JP4292898B2 - 通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ伝送方法、以下、「ＤＷＭＣ伝送方法」と記載する）を用いる通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理による伝送方法は、マルチキャリア変調方法の一種であり、実係数フィルタバンクにより複数のディジタル変調波を合成して送信信号を生成するものである。各キャリアの変調方式としては、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。
【０００３】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送について、図１５〜図１８を用いて説明する。図１５はウェーブレット波形の例を示す波形図であり、図１６はＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図、図１７はＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図、図１８はＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図である。
【０００４】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送は、図１５に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が各サブキャリア内で重なり合いながら伝送される。各伝送シンボルは、図１６に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が合成された時間波形となる。図１７に振幅スペクトルの例を示す。ＤＷＭＣ伝送方法では、図１６の伝送シンボルを数十個〜数百個程度集めて１つの伝送フレームを構成する。ＤＷＭＣ伝送フレームの構成例を図１８に示す。このＤＷＭＣ伝送フレームには、情報データ伝送用シンボルの他にフレーム同期用シンボルや等化用シンボルなどが含まれる。
【０００５】
図１４は、ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置２９９および受信装置１９９から成る従来の通信装置を示すブロック図である。
【０００６】
図１４において、１１０はＡ／Ｄ変換器、１２０はウェーブレット変換器、１３０はパラレルデータをシリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換器、１４０は受信信号の判定を行う判定器、２１０はビットデータをシンボルデータに変換しシンボルマッピングを行うシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、２３０は逆ウェーブレット変換器、２４０はＤ／Ａ変換器である。
【０００７】
このように構成された通信装置について、その動作を説明する。
【０００８】
まず、送信装置２９９においては、シンボルマッパ２１０によってビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行う。そして、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２２０でサブキャリアごとに実数値ｄｉ（ｉ＝１〜Ｍ、Ｍは複数）を与え、逆ウェーブレット変換器２３０で時間軸上へ逆離散ウェーブレット変換する。これにより、時間軸波形のサンプル値を発生させ、伝送シンボルを表すサンプル値系列を生成する。Ｄ／Ａ変換器２４０で、このサンプル値系列から時間的に連続するベースバンド・アナログ信号波形に変換して送信する。ここで、逆離散ウェーブレット変換により発生される時間軸上のサンプル値の個数は、通常２のｎ乗（ｎは正の整数）個である。
【０００９】
受信装置１９９においては、受信信号をＡ／Ｄ変換器１１０でディジタルベースバンド信号波形を得た後、送信側と同じサンプルレートでサンプルする。そして、このサンプル値系列をウェーブレット変換器１２０により周波数軸上へ離散ウェーブレット変換し、その後並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）１３０により直列に変換する。最後に判定器１４０にて各サブキャリアの振幅値を計算し、受信信号の判定を行って受信データを得る。
【００１０】
ところで、通信においては、伝送路のインピーダンス変動やマルチパスなどの影響により振幅歪みや位相歪みが生じるため、振幅、位相の両パラメータ、すなわち複素情報を扱えた方が都合がよい。これに対して、従来のＤＷＭＣ伝送方法では、振幅情報しか扱えないため、伝送路の状態によっては歪みを補正することができず、伝送効率が大幅に抑制されてしまうといった問題がある（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１１】
【非特許文献１】
貴家仁志著「ディジタル信号処理シリーズ１４ マルチレート信号処理」昭晃堂発行，１９９５年１０月６日，Ｐ１８６−１９０
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の実係数フィルタバンクによる伝送方法を用いる通信装置では、伝送用データとして振幅情報のみしか扱えず、受信装置で複素情報を扱った処理を行うことができないという問題点を有していた。
【００１３】
この通信装置では、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いることが要求されている。
【００１４】
本発明は、この要求を満たすため、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有する構成を備えている。
【００１６】
これにより、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置が得られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することとしたものである。
【００１８】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２１】
請求項２に記載の通信装置は、符号変換器からの出力についてヒルベルト変換器のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置である。
【００２２】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２３】
請求項３に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００２４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、請求項１に記載の通信装置におけるよりも高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという作用を有する。
【００２７】
請求項４に記載の通信装置は、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有するポリフェーズフィルタで構成されたプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することとしたものである。
【００２８】
この構成により、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという作用を有する。
【００２９】
請求項５に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することしたものである。
【００３０】
この構成により、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという作用を有する。
【００３１】
請求項６に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することとしたものである。
【００３２】
この構成により、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリアにおいて、複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確かつ高精度の復調を行うことができるという作用を有する。
【００３３】
請求項７に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００３４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能になるという作用を有する。
【００３５】
請求項８に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することとしたものである。
【００３６】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという作用を有する。
【００３７】
請求項９に記載の通信装置は、複素データ分解器は、初期位相として０とπのみを用いることを特徴とする請求項８に記載の通信装置である。
【００３８】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を与えることができるという作用を有する。
【００３９】
請求項１０に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することとしたものである。
【００４０】
この構成により、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという作用を有する。
【００４１】
請求項１１に記載の通信装置は、受信装置は、検波部から得られる複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める等化器と等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする請求項６に記載の通信装置である。
【００４２】
この構成により、等化係数は各複素サブキャリアのペアを使用して複素サブキャリアペア毎に求めることができるので、各等化係数を求めるときの精度を向上させることができるという作用を有する。
【００４３】
また、本願の通信装置は、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することを特徴とする通信装置である。
【００４４】
この構成により、電力線通信においては、他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしている。通常は既存システム使用帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢが妥当である。
【００４５】
上記のように構成することにより、本方式はノッチフィルタを生成せずに、既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成）が可能となるという作用を有する。
【００４６】
また、本願の通信装置は、送信装置と受信装置のフィルタのフィルタ長は、４Ｍであることを特徴とする通信装置である。
【００４７】
上記のように構成することにより、一般的にはフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢのノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能であるという作用を有する。
また、本願の通信装置は、複数のキャリアを受信し、受信した複数のキャリアを復調する受信装置であって、前記複数のキャリアをウェーブレット変換して各前記複数のキャリアに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、前記実部データに対応する少なくとも１つのキャリアと直交する位相を有する虚部データを生成する虚部データ生成部と、前記実部データを同相成分として且つ前記虚部データを直交成分として、複素データを生成する複素データ生成器と、を有することとしたものである。
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００４８】
以下、本発明の実施の形態について、図１〜図２１を用いて説明する。また、以下の実施の形態においては、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとする。
【００４９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５０】
