是-π到π范围内的任意值。

SSB调制器251使用信号点映射单元210来将发送数据(比特数据)转换成符号数据，并根据每个符号数据项来执行QAM调制，以将信号点映射到复坐标上。该处理包括exp(jn)。然后，由串/并转换器253将所得数据转换成并行复数据。由复数据分解器254将每个复数据项分解成实部(cos(n))和虚部(sin(n))。然后，将(cos(n))分配给到第一逆小波变换器102和第二逆小波变换器103的第(2n-1)个输入，并将(sin(n))分配给其第2n个输入(其中，1≤n≤(M/2-1)。每个逆小波变换器102和103的输出表现为具有图14中的频率fn和初始相位n的正弦波cos(2πfn·t+n)的复合波。

虽然在本实施例中全部使用(M/2-1)个复数据分解器254，但是可以使用单个复数据分解器来提供该实施例。更确切地，来自复数据分解器254的输出被转换成串行数据，并进行定时控制，从而第(2n-1)个和第2n个数据项将被输入到复数据分解器254。还可能应用实施例2来高速执行逆小波变换。

下面参照图13和图14描述本实施例中的检测器151的操作。

检测器151通过第一小波变换器300对接收信号执行小波变换。在该实践中，对于具有图14中的频率fn的正弦波，分别输出的第(2n-1)个和第2n个子载波用作cos(n)和sin(n)。复数据产生器153产生复数据，其中假设cos(n)作为实部数据，而sin(n)作为虚部数据。此后，通常将输出信号输入到均衡器。

虽然在本实施例中全部使用(M/2-1)个复数据产生器153，但是通过将来自小波变换器的输出转换成串行数据并进行定时控制，从而第(2n-1)个和第2n个数据项将被输入到复数据产生器，可以使用单个复数据产生器来提供该实施例。还可能应用实施例4来高速执行逆小波变换。

如上所述，根据本实施例的多载波发送机可以任意给每个子载波对(严格地说，包括第(2n-1)个和第2n个子载波的对)由信号点映射单元252映射到复坐标平面上的初始相位。因此，通过设置数据可能抑制在发送期间的瞬时峰值电压，从而每个子载波对的相位不会彼此重叠。这使得放松发送放大器的规约成为可能。就包括正弦波的接收信号而言，根据本实施例的多载波发送机可以以降低的算术运算量(大约是实施例3或5的一半)，获得复信息。

(实施例8)

图15A是示出根据本发明的实施例8的多载波通信设备的多载波发送机的框图。图15B是示出根据本发明的实施例8的多载波通信设备的多载波接收机的框图。

在图15A中，数字256表示同步数据产生器，用于为每个子载波产生相同数据(用作前导或导频信号的数据)；和251表示调制器(在本实施例中，SSB调制器)，其具有与图12中的相同的结构。在图15B中，数字151表示检测器，其具有与图13中的相同的结构；146表示相位旋转器，用于在复平面上旋转相位；141表示延迟电路，用于将数据延迟单个采样周期；142表示复除法；143表示复加法，用于对输入复数据求和；144表示同步错误操作；145表示同步定时估计电路；和150表示同步估计电路。

下面参照图14和图15来描述如此构造的多载波发送机的操作。小波变换的数量是8，即，本实施例中子载波的数量是8。

在图15A中的多载波发送机中，同步数据产生器256将每个子载波的相同数据(用作前导或导频信号的数据)输出到SSB调制器251。分配给每个子载波的数据对于图15A中的多载波发送机是已知的数据。然后，由SSB调制器251调制该同步数据。来自SSB调制器251的输出是具有图14中示出的频率fn的正弦波的复合波。每个正弦波的相位依赖于同步数据。在本实施例中相位是n。这是该多载波发送机的操作的终点。

在图15B中的多载波发送机中，由检测器151检测接收的信号。作为来自检测器151的输出，获得包含在接收信号中的多个正弦波的复信号点信息。关于复信号点信息，将信号的相位从由多载波发送机映射的实际信号点旋转了n。为了校正它，使用相位旋转器146使相位在复坐标上返回n。此外，倘若校正了符号同步定时，来自相位旋转器146的每个输出是相同值。倘若没有同步符号同步定时，所获得的值经过了2πfc·τ(其中τ是位错的程度，fc是子载波频率)的相位旋转。随后，使用延迟部件141和复运算142来执行相邻子载波的复除法，以计算在复坐标上的相位差。相邻子载波之间的频率间隔fi是常数，从而相邻子载波之间的相位差是2πfi·τ(实际上，该值随传输路径的状况而变化)的相同值。由复加法143对子载波之间的相位差求和，以获得平均值m。在同步错误操作144中，从子载波之间的间隔f1和子载波之间的平均相位差m中获得同步错误值τ。将该结果给同步定时估计电路145，以将同步定时反馈给检测器151。这是根据本实施例的操作序列的终点。

