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CN1373563A - 可用于单载波和多载波接收操作的移动台接收机 - Google Patents

可用于单载波和多载波接收操作的移动台接收机 Download PDF

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CN1373563A
CN1373563A CN01145229.3A CN01145229A CN1373563A CN 1373563 A CN1373563 A CN 1373563A CN 01145229 A CN01145229 A CN 01145229A CN 1373563 A CN1373563 A CN 1373563A
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CN
China
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subcarrier
receiver
multicarrier
digital
signal
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Application number
CN01145229.3A
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English (en)
Inventor
S·哈尔波亚
M·哈马莱宁
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Nokia Oyj
Original Assignee
Nokia Mobile Phones Ltd
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Publication date
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

按照单载波和多载波接收的方法执行下列步骤:将接收RF信号下变频为I和Q信道信号,其中每个都包含低IF的多个副载波,如需要,一个副载波或单载波以0Hz为中心;用模拟低通滤波器在I和Q信道中对感兴趣的频带外干扰信号滤波;将I和Q信道信号转换为其数字表示;在多载波接收时,通过将I和Q信道信号的数字表示正交下混频到数字域中的基带,分离作为彼此镜像的副载波;以数字形式添加或减去结果I和Q信号,以获得包含所需副载波的上边带和下边带之一或两者。在对称多载波接收时,下变频步骤包括将本机振荡器调谐到一组副载波的中心频率的步骤。而在非对称多载波接收时,下变频步骤包括将本机振荡器调谐在正中的副载波与其干扰相邻信道之间的步骤。