図１において、１０１は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０３は受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器、１０４はウェーブレット変換器１０２と同一構成でヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０５はウェーブレット変換器１０４からの出力ｄｉ（ｉ＝０〜Ｍ−１とする。Ｍは複数）の奇数番目の符号を反転する符号変換器、１０６は符号変換器１０５からの出力データについてヒルベルト変換器１０３のリプル特性による振幅変動分を補正するレベル変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部（Ｉ成分）、レベル変換器１０６からの出力を虚部（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５１】
このように構成された通信装置について、扱うサブキャリアをＭ本とし、サブキャリア番号が１〜Ｍまでふられているものとして、その動作を説明する。
【００５２】
まず、ウェーブレット変換器１０２により、受信波形データをウェーブレット変換し、Ｍ本のサブキャリア各々に対する同相成分を得る。一方、ヒルベルト変換器１０３は、受信波形データをヒルベルト変換することで、受信信号に含まれる各周波数成分をπ／２シフトした波形データを生成し、ウェーブレット変換器１０４によって各サブキャリアの直交成分を得る。このとき、ウェーブレット変換１０４からの奇数番目の出力は符号が反転した状態で出力されているので、それを符号変換器１０５によって補正する。さらに、各サブキャリアのデータの振幅がヒルベルト変換器１０３のリプル特性によって変動しているので、それをレベル変換器１０６によって補正する。そして、ウェーブレット変換器１０２、レベル変換器１０６からの出力をそれぞれ同相成分、直交成分として、複素データ生成器１０７は複素データを生成する。
【００５３】
なお、本実施の形態では同一構成のウェーブレット変換器を２個使用した場合について説明したが、１個のウェーブレット変換器のみでも構成可能である。また高精度なヒルベルト変換器を使用する場合や振幅補正を行う等化器を使用する場合は、レベル変換器、符号変換器は不要となる。
【００５４】
以上のように本実施の形態によれば、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正することにより、受信性能を向上させることが可能となる。
【００５５】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５６】
図２において、１０８は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０９は受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転の処理を一括して行うウェーブレット変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部データ（Ｉ成分）、ウェーブレット変換器１０９からの出力を虚部データ（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５７】
なお、動作については実施の形態１とほとんど同様であり、異なるのは、実施の形態１において逐次的に処理するヒルベルト変換、ウェーブレット変換、符号反転の処理を、本実施の形態においては、一括処理する点のみである。
【００５８】
このような構成にすることにより、実施の形態１に示す構成よりも高速な処理が可能となり、しかも回路構成が簡素化される。
【００５９】
（実施の形態３）
図３は、図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器１０２を示すブロック図である。また、図４は図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図であり、図５は図１のウェーブレット変換器を示すブロック図、図６は図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図である。
【００６０】
図３において、１０２は図１あるいは図２に示すウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２３はプロトタイプフィルタ、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図３において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個使用する。
【００６１】
図４において、１２３は図３に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図４に示すプロトタイプフィルタ１２３の次数は２Ｍである。
【００６２】
図５において、１０９Ａは図２のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２６は高速離散サイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６３】
図６において、１２５は図５に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図６に示すプロトタイプフィルタの次数は２Ｍである。
【００６４】
なお、動作については実施の形態２と同様であり、異なるのは、実施の形態２においてＦＩＲフィルタによって実現している部分を、本実施の形態においてはポリフェーズ構成で実現したプロトタイプフィルタと離散コサイン変換あるいは離散サイン変換を用いることによって実現していることにある。
【００６５】
また、本実施の形態においては、第１のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０２）および第２のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０９Ａ）を全く別なものとして構成しているが、同一の回路構成を共有することによっても実現可能である。このことは、お互いのプロトタイプフィルタのフィルタ係数が上下反転しているだけであること、離散コサイン変換と離散サイン変換も同様に処理における係数が異なるだけであることから明らかである。
【００６６】
以上のような構成にすることにより、ＦＩＲフィルタ構成よりもポリフェーズ構成の方が演算量が少ないため、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。
【００６７】
（実施の形態４）
図７は、図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図である。
【００６８】
図７において、１０９Ａは図５のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２７は入力系列をＭサンプル単位で時系列反転する時系列反転器、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器、１２８は入力データの奇数番目の符号を反転する符号変換器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６９】
なお、動作については実施の形態３と同様であり、異なるのは、実施の形態３において離散サイン変換器１２６によって実現している部分を、本実施の形態においては、時系列反転器１２７と離散コサイン変換器１２４および符号反転器１２８によって実現していることにある。また、本実施の形態においては、離散コサイン変換器１２４の前に時系列反転器１２７を設置し、離散コサイン変換器１２４の後に符号反転器１２８を設置した構成としたが、時系列反転器１２７と符号反転器１２８の設置場所を交換した場合においても同様な結果が得られる。
【００７０】
上記のような構成にすることにより、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。また、実施の形態３において離散コサイン変換器１２４と離散サイン変換器１２６を用いていた実現していた部分を離散コサイン変換器１２４のみで実現可能となるため、回路を共用することができ、回路規模を小さくすることができる。
【００７１】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は図１４と同じである。
【００７２】
図８において、１００は受信装置、１１０はＡ／Ｄ変換器、１０８ａは図１または図２のいずれかと同様な構成をもつ検波部、１２０は等化器、１３０は並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）、１４０は判定器である。
【００７３】
このように構成された受信装置について、その動作を説明する。
【００７４】
受信装置１００において、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数のサブキャリアに対する複素情報を得る。次に、等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素情報と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素情報を等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素情報に基づきデータ判定を行う。これが、受信装置１００における一連の動作である。なお、等化器１２０では、サブキャリアごとに既知信号からの振幅および位相ずれを等化量として求めている。また、伝送路によっては複数タップを使用した適応フィルタ（ＬＭＳやＲＬＳなど）を使用することも可能である。
【００７５】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことが可能となる。
【００７６】
なお、本実施の形態における等化器１２０は、下記に示すような形態で使用することも可能である。
【００７７】
すなわち、図１９は本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図である。
【００７８】
また、図１９において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００７９】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８０】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８１】
一方、受信装置１００においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。検波部１０８は複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８より得られた複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成して各サブキャリアに使用する等化係数を精度高く求め、得られた等化係数と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを使用して等化量を求める。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して等化係数を求めているため実現できる。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８２】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に等化係数を求めることができるため、サブキャリア毎に等化係数を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００８３】
（実施の形態６）
図９（ａ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図９（ｂ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【００８４】
図９（ｂ）において、受信装置１００、Ａ／Ｄ変換器１１０、検波部１０８ａ、等化器１２０、Ｐ／Ｓ変換器１３０、判定器１４０は図８と同様のものであり、同一符号を付して説明は省略する。図９（ｂ）において、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また、図９（ａ）において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００８５】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８６】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８７】
