CN1489298A

CN1489298A - 时分同相信道和正交信道直接转换接收机及其方法

Info

Publication number: CN1489298A
Application number: CNA031544002A
Authority: CN
Inventors: 孙美贤; ・奥莱格; 波波夫·奥莱格
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-09-04
Filing date: 2003-08-22
Publication date: 2004-04-14
Anticipated expiration: 2023-08-22
Also published as: DE60313549T2; KR100790858B1; DE60313549D1; EP1396941A3; EP1396941B1; CN1246973C; US7190939B2; EP1396941A2; KR20040021807A; US20040116085A1

Abstract

提供一种直接转换接收机和直接转换接收方法。该直接转换接收机包括：本机振荡器，用于产生正弦波；混频器，用于接收输入信号，并将该输入信号与所述正弦波混频；模数转换器，用于将混频的模拟信号转换成数字信号；以及数字信号处理器，用于输出数字信号以便I信道信号和Q信道信号能够分开地输出，并将一相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

Description

时分同相信道和正交信道直接转换接收机及其方法

技术领域

本发明涉及一种在无线通信环境中工作的无线通信终端的接收机，尤其涉及一种采用直接转换的直接转换接收机及直接转换接收方法。

背景技术

通常，外差型接收机在移动电话中使用，诸如蜂窝电话或个人通信服务(PCS)电话，以及能够提供无线通信的无线电话。

图1示出了一种超外差方法的示意图，其中包括数据诸如声音或图像数据的低频信号被转换成中频信号，并且然后该中频信号在射频(RF)载波上发送。采用超外差方法的超外差接收机需要包括将RF信号转换成中频信号的变频器，将中频信号转换成基带信号的变频器，以及处理在不同频带上的信号的基带低通滤波器。

为了解决上述外差接收机的缺点，已经进行了各种不同的有关无线通信终端的研究，并且作为研究结果得到的外差接收机的替代物是一种采用直接转换方法的接收机。

图2示出了一种直接转换方法的示意图，其中包括数据诸如视频或图像数据的低频信号在RF载波上被直接发送而不用转换成中频信号。采用直接转换接收方法的直接转换接收机使本机振荡器能够经由天线在与输入到其的RF信号的频率相同的频率上工作，并且将RF信号转换成基带信号而不需将RF信号转换成中频信号的处理。

图3示出了在本机振荡器中产生的泄漏信号的示意图。参考图3，在将RF信号的频率降低到基带水平期间，存在本机振荡机(LO)330具有与RF信号的频率相同的时刻。这时，在本机振荡器330中可能出现与任何类型信号无关的频率泄漏310。特别是，当本机振荡器330的泄漏信号在混频器340中与本机振荡器330的原始频率混频时，输出一个没有意义的DC信号，该泄漏信号经低噪声放大器(LNA)320被放大。尽管在低噪声放大器320和混频器340之间存在滤波器350，但是由于本机振荡器330具有与RF信号相同的频率，所以在减小本机振荡器330中的频率泄漏上存在限制。

图4示出了干扰泄漏的示意图。当输出一个具有与本机振荡器(LO)强信号430的频率不同的频率水平的强信号时，在本机振荡器430出现频率泄漏，因此在混频器440产生一个DC偏置信号。该DC偏置信号损害了就要被解调的信号。

在现有技术中有几种已知的技术来解决上述有关干扰泄漏的问题。在使用时隙的脉冲模式通信中，诸如GSM，当没有提供通信服务时通过放电DC负荷来阻止干扰泄漏。在无线LAN通信中，采用一种正交频分复用(OFDM)技术来解决干扰泄漏问题，该正交频分复用技术中在DC频率范围内没有载入信号。在码分多址(CDMA)通信中，使用比脉冲模式通信和无线LAN通信更复杂的调制技术，采用一种更困难的自校准方法来抑制干扰泄漏。

通常，直接转换接收机(DCR)具有两种信道，即，I(同相)信道和Q(正交)信道。I信道和Q信道每个都具有混频器、基带滤波器和基带放大器。然而，由于I信道的元素与Q信道的元素不完全相同，所以与它们的对应物相比，它们在一个基带频率上显示不同的增益响应和相位响应。

同时，在美国专利第4321549中披露了响应正交信号而工作的切换正交检测器。特别是，切换正交检测器响应本机振荡器(LO)的基频信号而操作。因此，切换正交检测器不能有效地减小本机振荡器的泄漏。