如上所述，根据本实施例，实施例3至6中包括两个小波变换器的部分可以使用单个小波变换器来实现，从而可能降低算术运算量，同时操作同步电路(在前导间隔中)。

产业上的可利用性

为了实现该目的，根据本发明的多载波发送机是用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波调制来执行数据发送的多载波发送机，该多载波发送机包括：信号点映射单元，用于执行信息序列的符号映射；串/并转换器，用于将作为符号映射后的信息序列的串行数据转换成并行数据；第一逆小波变换器，其包括多个彼此正交的实系数小波滤波器；第一逆小波变换器对并行数据执行第一逆小波变换；第二逆小波变换器，包括：进行了希耳伯特变换的第一逆小波变换器的实系数小波滤波器，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相；第二逆小波变换器对并行数据执行第二逆小波变换；和调制器，用于通过使用作为复信息的同相信号的来自第一逆小波变换器的输出和作为复信息的正交信号的来自第二逆小波变换器的输出，执行SSB调制。

Claims

1.一种用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波调制来执行数据发送的多载波发送机，所述多载波发送机包括：

信号点映射单元，用于执行信息序列的符号映射；

串/并转换器，用于将作为所述符号映射后的信息序列的串行数据转换成并行数据；

第一逆小波变换器，其包括多个彼此正交的实系数小波滤波器，所述第一逆小波变换器对所述并行数据执行第一逆小波变换；

第二逆小波变换器，其包括：进行了希耳伯特变换的所述第一逆小波变换器的实系数小波滤波器，其中奇数号实系数小波滤波器的符号被反相，所述第二逆小波变换器对所述并行数据执行第二逆小波变换；和

调制器，用于通过使用作为复信息的同相信号的、来自所述第一逆小波变换器的输出和作为复信息的正交信号的、来自所述第二逆小波变换器的输出，执行SSB调制。

2.如权利要求1所述的多载波发送机，其中所述第一逆小波变换器包括：

高速离散余弦变换器，用于输入来自串/并转换器的并行数据；

第一原型滤波器，其包括具有实系数的多相滤波器，所述第一原型滤波器输入所述高速离散余弦变换器的输出数据；

M个上采样器，用于输入所述第一原型滤波器的输出数据；和

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述上采样器的输出数据。

3.如权利要求1所述的多载波发送机，其中所述第二逆小波变换器包括：

高速离散正弦变换器，用于输入来自所述串/并转换器的并行数据；

第二原型滤波器，其包括具有实系数的多相滤波器，所述第二原型滤波器输入所述高速离散正弦变换器的输出数据；

M个上采样器，用于输入所述第二原型滤波器的输出数据；和

4.如权利要求1所述的多载波发送机，其中所述第一逆小波变换器包括：

M个上采样器，用于输入所述第一原型滤波器的输出数据；和

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述上采样器的输出数据；和

所述第二逆小波变换器包括：

M个上采样器，用于输入所述第二原型滤波器的输出数据；和

5.一种用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波解调来执行数据接收的多载波接收机，所述多载波接收机包括：

第一乘法器和第二乘法器，用于将接收的带通信号下变频为基带信号；

本地振荡器，用于给所述第一乘法器提供具有预定频率的信号；

π/2移相器，用于将所述本地振荡器的相位延迟π/2，以产生与所述第二乘法器正交的载波；

第一LPF和第二LPF，用于消除在从所述第一乘法器和所述第二乘法器的每一个输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；

第一小波变换器，用于对从所述第一LPF和所述第二LPF的每一个输出的同相信号和正交信号执行小波变换；

均衡器，用于均衡作为每个子载波的复信号的、从所述第一小波变换器输出的同相信号和正交信号的每个并行信号；

并/串转换器，用于将从所述均衡器输出的并行信号转换成串行信号；和

确定单元，用于确定从所述并/串转换器输出的串行数据。

6.如权利要求5所述的多载波接收机，其中所述第一小波变换器包括：

M-1个单个采样延迟部件，用于输入从所述第一LPF和所述第二LPF输出的同相信号和正交信号；

M个上采样器，用于输入所述单个采样延迟部件的输出数据；

第一原型滤波器，用于输入所述M个上采样器的输出数据；和

高速离散余弦变换器，用于输入所述第一原型滤波器的输出数据。

7.一种用于通过使用实系数小波滤波器组的数字多载波解调来执行数据接收的多载波接收机，所述多载波接收机包括：

乘法器，用于将接收的带通信号下变频为基带信号；

本地振荡器，用于给所述乘法器提供具有预定频率的信号；

LPF，用于消除在从所述乘法器输出的基带信号的频带之外的不需要的信号；

第一小波变换器，用于对来自所述LPF的输出信号执行第一小波变换；

第二小波变换器，用于对所述第一小波变换器的实系数小波滤波器执行希耳伯特变换，所述第二小波变换器包括进行了希耳伯特变换的所述第一小波变换器的实系数小波滤波器，其中所述奇数号实系数小波滤波器的符号被反相，所述第二小波变换器用于对来自所述LPF的输出信号执行第二小波变换；