一方、受信装置１００においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。このとき、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、検波部１０８ａからの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２により、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（。しかしながら実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる。この各サブキャリア間位相差θｃを複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値θｍを求め、同期ずれ演算器１４４において、サブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差θｍとから同期ずれ値τｍ求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部１０８ａに対し同期タイミングをフィードバックする。ここで、各サブキャリア間位相差から平均サブキャリア間位相差を引いた（θｃ−θｍ）（ｃ：サブキャリア間位相差番号）を新たなパラメータとし、同期ずれ演算器１４４において各サブキャリアにおける同期タイミングと平均同期タイミングとの差τｃを求めて、平均同期タイミングからの各サブキャリアの同期タイミングのずれを計算する。このτｃを使って各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。この微調整が必要な理由としては、各サブキャリアの同期タイミングは伝送路の影響によりずれてしまうので、同期タイミングとしては平均値にあわせる必要がある。しかしながら、平均値では各サブキャリアに対して完全に同期しているといえないので、各サブキャリアの同期タイミングが平均同期タイミングよりどれだけずれているかを求め、そのずれ量に合わせて各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。上記のような動作をすることにより、各サブキャリアの同期タイミングずれによる（同期用データの）受信信号と既知信号の信号点のずれを補正することができ、後段にある等化性能を向上させ、結果として受信性能を向上させることができる。
【００８８】
同期タイミング確定後、検波部１０８ａは複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素データと等化用（同期用）にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８９】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高い精度で同期タイミングを推定することが可能となるため、高精度な復調を行うことが可能となる。
【００９０】
なお、検波部１０８ａより得られた値は２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成することにより精度の高い位相回転量を求めることができる。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して位相回転量を求めているため実現できる。
【００９１】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に同期タイミングはずれによる位相回転量を求めることができるため、サブキャリア毎に位相回転量を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００９２】
（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置は図９（ｂ）と同じである。
【００９３】
図１１において、１５１は受信装置における検波部、１５２は互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器、１５３はウェーブレット変換器１５２からの２ｎ−１番目の出力を複素情報の同相成分（Ｉチャネル）とし、２ｎ番目の出力を直交成分（Ｑチャネル）として（但し、１≦ｎ＜Ｍ／２とする）複素データを生成する複素データ生成器、１５４は並列に出力される複素データを直列に変換する並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。
【００９４】
このように構成された検波部１５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、受信装置の入力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が入力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【００９５】
まず、検波部１５１は、受信波形データをウェーブレット変換器１５２によってウェーブレット変換する。このとき、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリア出力（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号は０〜Ｍ−１とする）は、それぞれ図１０中の各ｆｎを周波数とする正弦波に対するｃｏｓ（φｎ）、ｓｉｎ（φｎ）となる。そして、複素データ生成器１５３は、ｃｏｓ（φｎ）を実部データ、ｓｉｎ（φｎ）を虚部データとして複素データを生成する。最後に並直列変換器１５４によってシリアル複素データを得る。
【００９６】
なお、本実施の形態では合計（Ｍ／２−１）個の複素データ生成器１５３を使用したが、ウェーブレット変換器１５２からの出力を並直列変換し、そのシリアルデータのうち２ｎ−１番目と２ｎ番目が複素データ生成器１５３へ入力されるように、タイミング制御を行うことにより、１個の複素データ生成器でも実現可能である。
【００９７】
上記のような構成にすることにより、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量（実施の形態３と比較して約半分）で複素情報（複素データ）を得ることが可能となる。
【００９８】
（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図である。
【００９９】
図１２において、２５１は変調器、２５２はビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＱＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２５３は逐次入力されたデータを並列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２５４は入力された複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器、２５５は逆ウェーブレット変換器である。
【０１００】
このように構成された送信装置の変調器２５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、送信装置の出力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が出力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【０１０１】
まず、変調器２５１は、シンボルマッパ２５２によって送信データ（ビットデータ）をシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってＱＡＭ変調を行い、複素座標上に信号点を配置する。この処理により、（数１）を得る。
【０１０２】
【数１】
【０１０３】
次に、直並列変換器２５３によってパラレル複素データに変換し、各複素データを複素データ分解器２５４によって実部データ（ｃｏｓ（φｎ））と虚部データ（ｓｉｎ（φｎ））とに分解する。そして、逆ウェーブレット変換器２５５の２ｎ−１番目の入力に対してｃｏｓ（φｎ）を、２ｎ番目に対してｓｉｎ（φｎ）を割り当てる（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）とする）。すると、逆ウェーブレット変換器２５５の出力は、図１０中の各ｆｎを周波数とし、初期位相φｎをもつ正弦波ｃｏｓ（２πｆｎ・ｔ＋φｎ）の合成波となる。
【０１０４】
なお、本実施の形態では、合計Ｍ／２−１個の複素データ分解器を使用したが、１個の複素データ分解器でも実現可能である。
【０１０５】
上記構成により、シンボルマッパ２５２で配置された複素座標面の初期位相を各サブキャリア（正確には２ｎ−１と２ｎ番目のサブキャリアによるペア）に対して自由に与えることが可能となるため、各サブキャリアの位相が重ならないようにデータを設定することにより、送信出力の際の瞬時ピーク電圧を抑制することができる。このことにより、送信アンプの仕様を緩和することが可能となる。
【０１０６】
（実施の形態９）
図１３（ａ）は本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図である。
【０１０７】
図１３（ｂ）において、１５０は受信装置、１１０は受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１５１は図１１に示す検波部、１４６は複素平面上で位相を回転させる位相回転器、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また図１３（ａ）において、２５０は送信装置、２５６は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２５１は図１２に示す変調器、２４０は変調器２５１により生成された送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【０１０８】
このように構成された通信装置の送信装置２５０と受信装置１５０について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【０１０９】
まず、送信装置２５０において、同期用データ発生器２５６は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを変調器２５１に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１５０側で既知のデータである。そして、この同期用データを変調器２５１によって変調する。このとき、変調器２５１からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。また、各正弦波の位相は入力された同期用データに依存するが、ここでは、位相はφｎとする。そして最後に、合成波データをＤ／Ａ変換２４０によりアナログ信号に変換して送信する。
【０１１０】
一方、受信装置１５０においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１５１によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波それぞれに対する複素信号点情報を得る。ここで得られる複素信号点情報はφｎによって位相回転させているため、位相回転器１４６によりそのφｎ分だけ複素座標上で位相を戻す。さらに、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、位相回転器１４６からの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２とにより、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる）。このサブキャリア間位相差を複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値φｍを求め、同期ずれ演算器１４４においてサブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差φｍから同期ずれ値τを求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部に対し同期タイミングをフィードバックする。
【０１１１】
上記のような構成にすることにより、実施の形態６で２つのウェーブレット変換器によって構成された部分を１つのウェーブレット変換器によって実現できるため、回路規模を小さくすることができる。
【０１１２】
（実施の形態１０）
本発明は、信号の送受信を行う通信装置に広く適用されるものであるが、劣悪な伝送路を使用する状況がある電力線通信のシステムに好適である。
【０１１３】
図２０は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図２１は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【０１１４】
図２０において、６００は送信部、６１０はビットデータをシンボルデータに変換しある信号点配置にマッピングするシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、６２０は送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器、２４０はディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７００は受信部、１１０はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、６３０は受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた復調器である。