在美国专利第5678222中定义并描述的分时调制和频率转换与根据本发明的直接转换接收机(DCR)不同，在本说明书中对其进行陈述。

在本机振荡器(LO)的谐波上工作的变频器对于本领域的技术人员来说众所周知。为了产生谐波并提供一种在上述谐波合适的转换增益，已经出现了不同的技术。如美国专利第5446923所公开的，在特殊的偏置中一对反并联二极管被用来畸变本机振荡器(LO)的信号和加重指定的谐波转换，以便本机振荡器的强制信号谐波转换。

图5示出了常规直接转换接收机的方框图。参考图5，输入带通信号在RF输入端口被接收，然后通过预选滤波器520和低噪声放大器(LNA)53。预选滤波器520是一个简单的带通滤波器，被设计用来通过期望的信号并拒绝频带外的伪信号。

经过预选滤波器520之后，输入信号被分开，并经由两个混频器540和550发送。在上混频器540中，相应的信号与被调谐成与载波频率相同的频率的正弦波进行混频。在下混频器550中，相应的信号与上混频器540中相同的正弦波进行混频，但是它们的相位差是90度。该正弦波由本机振荡器(LO)555产生。上和下混频器540和550分别产生相应信号的同相和正交的分量，这些分量的中心是基带和两倍的载波频率。高频分量最后经滤波器(IF滤波器)560和570被消除，同相和正交信号最后经放大器580和590分别被放大，并且然后分别变成I信道信号和Q信道信号。

在上述的常规技术中，超外差接收机具有许多元件。因此，超外差接收机不适于诸如移动电话的无线通信终端，因为无线通信终端的大小在近几年内持续减小。此外，因为大量的替换超外差接收机的元件，超外差接收机的制造成本很高。而且，移动电话已经被改善用来提供诸如语音呼叫的多媒体服务，并且它们的元件或其他相关电路仅需要更小的尺寸和更简化的结构。因此，在上述的无线通信终端中采用超外差接收机受到限制。

常规的直接转换接收机不包括任何处理中频信号的元件，其适用于需要满足上述的要求的移动电话。然而，使用中频的通信系统的制造成本很高，因为为了执行中频转换，通信系统需要包括许多元件，包括滤波器、放大器和周边电路。严格地讲，通信技术必须能够直接将载波频率切换成基带频率或将基带频率切换成载波频率。然而，这样的直接转换导致了许多问题，因此在提高采用直接转换的通信系统的性能方面存在限制。换句话说，直接转换接收机具有一个简单结构的接收机，当导致了振荡、选择性水平和DC偏置的不同问题。

此外，在I信道和Q信道之间的增益和相位响应中的差导致了它们之间的不匹配。直接转换接收机不能完全消除由于I信道和Q信道之间的不匹配而引起的输入信号的逆谱，这种逆谱导致了大量的干扰比率损失。由于干扰比率损失，误码率增加。

发明内容

本发明提供一种能够阻止I和Q信道之间的不匹配的直接转换接收机。

本发明也提供一种变频器，其在所述直接转换接收机的本机振荡器的信号的第三谐波上工作。

根据本发明的一方面，提供一种直接转换接收机。该直接转换接收机包括：本机振荡器，产生正弦波；混频器，接收输入信号，并将该输入信号与所述正弦波混频；模数转换器，将混频的模拟信号转换成数字信号；以及数字信号处理器，输出数字信号，以便I信道信号和Q信道信号能够被分开地输出，并将一相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

根据本发明的另一方面，提供一种直接转换接收方法。该直接转换接收方法包括步骤：使用本机振荡器获取正弦波；将所述正弦波与输入信号混频；将混频的模拟信号转换成数字信号；以及输出所述数字信号，以便I信道信号和Q信道信号能够被分开输出，并将一相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

根据本发明的再一方面，提供一种直接转换接收方法。该直接转换接收方法包括：接收RF信号并放大该RF信号，同时阻止包含在RF信号中的噪声被放大；使用本机振荡器从已放大的信号获取正弦波；将已放大的信号与所述正弦波混频；放大在基带中的混频信号；将低频噪声从已放大的信号(在步骤(d)获取)中移除；将移除噪声的模拟信号转换成数字信号；以及输出所述数字信号，以便I信道信号和Q信道信号能够被分开输出，并将一相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

根据本发明的另一方面。提供一种计算和可读介质，并在其上记录有一种能够实现所述的直接转换接收方法的计算机可读程序。

附图说明

通过参考附图图解的本发明的优选实施例的更具体的说明，本发明的上述和其它目的、特点和优点将会变得更加清楚，其中：

图1示出了一种超外差方法的示意图；

图2示出了一种直接转换接收方法的示意图；

图3示出了一种本机振荡器的泄漏信号的电路示意图；

图4示出了干扰泄漏的电路示意图；

图5示出了一种常规直接转换接收机的方框图；

图6A示出了一种根据本发明的优选例的直接转换接收机的方框图；

图6B示出了另一种根据本发明的优选例的直接转换接收机的方框图；

图7示出了一种在根据本发明的优选例的直接转换接收机的混频器中的变频器的方框图；

图8示出了一种根据本发明的一个实施例的直接转换接收方法的流程图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图更详细地描述本发明。