Description

可用于单载波和多载波接收操作的移动台接收机
技术领域
本发明一般涉及无线通信系统和方法，更具体地说，涉及能够接收多个载波频率(多载波)的RF接收机。
背景技术
现代无线电信系统正逐步发展以便为移动设备的用户提供高速分组数据服务。一个示例是为移动设备的用户提供因特网访问的能力。朝这方向快速发展的一个无线系统是称为全球移动通信系统(GSM)的时分多址(TDMA)系统，特别是称为GSM+的增强版GSM、GPRS(通用分组无线电业务)和EGPRS(增强型通用分组无线电业务)。
随着此类现代无线电信系统的发展，用户对更高速的数据连接需求将会不可避免地增加。增加有效数据率的一个特别有吸引力的技术是为无线网络提供多载波传输能力，以及为此处也称为移动台的无线设备提供对应的多载波接收功能。在这种类型的系统中，每个载波可输送单独的数据流，或单个数据流的不同部分，因而有效地增加了移动台接收的总数据率。为便于说明本发明，移动台可以为手持或车载蜂窝电话、个人通信装置、具有无线通信能力的个人数字助理(PDA)类型的装置、具有无线通信能力的个人计算机(PC)以及具有无线通信能力的其它类型的装置。
在移动台中实施多载波接收功能时，一个重要的考虑事项是它不会对移动台的集成度、成本、功耗和复杂性造成不利影响。另一个考虑事项是包含多载波接收能力不会损害接收机在正常单载波环境操作的能力。
现在有多种方法可提供多载波接收能力。然而，正如下面所将看到的一样，这些方法中没有一个可提供最佳解决方案。
首先要说明的是，出于多个实际原因，可以看到在实施多载波接收机方面最好使用直接转换接收机(DCRX)。在DCRX方法中，接收的RF载波直接下变频到基带，因而避免了生成一个或多个中频(IF)。关于DCRX的参考，可以参考例如下列共同转让的美国专利，通过引用将这些专利完整地结合在此，这些专利有：Petteri Alinikula等人的题为“在直接转换接收机中消除D.C偏置和杂散AM抑制”(Elimination of D.C.Offset and Spurious AM Suppression in a DirectConversion Receiver)的美国专利No.6115593；Kari Lehtinen的题为“在双频带无线电通信系统的直接转换收发信机中生成频率的方法，双频带无线电通信系统的直接转换收发信机以及在移动台中使用此方法和仪器”(Method of Generating Frequencies in a Direct ConversionTransceiver of a dual Band Radio Communication System，a DirectConversion Transceiver of a Dual Band Radio Communication Systemand the Use of this Method and Apparatus in a Mobile Station)的美国专利No.5983081；以及Jarmo Heinonen的题为“在两个频带中发送和接收RF信号的发射机/接收机”(Transmitter/Receiver for Transmittingand Receiving of an RF Signal in Two Frequency Bands)的美国专利No.5896562。
第一个可能的多载波接收技术可称为模拟下变频。在此系统中，从同相(I)与正交(Q)混频器到模数转换器(ADC)，为每个载波提供了DCRX通路。然而，使用此方法要求大量增加所需功耗和电路面积，且灵敏度也可能受到损失。此外，需要多个DCRX所需的频率合成器在频率面(frequency plane)上彼此相互很近地操作，从而产生可能的干扰影响。
另一个技术是使用宽带RF接收滤波器，结合出现在ADC后的单个模拟混频器及IQ混频。宽带滤波器预期应对感兴趣的副载波频率组或“束”外的另外信道和带内阻块(blocker)进行抑制。因而这些信号的衰减应当足以不超出ADC的动态要求。这意味着需要许多高阶和很高Q的滤波器(如果宽带滤波器不可调)。虽然使用镜像抑制混频器在抑制干扰信道方面会提供某种帮助，但至少从有成本效益实施的角度来看，此方法是不实用的。
另一种实施多载波接收机的方法是采用模拟IQ混频器对、复(与“实”相对)模拟宽带滤波器及在ADC后的最终IQ检测。然而，可以看到接收机模拟端的IQ不平衡将镜像抑制限制到大约30dB，其实可能需要的镜像抑制大约是其两倍。有关此方法的其它参考，请参阅美国专利No.4914408。
还有一种实施多载波接收机的方法是采用模拟IQ混频器对、实(与“复”相对)模拟宽带(带通)滤波器及数字形式的镜像抑制，并结合ADC后的IQ检测。这种情况下，IQ混频器对将副载波束混频到IF，随后，使用I和Q信道的模拟滤波器将副载波及其镜像与其它干扰信号分开。然而，在此方法中，ADC的动态要求过于严格，难以提供有成本效益的实施。
在以下专利中，可以找到多种相关的先有技术：R.Maixner等人的题为“单边带信号解调器”的美国专利No.4241451；L.Kahn的题为“AM立体发射机”的美国专利No.4220818；J.Haartsen的题为“多载波无线电系统与无线电收发信机实现”的美国专利No.6081697；R.Boehnke等人的题为“多载波传输，与现有GSM系统兼容”的欧洲专利EP938208A1；以及J.James的题为“卫星调谐器级”的欧洲专利EP715403A1。