【０１１５】
次に図２０，２１を使用して本装置の動作について説明する。
【０１１６】
送信装置の送信部６００において、シンボルマッパ６１０ではビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングし、フィルタバンク型変調器６２０ではシンボルマッパ６１０において信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行い、Ｄ／Ａ変換器２４０ではディジタル信号をアナログ信号に変換し、受信装置の検波部７００において、Ａ／Ｄ変換器１１０ではアナログ信号をディジタル信号に変換し、フィルタバンク型復調器６３０では受信信号を変換して復調処理を行う。ここで使用可能なフィルタバンクとしては、時間領域および周波数領域で局在しているような信号を使用したフィルタバンクであり、代表としてＷａｖｅｌｅｔベースのコサイン変調フィルタバンクやＦＦＴベースのＰｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ型ＯＦＤＭなど、があげられる。図にコサイン変調フィルタバンクを用いた場合の振幅スペクトル（フィルタ長４Ｍの場合）を示す。図ではアマチュア無線帯域と重なるサブキャリアを不使用としてノッチを形成している。このようにフィルタバンクを使用して変復調処理を行うことにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１１７】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１１８】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成：図参照）が可能である。ここでフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を（Ｍを固定して）長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタバンクのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢ以上のノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能である。
【０１１９】
（実施の形態１１）
図２２は本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図である。図において８００は建物、８１０は電力線、８２０は電話回線あるいは光回線あるいはＣＡＴＶ回線、７００は請求項記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置、７１０はＴＶやビデオやＤＶＤやＤＶカメラなどのＡＶ機器、７２０はルータやＡＤＳＬやＶＤＳＬやメディアコンバータや電話などの通信機器、７３０はプリンタやＦＡＸやスキャナーなどのドキュメント機器、７４０はカメラ鍵やインターホンなどのセキュリティ機器、７５０はパソコン、７６０はエアコンや冷蔵庫や洗濯機や電子レンジなどの家電機器である。
【０１２０】
図２２を用いて本実施の形態の動作について説明する。各機器は互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置を使用して電力線を介してネットワークを構成し、双方向の通信を行う。インターネットへの通信は電力線を介して建物内にあるホームゲートウェイ経由で接続される場合があるし、あるいは電話回線や光回線やＣＡＴＶ回線を媒体として通信行う通信機器を経由して接続される場合があるし、あるいは無線機能を有した通信機器から無線で接続される場合もある。ここで使用している通信装置は、実施の形態１０に記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを変復調処理に用いているため、他の既存システムが使用している帯域に重なるサブキャリアを不使用とすることにより、他の既存システムへの妨害を抑えることができる。またフィルタ長を４Ｍに限定しているため、３０ｄＢ以上のノッチの深さを実現し且つフィルタ遅延を抑えている。逆に他の既存システムからの狭帯域妨害の影響を軽減することができる。
【０１２１】
さらにノッチを生成したい帯域があればその帯域に重なるサブキャリアを不使用とするだけでよいので、容易に各国の規制に柔軟に対応することが可能である。しかも本システム導入後に規制が変更されてもファームのバージョンアップなどにより柔軟に対応できる。なお、建物自体も他のシステムへの輻射軽減に役立つ。
【０１２２】
なお、以上の全ての実施の形態においてウェーブレット変換を使用し、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとするとするとしたが、実施の形態の中で特にＤＣＴ４やＤＳＴ４などと限定しているもの以外では、上記の変換方法にとらわれず、Ｒｅａｌ変換（例えばＤＣＴなど）を変復調に用いたマルチキャリア通信方式全般に適用することができる。
【０１２３】
以上説明したように本発明に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、前記第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという有利な効果が得られる。
【０１２４】
請求項３に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという有利な効果が得られる。
【０１２６】
請求項４に記載の通信装置によれば、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有する第２のポリフェーズフィルタで構成された第３のプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することにより、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという有利な効果が得られる。
【０１２７】
請求項５に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することにより、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２８】
請求項６に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することにより、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確且つ高精度の復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２９】
請求項７に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能となるという有利な効果が得られる。
【０１３０】
請求項８に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することにより、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという有利な効果が得られる。
【０１３１】
請求項１０に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することにより、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという有利な効果が得られる。
【０１３２】
また、本願の通信装置によれば、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、前記送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、前記シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１３３】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１３４】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図３】図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器を示すブロック図
【図４】図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図５】図１のウェーブレット変換器を示すブロック図
【図６】図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図７】図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図９】（ａ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図１０】サブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフ
【図１１】本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図
【図１３】（ａ）本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図
【図１４】ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置および受信装置から成る従来の通信装置を示すブロック図
【図１５】ウェーブレット波形の例を示す波形図
【図１６】ＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図
【図１７】ＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図
【図１８】ＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図
【図１９】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図
【符号の説明】
１００、１５０ 受信装置
１０１、１０８、１０８ａ、１５１ 検波部
１０２、１０４、１０９、１０９Ａ、１５２ ウェーブレット変換器
１０３ ヒルベルト変換器
１０５ 符号変換器
１０６ レベル変換器
１０７、１５３ 複素データ生成器
１１０ Ａ／Ｄ変換器
１２０ 等化器
１２１、１３３、１４１ 遅延素子
１２２ ダウンサンプラ
１２３、１２５ プロトタイプフィルタ
１２４ 離散コサイン変換器
１２６ 離散サイン変換器
１２７ 時系列反転器
１２８ 符号反転器
１３０、１５４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）
１３１ 乗算器
１３２ 加算器
１４０ 判定器
１４２ 複素除算器
１４３ 複素加算器
１４４ 同期ずれ演算器
１４５ 同期タイミング推定回路
１４６ 位相回転器
２００、２５０ 送信装置
２０１、２５６ 同期用データ発生器
２１０ シンボルマッパ（ＰＡＭ）
２２０、２５３ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）
２３０、２５５ 逆ウェーブレット変換器
２４０ Ｄ／Ａ変換器
２５１ 変調器
２５２ シンボルマッパ（ＱＡＭ）
２５４ 複素データ分解器
【発明の属する技術分野】
本発明は、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ伝送方法、以下、「ＤＷＭＣ伝送方法」と記載する）を用いる通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理による伝送方法は、マルチキャリア変調方法の一種であり、実係数フィルタバンクにより複数のディジタル変調波を合成して送信信号を生成するものである。各キャリアの変調方式としては、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。
【０００３】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送について、図１５〜図１８を用いて説明する。図１５はウェーブレット波形の例を示す波形図であり、図１６はＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図、図１７はＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図、図１８はＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図である。
【０００４】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送は、図１５に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が各サブキャリア内で重なり合いながら伝送される。各伝送シンボルは、図１６に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が合成された時間波形となる。図１７に振幅スペクトルの例を示す。ＤＷＭＣ伝送方法では、図１６の伝送シンボルを数十個〜数百個程度集めて１つの伝送フレームを構成する。ＤＷＭＣ伝送フレームの構成例を図１８に示す。このＤＷＭＣ伝送フレームには、情報データ伝送用シンボルの他にフレーム同期用シンボルや等化用シンボルなどが含まれる。