图6A示出了一种根据本发明的优选例的直接转换接收机的方框图。参考图6A，直接转换接收机包括低噪声放大器(LNA)610、混频器620、本机振荡器630、基带放大器640、基带低通滤波器650、用于将模拟信号转换成数字信号的模数转换器660、以及将I信道与Q信道分开的数字信号处理器670。

本发明中的I和Q信道是虚拟的而不是现实的，因为一个信道包括I信道符号和Q信道符号。本机振荡器630的相位可以切换为0或90度或0或30度。这种切换处理必须在大于信号频谱中的最高频率F_spect的两倍的频率上执行。切换信号曲径与数字信号处理器670同步。模数转换器660执行采样。数字信号处理器670将作为采样结果获得的数据流分成I数据流和Q数据流。由模数转换器660执行的采样处理在大于4F_spect的频率下执行。

低噪声放大器610对输入到其的信号进行放大，同时阻止输入信号中的噪声分量被放大。

混频器620将放大的RF信号与从本机振荡器630输入的正弦信号合成。

本机振荡器630产生本机频率信号，即，正弦信号，并将该正弦信号提供到混频器620，以便该正弦信号能够与放大的RF信号合并。换句话说，本机振荡器630充当将参考频率提供到混频器620的频率源。本机振荡器630产生一个与输入RF信号0或30度的相位差的正弦波。可选地，本机振荡器630可以产生一个与输入RF信号的相位差为0或90度的正弦波。由从数字信号处理器670输出的控制信号来确定是否用本机振荡器630产生一个与输入RF信号的相位差为0或30度的正弦波，这些将在后面详细描述。

由于输入信号被低噪声放大器610放大的程度不充分，所以基带放大器640在基带之内对由低噪声放大器610放大的输入信号进行放大。

基带低通滤波器650将低频噪声从由基带放大器640放大的信号中消除。基带低通滤波器640要求在大于F_spect的至少两倍的截止频率上工作。必须考虑码元间干扰层和频率选择性水平的截止频率来选择有关基带低通滤波器的截止频率的参数。附加的频率选择性可以由用于数字处理的数字过滤器来执行。为了阻止在F_spect/2上发生伪现象，基带低通滤波器650需要考虑转换损失。

模数转换器660将模拟信号转换成数字信号。

数字信号处理器670输出与Q信道信号分开的I信道信号，并发送一个相位控制信号到本机振荡器630，该相位控制信号确定将由本机振荡器630产生的正弦波的相位。换句话说，由于根据本发明的直接转换接收机以分时方式处理I信道信号和Q信道信号，所以本机振荡器630保持产生的具有与输入信号的相位差为0E的正弦波在一段预定时间周期内，并将该正弦波与输入信号混频。然后，直接转换接收机暂时保持产生的具有与输入信号的相位差为90E的正弦波，并接着暂时将该正弦波与输入信号混频。上述的相位控制信号由数字信号处理器670产生。

图6B示出了另一种根据本发明的优选例的直接转换接收机的方框图。如图6B所示，仅使用几个必要的元件，即混频器680、本机振荡器681、模数转换器(ADC)682和数字信号处理器(DSP)683就能够体现该直接转换接收机。混频器680、本机振荡器681、模数转换器682和数字信号处理器683与图6A所示的数字转换接收机的对应部分相同，因此这里不再重复对它们的描述。

图7示出了一种在根据本发明的优选例的直接转换接收机的混频器中的变频器的方框图。由Gilbert倍频单元组成的变频器在本机振荡器(LO)的信号的第三谐波上工作，并且由于输入到本机振荡器的信号的不对称，而在本机振荡器的偶次谐波上产生受抑制的转换。

根据本发明的变频器使用一种Gilbert倍频单元，该Gilbert倍频单元具有一种不对称的结构并且在本机振荡器的奇次谐波上工作。由于这种不对称的结构，变频器能够减小在本机振荡器的偶次谐波上的信道信号。