均衡器，用于均衡作为每个子载波的复信息的、从所述第一小波变换器输出的同相信号和从所述第二小波变换器输出的正交信号的每个并行信号；

并/串转换器，用于将从所述均衡器输出的均衡后的并行信号转换成串行数据；和

确定单元，用于确定从所述并/串转换器输出的串行数据。

8.如权利要求7所述的多载波接收机，其中所述第一小波变换器包括：

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述LPF的输出；

M个上采样器，用于输入所述单个采样延迟部件的输出数据；

第一原型滤波器，用于输入所述M个上采样器的输出数据；和

9.如权利要求7所述的多载波接收机，其中所述第二小波变换器包括：

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述LPF的输出信号；

M个上采样器，用于输入所述单个采样延迟部件的输出数据；

第二原型滤波器，用于输入所述M个上采样器的输出数据；和

高速离散正弦变换器，用于输入所述第二原型滤波器的输出数据。

10.如权利要求7所述的多载波接收机，其中所述第一小波变换器包括：

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述LPF的输出信号；

M个上采样器，用于输入所述单个采样延迟部件的输出数据；

第一原型滤波器，用于输入所述M个上采样器的输出数据；和

高速离散余弦变换器，用于输入所述第一原型滤波器的输出数据；和

所述第二小波变换器包括：

M-1个单个采样延迟部件，用于输入所述LPF的输出信号；

M个上采样器，用于输入所述单个采样延迟部件的输出数据；

第二原型滤波器，用于输入所述M个上采样器的输出数据；和

11.一种多载波通信设备，包括多载波发送机和多载波接收机，所述多载波通信设备通过使用包括M个实系数小波滤波器(M是正整数)的实系数小波滤波器组的数字多载波调制/解调来执行数据传输，

所述多载波通信发送机包括：

信号点映射单元，用于将比特数据转换成符号数据，以将所述符号数据映射到M/2个复坐标平面；

串/并转换器，用于将作为所述映射后的符号数据的串行数据转换成并行数据；

复数据分解器，用于输入所述并行数据，以及将复数据分解成实部和虚部，以便将复信息的同相分量提供给到所述第一和所述第二逆小波变换器的第(2n-1)个输入，并将正交分量提供给第2n个输入(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)；

第一逆小波变换器，包括所述M个相互正交的实系数小波滤波器，所述第一逆小波变换器输出所述复数据的同相信号；

第二逆小波变换器，包括所述M个相互正交的实系数小波滤波器，所述第二逆小波变换器输出所述复数据的正交信号；和

SSB调制器，用于通过使用作为复信息的同相信号的、来自所述第一逆小波变换器的输出和作为复信息的正交信号的、来自所述第二逆小波变换器的输出，来执行SSB调制；和

其中所述多载波接收机的检测器包括：

乘法器，用于将作为所接收的带通信号的接收信号的所接收的带通信号下变频为基带信号；

本地振荡器，用于给所述乘法器提供具有预定频率的信号；

第一小波变换器，包括M个相互正交的实系数小波滤波器，所述第一小波变换器输入来自所述LPF的输出数据；和

复数据产生器，用于通过使用作为复信息的同相分量的、来自所述第一小波变换器的第(2n-1)个输出和作为正交分量的第2n个输出(其中，1≤n≤(M/2-1)，子载波号是0至M-1)，产生复数据。

12.一种多载波通信设备，包括多载波发送机和多载波接收机，所述多载波通信设备通过使用包括M个实系数小波滤波器(M是正整数)的实系数小波滤波器组的数字多载波调制/解调来执行数据传输，

所述多载波通信发送机包括：

同步数据产生器，用于产生作为所述多载波接收机已知的数据的信号，并且根据权利要求11所述的多载波发送机作为调制器用于输入来自所述同步数据产生器的、作为已知数据的所述信号；和

所述多载波接收机包括：

根据权利要求11所述的检测器，用于输出包括子载波对的相邻复子载波数据，和同步估计电路，用于从所述相邻复子载波数据项之差中估计符号同步定时。