【０００５】
図１４は、ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置２９９および受信装置１９９から成る従来の通信装置を示すブロック図である。
【０００６】
図１４において、１１０はＡ／Ｄ変換器、１２０はウェーブレット変換器、１３０はパラレルデータをシリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換器、１４０は受信信号の判定を行う判定器、２１０はビットデータをシンボルデータに変換しシンボルマッピングを行うシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、２３０は逆ウェーブレット変換器、２４０はＤ／Ａ変換器である。
【０００７】
このように構成された通信装置について、その動作を説明する。
【０００８】
まず、送信装置２９９においては、シンボルマッパ２１０によってビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行う。そして、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２２０でサブキャリアごとに実数値ｄｉ（ｉ＝１〜Ｍ、Ｍは複数）を与え、逆ウェーブレット変換器２３０で時間軸上へ逆離散ウェーブレット変換する。これにより、時間軸波形のサンプル値を発生させ、伝送シンボルを表すサンプル値系列を生成する。Ｄ／Ａ変換器２４０で、このサンプル値系列から時間的に連続するベースバンド・アナログ信号波形に変換して送信する。ここで、逆離散ウェーブレット変換により発生される時間軸上のサンプル値の個数は、通常２のｎ乗（ｎは正の整数）個である。
【０００９】
受信装置１９９においては、受信信号をＡ／Ｄ変換器１１０でディジタルベースバンド信号波形を得た後、送信側と同じサンプルレートでサンプルする。そして、このサンプル値系列をウェーブレット変換器１２０により周波数軸上へ離散ウェーブレット変換し、その後並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）１３０により直列に変換する。最後に判定器１４０にて各サブキャリアの振幅値を計算し、受信信号の判定を行って受信データを得る。
【００１０】
ところで、通信においては、伝送路のインピーダンス変動やマルチパスなどの影響により振幅歪みや位相歪みが生じるため、振幅、位相の両パラメータ、すなわち複素情報を扱えた方が都合がよい。これに対して、従来のＤＷＭＣ伝送方法では、振幅情報しか扱えないため、伝送路の状態によっては歪みを補正することができず、伝送効率が大幅に抑制されてしまうといった問題がある（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１１】
【非特許文献１】
貴家仁志著「ディジタル信号処理シリーズ１４ マルチレート信号処理」昭晃堂発行，１９９５年１０月６日，Ｐ１８６−１９０
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の実係数フィルタバンクによる伝送方法を用いる通信装置では、伝送用データとして振幅情報のみしか扱えず、受信装置で複素情報を扱った処理を行うことができないという問題点を有していた。
【００１３】
この通信装置では、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いることが要求されている。
【００１４】
本発明は、この要求を満たすため、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有する構成を備えている。
【００１６】
これにより、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置が得られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することとしたものである。
【００１８】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２１】
請求項２に記載の通信装置は、符号変換器からの出力についてヒルベルト変換器のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置である。
【００２２】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２３】
請求項３に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００２４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、請求項１に記載の通信装置におけるよりも高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという作用を有する。
【００２７】
請求項４に記載の通信装置は、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有するポリフェーズフィルタで構成されたプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することとしたものである。
【００２８】
この構成により、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという作用を有する。
【００２９】
請求項５に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することしたものである。
【００３０】
この構成により、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという作用を有する。
【００３１】
請求項６に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することとしたものである。
【００３２】
この構成により、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリアにおいて、複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確かつ高精度の復調を行うことができるという作用を有する。
【００３３】
請求項７に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００３４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能になるという作用を有する。
【００３５】
請求項８に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することとしたものである。
【００３６】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという作用を有する。
【００３７】
請求項９に記載の通信装置は、複素データ分解器は、初期位相として０とπのみを用いることを特徴とする請求項８に記載の通信装置である。
【００３８】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を与えることができるという作用を有する。
【００３９】
請求項１０に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することとしたものである。
【００４０】
この構成により、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという作用を有する。
【００４１】
請求項１１に記載の通信装置は、受信装置は、検波部から得られる複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める等化器と等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする請求項６に記載の通信装置である。
【００４２】
この構成により、等化係数は各複素サブキャリアのペアを使用して複素サブキャリアペア毎に求めることができるので、各等化係数を求めるときの精度を向上させることができるという作用を有する。
【００４３】
また、本願の通信装置は、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することを特徴とする通信装置である。
【００４４】
この構成により、電力線通信においては、他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしている。通常は既存システム使用帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢが妥当である。
【００４５】
上記のように構成することにより、本方式はノッチフィルタを生成せずに、既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成）が可能となるという作用を有する。
【００４６】
また、本願の通信装置は、送信装置と受信装置のフィルタのフィルタ長は、４Ｍであることを特徴とする通信装置である。
【００４７】
上記のように構成することにより、一般的にはフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢのノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能であるという作用を有する。
また、本願の通信装置は、複数のキャリアを受信し、受信した複数のキャリアを復調する受信装置であって、前記複数のキャリアをウェーブレット変換して各前記複数のキャリアに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、前記実部データに対応する少なくとも１つのキャリアと直交する位相を有する虚部データを生成する虚部データ生成部と、前記実部データを同相成分として且つ前記虚部データを直交成分として、複素データを生成する複素データ生成器と、を有することとしたものである。
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００４８】
以下、本発明の実施の形態について、図１〜図２１を用いて説明する。また、以下の実施の形態においては、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとする。
【００４９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５０】
図１において、１０１は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０３は受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器、１０４はウェーブレット変換器１０２と同一構成でヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０５はウェーブレット変換器１０４からの出力ｄｉ（ｉ＝０〜Ｍ−１とする。Ｍは複数）の奇数番目の符号を反転する符号変換器、１０６は符号変換器１０５からの出力データについてヒルベルト変換器１０３のリプル特性による振幅変動分を補正するレベル変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部（Ｉ成分）、レベル変換器１０６からの出力を虚部（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５１】
このように構成された通信装置について、扱うサブキャリアをＭ本とし、サブキャリア番号が１〜Ｍまでふられているものとして、その動作を説明する。
【００５２】
まず、ウェーブレット変換器１０２により、受信波形データをウェーブレット変換し、Ｍ本のサブキャリア各々に対する同相成分を得る。一方、ヒルベルト変換器１０３は、受信波形データをヒルベルト変換することで、受信信号に含まれる各周波数成分をπ／２シフトした波形データを生成し、ウェーブレット変換器１０４によって各サブキャリアの直交成分を得る。このとき、ウェーブレット変換１０４からの奇数番目の出力は符号が反転した状態で出力されているので、それを符号変換器１０５によって補正する。さらに、各サブキャリアのデータの振幅がヒルベルト変換器１０３のリプル特性によって変動しているので、それをレベル変換器１０６によって補正する。そして、ウェーブレット変換器１０２、レベル変換器１０６からの出力をそれぞれ同相成分、直交成分として、複素データ生成器１０７は複素データを生成する。
【００５３】
なお、本実施の形態では同一構成のウェーブレット変換器を２個使用した場合について説明したが、１個のウェーブレット変換器のみでも構成可能である。また高精度なヒルベルト変換器を使用する場合や振幅補正を行う等化器を使用する場合は、レベル変換器、符号変換器は不要となる。