本机振荡器LO的相互反向位的信号输入到晶体管V4(740)和V5(750)和晶体管V3(730)和V6(760)。特别是，0E相位信号输入到晶体管V4(740)和V5(750)，180E相位信号输入到晶体管V3(730)和V6(760)。由于包括晶体管V3(730)、V4(740)、V5(750)和V6(760)的变频器的不对称切换结构，产生流入晶体管V3(730)、V4(740)、V5(750)和V6(760)的基极的基波电流的偶次谐波，并且在上述的偶次谐波上可以获得更大的转换增益，同时忽略在基波电流的偶次谐波的转换增益。

理论上，在变频器中很少产生电流的偶次谐波。因此，在上述的偶次谐波上的转换增益也很少。

在下面的段落中将描述根据包括上述变频器的本发明的直接转换接收机中的混频器的操作和功能。

直接转换接收机可以在本机振荡器的奇次谐波上工作。随着谐波的数量增加，转换增益持续降低。本机振荡器的第三谐波是最佳的。由于直接转换接收机在本机振荡机的奇次谐波上工作，则能够抑制本机振荡器的信号向本机振荡器的周边介质发射。

抑制本机振荡器的偶次谐波上的转换增益导致了少量的伪信道。在预定的谐波转换信道不具有任何相邻的谐波转换信道的情况中，例如在存在第三谐波转换信道的情况中，没有提供第二和第四谐波转换信号，并且可以简化对RF滤波器的需要。

在设计一个IQ混频器中可以使用一种0E到90E的移相器，该移相器采用了根据本发明的变频器的结构和功能。

图8示出了一种根据本发明的一个实施例的直接转换接收方法的流程图。参考图8，在步骤810，低噪声放大器对一个输入信号进行放大，同时阻止包含在相应的信号中的噪声被放大。在步骤820，本机振荡器产生并输入一个将与输入信号混频的正弦波。所产生的正弦波与放大的输入信号的相位差为0E或30E。

在步骤830，混频器将放大的输入信号与从本机振荡器输入的正弦波进行混频。之后，在步骤840，基带放大器将基带中混频的结果进行放大。

在步骤850，基带低通滤波器将低频噪声从由基带放大器放大的信号中移除。基带低通滤波器在大于输入其的信号的频谱频率的至少两倍的截止频率下工作。考虑码元间的干扰级和选择性级来选择该基带低通滤波器的截止频率。

因此，在步骤860，模数转换器将来自噪声已经被移除的模拟信号转换成数字信号。

在步骤870，数字信号处理器输入数字信号，因此I信道信号和Q信道信号能够分开地输出。之后，数字信号处理器将相位控制信号发送到本机振荡器，该相位控制信号确定将由本机振荡器方式的正弦波的相位。

在根据本发明的直接转换接收方法的所有这些步骤中，步骤810、840和850不是一直都必需的，因此可以省略。

至此所描述的本发明可以以一种程序来体现，该程序可以使用一种计算机可读记录介质在计算机中执行。

该计算机可读记录介质包括诸如ROM、软盘或硬盘的磁记录介质，诸如CD-ROM或DVD的光存储介质，以及载波，例如经由网络的数据传输。

如上所述，根据本发明，能够解决现有技术中的I和Q信道之间的不匹配问题，并提供一种高效率和高产出的数字系统，该系统使用单个混频器、单个基带滤波器、单个基带放大器、单个模数转换器和数字信号处理器，并采用使用单个信道的直接转换。

虽然已经参照本发明的实施例具体示出和说明了本发明，本领域的技术人员应当理解，在不脱离所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。

Claims

1.一种直接转换接收机，包括：

本机振荡器，产生正弦波；

混频器，接收输入信号，并将该输入信号与所述正弦波混频；

模数转换器，将混频的模拟信号转换成数字信号；以及

数字信号处理器，输出数字信号以便I信道信号和Q信道信号能够被分开输出，并将一相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