【００５４】
以上のように本実施の形態によれば、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正することにより、受信性能を向上させることが可能となる。
【００５５】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５６】
図２において、１０８は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０９は受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転の処理を一括して行うウェーブレット変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部データ（Ｉ成分）、ウェーブレット変換器１０９からの出力を虚部データ（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５７】
なお、動作については実施の形態１とほとんど同様であり、異なるのは、実施の形態１において逐次的に処理するヒルベルト変換、ウェーブレット変換、符号反転の処理を、本実施の形態においては、一括処理する点のみである。
【００５８】
このような構成にすることにより、実施の形態１に示す構成よりも高速な処理が可能となり、しかも回路構成が簡素化される。
【００５９】
（実施の形態３）
図３は、図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器１０２を示すブロック図である。また、図４は図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図であり、図５は図１のウェーブレット変換器を示すブロック図、図６は図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図である。
【００６０】
図３において、１０２は図１あるいは図２に示すウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２３はプロトタイプフィルタ、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図３において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個使用する。
【００６１】
図４において、１２３は図３に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図４に示すプロトタイプフィルタ１２３の次数は２Ｍである。
【００６２】
図５において、１０９Ａは図２のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２６は高速離散サイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６３】
図６において、１２５は図５に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図６に示すプロトタイプフィルタの次数は２Ｍである。
【００６４】
なお、動作については実施の形態２と同様であり、異なるのは、実施の形態２においてＦＩＲフィルタによって実現している部分を、本実施の形態においてはポリフェーズ構成で実現したプロトタイプフィルタと離散コサイン変換あるいは離散サイン変換を用いることによって実現していることにある。
【００６５】
また、本実施の形態においては、第１のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０２）および第２のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０９Ａ）を全く別なものとして構成しているが、同一の回路構成を共有することによっても実現可能である。このことは、お互いのプロトタイプフィルタのフィルタ係数が上下反転しているだけであること、離散コサイン変換と離散サイン変換も同様に処理における係数が異なるだけであることから明らかである。
【００６６】
以上のような構成にすることにより、ＦＩＲフィルタ構成よりもポリフェーズ構成の方が演算量が少ないため、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。
【００６７】
（実施の形態４）
図７は、図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図である。
【００６８】
図７において、１０９Ａは図５のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２７は入力系列をＭサンプル単位で時系列反転する時系列反転器、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器、１２８は入力データの奇数番目の符号を反転する符号変換器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６９】
なお、動作については実施の形態３と同様であり、異なるのは、実施の形態３において離散サイン変換器１２６によって実現している部分を、本実施の形態においては、時系列反転器１２７と離散コサイン変換器１２４および符号反転器１２８によって実現していることにある。また、本実施の形態においては、離散コサイン変換器１２４の前に時系列反転器１２７を設置し、離散コサイン変換器１２４の後に符号反転器１２８を設置した構成としたが、時系列反転器１２７と符号反転器１２８の設置場所を交換した場合においても同様な結果が得られる。
【００７０】
上記のような構成にすることにより、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。また、実施の形態３において離散コサイン変換器１２４と離散サイン変換器１２６を用いていた実現していた部分を離散コサイン変換器１２４のみで実現可能となるため、回路を共用することができ、回路規模を小さくすることができる。
【００７１】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は図１４と同じである。
【００７２】
図８において、１００は受信装置、１１０はＡ／Ｄ変換器、１０８ａは図１または図２のいずれかと同様な構成をもつ検波部、１２０は等化器、１３０は並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）、１４０は判定器である。
【００７３】
このように構成された受信装置について、その動作を説明する。
【００７４】
受信装置１００において、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数のサブキャリアに対する複素情報を得る。次に、等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素情報と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素情報を等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素情報に基づきデータ判定を行う。これが、受信装置１００における一連の動作である。なお、等化器１２０では、サブキャリアごとに既知信号からの振幅および位相ずれを等化量として求めている。また、伝送路によっては複数タップを使用した適応フィルタ（ＬＭＳやＲＬＳなど）を使用することも可能である。
【００７５】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことが可能となる。
【００７６】
なお、本実施の形態における等化器１２０は、下記に示すような形態で使用することも可能である。
【００７７】
すなわち、図１９は本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図である。
【００７８】
また、図１９において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００７９】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８０】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８１】
一方、受信装置１００においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。検波部１０８は複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８より得られた複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成して各サブキャリアに使用する等化係数を精度高く求め、得られた等化係数と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを使用して等化量を求める。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して等化係数を求めているため実現できる。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８２】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に等化係数を求めることができるため、サブキャリア毎に等化係数を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００８３】
（実施の形態６）
図９（ａ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図９（ｂ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【００８４】
図９（ｂ）において、受信装置１００、Ａ／Ｄ変換器１１０、検波部１０８ａ、等化器１２０、Ｐ／Ｓ変換器１３０、判定器１４０は図８と同様のものであり、同一符号を付して説明は省略する。図９（ｂ）において、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また、図９（ａ）において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００８５】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８６】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８７】
一方、受信装置１００においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。このとき、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、検波部１０８ａからの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２により、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（。しかしながら実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる。この各サブキャリア間位相差θｃを複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値θｍを求め、同期ずれ演算器１４４において、サブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差θｍとから同期ずれ値τｍ求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部１０８ａに対し同期タイミングをフィードバックする。ここで、各サブキャリア間位相差から平均サブキャリア間位相差を引いた（θｃ−θｍ）（ｃ：サブキャリア間位相差番号）を新たなパラメータとし、同期ずれ演算器１４４において各サブキャリアにおける同期タイミングと平均同期タイミングとの差τｃを求めて、平均同期タイミングからの各サブキャリアの同期タイミングのずれを計算する。このτｃを使って各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。この微調整が必要な理由としては、各サブキャリアの同期タイミングは伝送路の影響によりずれてしまうので、同期タイミングとしては平均値にあわせる必要がある。しかしながら、平均値では各サブキャリアに対して完全に同期しているといえないので、各サブキャリアの同期タイミングが平均同期タイミングよりどれだけずれているかを求め、そのずれ量に合わせて各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。上記のような動作をすることにより、各サブキャリアの同期タイミングずれによる（同期用データの）受信信号と既知信号の信号点のずれを補正することができ、後段にある等化性能を向上させ、結果として受信性能を向上させることができる。
【００８８】
同期タイミング確定後、検波部１０８ａは複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素データと等化用（同期用）にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８９】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高い精度で同期タイミングを推定することが可能となるため、高精度な復調を行うことが可能となる。
【００９０】
なお、検波部１０８ａより得られた値は２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成することにより精度の高い位相回転量を求めることができる。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して位相回転量を求めているため実現できる。
【００９１】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に同期タイミングはずれによる位相回転量を求めることができるため、サブキャリア毎に位相回転量を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００９２】
（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置は図９（ｂ）と同じである。
【００９３】
図１１において、１５１は受信装置における検波部、１５２は互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器、１５３はウェーブレット変換器１５２からの２ｎ−１番目の出力を複素情報の同相成分（Ｉチャネル）とし、２ｎ番目の出力を直交成分（Ｑチャネル）として（但し、１≦ｎ＜Ｍ／２とする）複素データを生成する複素データ生成器、１５４は並列に出力される複素データを直列に変換する並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。
【００９４】
このように構成された検波部１５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、受信装置の入力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が入力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【００９５】
まず、検波部１５１は、受信波形データをウェーブレット変換器１５２によってウェーブレット変換する。このとき、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリア出力（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号は０〜Ｍ−１とする）は、それぞれ図１０中の各ｆｎを周波数とする正弦波に対するｃｏｓ（φｎ）、ｓｉｎ（φｎ）となる。そして、複素データ生成器１５３は、ｃｏｓ（φｎ）を実部データ、ｓｉｎ（φｎ）を虚部データとして複素データを生成する。最後に並直列変換器１５４によってシリアル複素データを得る。
【００９６】
なお、本実施の形態では合計（Ｍ／２−１）個の複素データ生成器１５３を使用したが、ウェーブレット変換器１５２からの出力を並直列変換し、そのシリアルデータのうち２ｎ−１番目と２ｎ番目が複素データ生成器１５３へ入力されるように、タイミング制御を行うことにより、１個の複素データ生成器でも実現可能である。
【００９７】
上記のような構成にすることにより、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量（実施の形態３と比較して約半分）で複素情報（複素データ）を得ることが可能となる。
【００９８】
（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図である。
【００９９】
図１２において、２５１は変調器、２５２はビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＱＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２５３は逐次入力されたデータを並列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２５４は入力された複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器、２５５は逆ウェーブレット変換器である。
【０１００】
このように構成された送信装置の変調器２５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、送信装置の出力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が出力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【０１０１】
まず、変調器２５１は、シンボルマッパ２５２によって送信データ（ビットデータ）をシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってＱＡＭ変調を行い、複素座標上に信号点を配置する。この処理により、（数１）を得る。
【０１０２】
【数１】
次に、直並列変換器２５３によってパラレル複素データに変換し、各複素データを複素データ分解器２５４によって実部データ（ｃｏｓ（φｎ））と虚部データ（ｓｉｎ（φｎ））とに分解する。そして、逆ウェーブレット変換器２５５の２ｎ−１番目の入力に対してｃｏｓ（φｎ）を、２ｎ番目に対してｓｉｎ（φｎ）を割り当てる（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）とする）。すると、逆ウェーブレット変換器２５５の出力は、図１０中の各ｆｎを周波数とし、初期位相φｎをもつ正弦波ｃｏｓ（２πｆｎ・ｔ＋φｎ）の合成波となる。
【０１０４】
なお、本実施の形態では、合計Ｍ／２−１個の複素データ分解器を使用したが、１個の複素データ分解器でも実現可能である。
【０１０５】
上記構成により、シンボルマッパ２５２で配置された複素座標面の初期位相を各サブキャリア（正確には２ｎ−１と２ｎ番目のサブキャリアによるペア）に対して自由に与えることが可能となるため、各サブキャリアの位相が重ならないようにデータを設定することにより、送信出力の際の瞬時ピーク電圧を抑制することができる。このことにより、送信アンプの仕様を緩和することが可能となる。
【０１０６】
（実施の形態９）
図１３（ａ）は本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図である。
【０１０７】
図１３（ｂ）において、１５０は受信装置、１１０は受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１５１は図１１に示す検波部、１４６は複素平面上で位相を回転させる位相回転器、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また図１３（ａ）において、２５０は送信装置、２５６は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２５１は図１２に示す変調器、２４０は変調器２５１により生成された送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【０１０８】
このように構成された通信装置の送信装置２５０と受信装置１５０について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【０１０９】
まず、送信装置２５０において、同期用データ発生器２５６は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを変調器２５１に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１５０側で既知のデータである。そして、この同期用データを変調器２５１によって変調する。このとき、変調器２５１からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。また、各正弦波の位相は入力された同期用データに依存するが、ここでは、位相はφｎとする。そして最後に、合成波データをＤ／Ａ変換２４０によりアナログ信号に変換して送信する。
【０１１０】
一方、受信装置１５０においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１５１によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波それぞれに対する複素信号点情報を得る。ここで得られる複素信号点情報はφｎによって位相回転させているため、位相回転器１４６によりそのφｎ分だけ複素座標上で位相を戻す。さらに、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、位相回転器１４６からの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２とにより、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる）。このサブキャリア間位相差を複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値φｍを求め、同期ずれ演算器１４４においてサブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差φｍから同期ずれ値τを求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部に対し同期タイミングをフィードバックする。
【０１１１】
上記のような構成にすることにより、実施の形態６で２つのウェーブレット変換器によって構成された部分を１つのウェーブレット変換器によって実現できるため、回路規模を小さくすることができる。
【０１１２】
（実施の形態１０）
本発明は、信号の送受信を行う通信装置に広く適用されるものであるが、劣悪な伝送路を使用する状況がある電力線通信のシステムに好適である。
【０１１３】
図２０は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図２１は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【０１１４】
図２０において、６００は送信部、６１０はビットデータをシンボルデータに変換しある信号点配置にマッピングするシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、６２０は送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器、２４０はディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７００は受信部、１１０はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、６３０は受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた復調器である。
【０１１５】
次に図２０，２１を使用して本装置の動作について説明する。
【０１１６】
送信装置の送信部６００において、シンボルマッパ６１０ではビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングし、フィルタバンク型変調器６２０ではシンボルマッパ６１０において信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行い、Ｄ／Ａ変換器２４０ではディジタル信号をアナログ信号に変換し、受信装置の検波部７００において、Ａ／Ｄ変換器１１０ではアナログ信号をディジタル信号に変換し、フィルタバンク型復調器６３０では受信信号を変換して復調処理を行う。ここで使用可能なフィルタバンクとしては、時間領域および周波数領域で局在しているような信号を使用したフィルタバンクであり、代表としてＷａｖｅｌｅｔベースのコサイン変調フィルタバンクやＦＦＴベースのＰｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ型ＯＦＤＭなど、があげられる。図にコサイン変調フィルタバンクを用いた場合の振幅スペクトル（フィルタ長４Ｍの場合）を示す。図ではアマチュア無線帯域と重なるサブキャリアを不使用としてノッチを形成している。このようにフィルタバンクを使用して変復調処理を行うことにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１１７】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１１８】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成：図参照）が可能である。ここでフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を（Ｍを固定して）長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタバンクのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢ以上のノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能である。