2.如权利要求1所述的直接转换接收机，还包括低噪声放大器，用于放大输入信号，同时阻止包含在输入信号中的噪声被放大。

3.如权利要求1所述的直接转换接收机，还包括基带放大器，用于放大基带中的混频模拟信号。

4.如权利要求1所述的直接转换接收机，还包括基带低通滤波器，用于将低频噪声从被所述基带放大器放大的信号中移除。

5.如权利要求1所述的直接转换接收机，还包括：

低噪声放大器，用于放大输入信号，同时阻止包含在输入信号中的噪声被放大；

基带放大器，用于放大基带中的混频模拟信号；以及

基带低通滤波器，用于将低频噪声从被所述基带放大器放大的信号中移除。

6.如权利要求4所述的直接转换接收机，其中基带低通滤波器在至少大于输入信号频谱中的最高频率的两倍的截止频率工作。

7.如权利要求4所述的直接转换接收机，其中基带低通滤波器阻止在所述输入信号频谱中的最高频率的一半上混淆。

8.如权利要求1所述的直接转换接收机，其中响应由所述数字信号处理器发送的所述相位控制信号，本机振荡器产生正弦波，该正弦波与所述输入信号的相位差为0E或30E。

9.如权利要求1所述的直接转换接收机，其中响应由所述数字信号处理器发送的所述相位控制信号，本机振荡器产生正弦波，该正弦波与所述输入信号的相位差为0E或90E。

10.如权利要求1所述的直接转换接收机，其中所述混频器包括变频器，该变频器使用在本机振荡器的奇次谐波上工作的Gilbert单元，并具有不对称的结构。

11.如权利要求10所述的直接转换接收机，其中所述变频器使用在本机振荡器的奇次谐波上工作的Gilbert单元，并具有不对称的结构。

12.如权利要求10所述的直接转换接收机，其中所述变频器响应本机振荡器的第三奇次谐波而工作，并减小响应本机振荡器的偶次谐波信号而产生的转换信道的数量。

13.如权利要求10所述的直接转换接收机，其中所述变频器包括：

第一晶体管，接收与所述输入信号的相位差为0E的RF信号；

第二晶体管，接收与所述输入信号的相位差为90E的RF信号；

第三晶体管，接收由所述本机振荡器产生的、且与所述输入信号的相位差为0E的正弦波，并连接到第三晶体管；

第四晶体管，接收由所述本机振荡器产生的、且与所述输入信号的相位差为0E的正弦波，并连接到第二晶体管；

第五晶体管，接收由所述本机振荡器产生的、且与所述输入信号的相位差为180E的正弦波，并连接到第一晶体管；以及

第六晶体管，接收由所述本机振荡器产生的、且与所述输入信号的相位差为180E的正弦波，并连接到第二晶体管。

14.一种直接转换接收方法，包括步骤：

使用本机振荡器获取正弦波；

将所述正弦波与输入信号混频；

将混频的模拟信号转换成数字信号；以及

输出所述数字信号以便I信道信号和Q信道信号能够被分开地输出，并将相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

15.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，所述输入信号被放大，同时包含在输入信号中的噪声被阻止放大。

16.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，响应所述相位控制信号而产生与所述输入信号的相位差为0E或30E的正弦波。

17.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，响应所述相位控制信号而产生与所述输入信号的相位差为0E或90E的正弦波。

18.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，使用Gilbert单元的变频器在产生正弦波的本机振荡器的奇次谐波工作，并具有不对称的结构，在本机振荡器的第三奇次谐波工作，并减小响应本机振荡器的偶次谐波而产生的变换信道的数量。

19.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在被转换成数字信号之前，混频模拟信号在基带频率范围内被放大，并且然后将低频噪声移除。

20.如权利要求19所述的直接转换接收方法，其中移除低频噪声是使用基带低通滤波器而执行的，该基带低通滤波器在至少大于输入信号频谱中的最高频率的两倍的截止频率上工作。

21.一种直接转换接收方法，包括步骤：

接收RF信号并放大该RF信号，同时阻止包含在RF信号中的噪声被放大；

使用本机振荡器从已放大的信号获取正弦波；

将已放大的信号与所述正弦波混频；

放大在基带中被混频的信号；

将低频噪声从已放大的信号(在步骤(d)获取)中移除；

将移除噪声的模拟信号转换成数字信号；以及

输出所述数字信号，以便I信道信号和Q信道信号能够被分开地输出，并将相位控制信号传输到本机振荡器，该相位控制信号确定由本机振荡器产生的正弦波的相位。

22.如权利要求21所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，响应所述相位控制信号而产生与所述输入信号的相位差为0E或30E的正弦波。

23.如权利要求14所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，响应所述相位控制信号而产生与所述输入信号的相位差为0E或90E的正弦波。

24.如权利要求21所述的直接转换接收方法，其中在获取正弦波中，使用Gilbert单元的变频器在本机振荡器的第三奇次谐波下工作，并减小响应本机振荡器的偶次谐波而产生的转换信道的数量，该Gilbert单元在产生正弦波的本机振荡器的奇次谐波工作的，并具有不对称的结构。

25.如权利要求21所述的直接转换接收方法，其中使用基带低通滤波器移除所述低频噪声，该基带低通滤波器在至少大于输入信号频谱中的最高频率的两倍的截止频率工作。

26.一种计算机可读记录介质，在其上记录有一种能够实现权利要求14所述的直接转换接收方法的计算机可读程序。

27.一种计算机可读记录介质，在其上记录有一种能够实现权利要求21所述的直接转换接收方法的计算机可读程序。