【０１１９】
（実施の形態１１）
図２２は本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図である。図において８００は建物、８１０は電力線、８２０は電話回線あるいは光回線あるいはＣＡＴＶ回線、７００は請求項記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置、７１０はＴＶやビデオやＤＶＤやＤＶカメラなどのＡＶ機器、７２０はルータやＡＤＳＬやＶＤＳＬやメディアコンバータや電話などの通信機器、７３０はプリンタやＦＡＸやスキャナーなどのドキュメント機器、７４０はカメラ鍵やインターホンなどのセキュリティ機器、７５０はパソコン、７６０はエアコンや冷蔵庫や洗濯機や電子レンジなどの家電機器である。
【０１２０】
図２２を用いて本実施の形態の動作について説明する。各機器は互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置を使用して電力線を介してネットワークを構成し、双方向の通信を行う。インターネットへの通信は電力線を介して建物内にあるホームゲートウェイ経由で接続される場合があるし、あるいは電話回線や光回線やＣＡＴＶ回線を媒体として通信行う通信機器を経由して接続される場合があるし、あるいは無線機能を有した通信機器から無線で接続される場合もある。ここで使用している通信装置は、実施の形態１０に記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを変復調処理に用いているため、他の既存システムが使用している帯域に重なるサブキャリアを不使用とすることにより、他の既存システムへの妨害を抑えることができる。またフィルタ長を４Ｍに限定しているため、３０ｄＢ以上のノッチの深さを実現し且つフィルタ遅延を抑えている。逆に他の既存システムからの狭帯域妨害の影響を軽減することができる。
【０１２１】
さらにノッチを生成したい帯域があればその帯域に重なるサブキャリアを不使用とするだけでよいので、容易に各国の規制に柔軟に対応することが可能である。しかも本システム導入後に規制が変更されてもファームのバージョンアップなどにより柔軟に対応できる。なお、建物自体も他のシステムへの輻射軽減に役立つ。
【０１２２】
なお、以上の全ての実施の形態においてウェーブレット変換を使用し、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとするとするとしたが、実施の形態の中で特にＤＣＴ４やＤＳＴ４などと限定しているもの以外では、上記の変換方法にとらわれず、Ｒｅａｌ変換（例えばＤＣＴなど）を変復調に用いたマルチキャリア通信方式全般に適用することができる。
【０１２３】
以上説明したように本発明に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、前記第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという有利な効果が得られる。
【０１２４】
請求項３に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという有利な効果が得られる。
【０１２６】
請求項４に記載の通信装置によれば、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有する第２のポリフェーズフィルタで構成された第３のプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することにより、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという有利な効果が得られる。
【０１２７】
請求項５に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することにより、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２８】
請求項６に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することにより、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確且つ高精度の復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２９】
請求項７に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能となるという有利な効果が得られる。
【０１３０】
請求項８に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することにより、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという有利な効果が得られる。
【０１３１】
請求項１０に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することにより、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという有利な効果が得られる。
【０１３２】
また、本願の通信装置によれば、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、前記送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、前記シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１３３】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１３４】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図３】図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器を示すブロック図
【図４】図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図５】図１のウェーブレット変換器を示すブロック図
【図６】図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図７】図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図９】（ａ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図１０】サブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフ
【図１１】本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図
【図１３】（ａ）本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図
【図１４】ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置および受信装置から成る従来の通信装置を示すブロック図
【図１５】ウェーブレット波形の例を示す波形図
【図１６】ＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図
【図１７】ＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図
【図１８】ＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図
【図１９】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図
【符号の説明】
１００、１５０ 受信装置
１０１、１０８、１０８ａ、１５１ 検波部
１０２、１０４、１０９、１０９Ａ、１５２ ウェーブレット変換器
１０３ ヒルベルト変換器
１０５ 符号変換器
１０６ レベル変換器
１０７、１５３ 複素データ生成器
１１０ Ａ／Ｄ変換器
１２０ 等化器
１２１、１３３、１４１ 遅延素子
１２２ ダウンサンプラ
１２３、１２５ プロトタイプフィルタ
１２４ 離散コサイン変換器
１２６ 離散サイン変換器
１２７ 時系列反転器
１２８ 符号反転器
１３０、１５４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）
１３１ 乗算器
１３２ 加算器
１４０ 判定器
１４２ 複素除算器
１４３ 複素加算器
１４４ 同期ずれ演算器
１４５ 同期タイミング推定回路
１４６ 位相回転器
２００、２５０ 送信装置
２０１、２５６ 同期用データ発生器
２１０ シンボルマッパ（ＰＡＭ）
２２０、２５３ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）
２３０、２５５ 逆ウェーブレット変換器
２４０ Ｄ／Ａ変換器
２５１ 変調器
２５２ シンボルマッパ（ＱＡＭ）
２５４ 複素データ分解器
Claims (11)
- ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は検波部を有し、
前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、
前記第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することを特徴とする通信装置。 - 前記符号変換器からの出力について前記ヒルベルト変換器のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
- ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は検波部を有し、
前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することを特徴とする通信装置。 - 前記第２のウェーブレット変換器は、実係数を有するポリフェーズフィルタで構成されたプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器と、を有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
- ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、前記検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする通信装置。 - ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、
前記受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、前記検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、前記検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することを特徴とする通信装置。 - ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、
前記受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することを特徴とする通信装置。 - ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換して前記シンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、前記逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することを特徴とする通信装置。 - 前記複素データ分解器は、初期位相として０とπのみを用いることを特徴とする請求項８に記載の通信装置。
- ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、
前記受信装置は、請求項７に記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することを特徴とする通信装置。 - 前記受信装置は、前記検波部から得られる複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める等化器と前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする請求項６に記載の通信装置。
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