应记住的一点是这些常规方法没有一种可展示所需属性，即通过单载波接收机体系结构提供高度协同。这是一个重要的考虑，因为在语音操作模式中，多数GSM接收机在DCRX模式，因此转换到多载波接收(数据模式)并且再转换回原模式应尽可能简单。
因此可以明白存在一个无法行使的需要是提供克服上述和其它问题的多载波接收机。
发明内容
本发明的第一个目的和优点是提供一种改进的多载波接收机。
本发明的另一个目的和优点是提供一种用于移动台的改进的多载波接收机，该接收机克服上述和其它问题，在实施上具有成本效益，并且与单载波接收环境中的DCRX的使用是协同的。
按照本发明实施例的方法和仪器克服了上述和其它问题，并且实现了上述目的和优点。
根据用于多载波接收的方法，执行以下步骤：将接收的RF信号下变频为同相(I)和正交(Q)信道信号，其中每个信号包含低中频(低IF)的多个副载波，并且如有必要，一个副载波或单载波以0Hz为中心；在I和Q信道中用模拟低通滤波器对感兴趣的频带外的干扰信号进行滤波；将I和Q信道信号转换为其数字表示；在多载波接收情况下，通过将I和Q信道信号的数字表示正交下混频(quadraturedownmixing)到数字域中的基带，将作为彼此镜像的副载波分开；以及以数字形式添加或减去结果I和Q信号，以获得包含所需多载波的上边带和下边带之一或两者。对于对称多载波接收的情况，下变频的步骤包括将本机振荡器调谐到一组副载波的中心频率的步骤，而对于非对称多载波接收的情况，下变频的步骤包括在正中副载波与其干扰相邻信道之间调谐本机振荡器的步骤。
在多载波操作的情况下，由较窄的滤波器代替宽带模拟低通滤波器，所述较窄的滤波器的带宽按各个副载波的带宽设置，并且所述较窄的滤波器的中心频率是固定或可调谐的频率。
在单载波接收的情况下，接收机可在直接转换或低IF模式下操作，并且从多载波接收改变到单载波接收要执行以下步骤：调谐模拟基带滤波器带宽，以构成单载波带宽；调整用于单载波接收的模数转换器带宽和动态范围，且其中数字正交下混频和数字加法器可以被重新配置或被无效。
在单载波接收的情况下，接收机在IF模式下操作，其中从单载波改变到多载波接收要执行以下步骤：旁路IF滤波器；调谐模拟基带滤波器带宽，以构成多载波信号带宽；调整用于多载波接收的模数转换器宽带和动态范围，且其中数字正交下混频和数字加法器可以被激活。
在模拟到数字转换后，I和Q信道之间的振幅和相位不平衡被补偿，以使不需要边带的抑制最大化。
在多载波接收的情况下，根据所有副载波的功率来调整模拟电路中的接收机增益，或者在副载波间隔足够小时，是根据其中一个副载波的功率。
根据这些讲授内容，数字滤波提供每个副载波的最终选择性。
模拟域中的选择滤波可由具有足够宽带宽的低通滤波来实现，以致覆盖整个副载波束，或者，每个副载波可以具有其自己相关的窄带滤波器，以便与低通过滤器的情况相比较，可以减轻模数转换功能的动态要求。
公开的多载波接收方法和装置与传统的单载波DCRX方法具有最高的协同。
附图说明
结合附图阅读本发明详细说明，可更加清楚本发明的上述和其它特性，附图中：
图1是适合实施本发明的无线通信系统的简化方框图；
图2是有助于解释多载波接收机操作的频率图，并示出了在到接收机ADC的输入端的对称多载波组或束；
图3是图1中移动台接收机的目前最佳实施例的方框图，从单副载波的角度来看，它具有多载波接收和镜像频率的数字取消能力；
图4是按照这些讲授内容的一个方面的描述后ADC载波选择逻辑的方框图；
图5是有助于解释非对称副载波选择处理的频率图，并示出了在到接收机ADC的输入端的非对称多载波组或束；
图6是描述象图4中那样的后ADC载波选择逻辑的方框图，并且图6还说明了对数字I和Q信号之间的振幅和相位不平衡进行补偿的数字逻辑；
图7更详细地示出图3的功率测量和数字增益控制方面；以及
图8说明对单载波IF滤波器进行旁路以提供多载波信号路径的技术。
具体实施方式
首先参照图1，它说明适合于实施本发明的无线通信系统5的实施例的简化方框图。无线通信系统5包括至少一个移动台(MS)100。图1还示出示例性网络营运商，例如该网络营运商具有：GPRS支持节点(GSN)，用于连接到诸如公共分组数据网络或PDN的电信网络；至少一个基站控制器(BSC)40；以及多个基站收发信台(BTS)50，它们按照预定的空中接口标准，在前向或下行方向将物理和逻辑信道两者发送到移动台100。还存在从移动台100到网络营运商的反向或上行通信路径，它传送移动台始发的接入请求与业务。为说明本发明，假定BTS 50具有多载波传输能力。
在这些讲授内容的最佳而不是限制性实施例中，空中接口标准可与允许多载波数据传输到移动台100的任何标准相一致，诸如允许因特网70接入和网页下载的数据传输。在本发明的目前最佳的实施例中，空中接口标准是支持GSM或高级GSM协议和空中接口的时分多址(TDMA)空中接口，虽然这里讲授内容并不局限于TDMA、GSM或GSM相关的无线系统。
网络营运商还可以包括为移动台100接收和转发消息的适当类型的消息中心(MC)60。其它类型的消息业务可包括补充数据业务及一个当前在开发中的并称为多媒体消息业务(MMS)的业务，其中，图象消息、视频消息、音频消息、文本消息、可执行内容等、以及其组合可在网络与移动台100之间传送。
移动台100一般包括微控制单元(MCU)120，MCU 120具有连接到显示器140输入端的输出端，MCU 120具有连接到键盘或小键盘160输出端的输入端。移动台100可以是手持式无线电话，如蜂窝电话或个人通信装置。移动台100也可包含在使用期间连接到另一装置的卡或模块内。例如，移动台100可包含在使用期间安装于便携式数据处理器中的PCMCIA或类似类型的卡或模块内，诸如膝上型或笔记本计算机，或者甚至是可配带在用户身上的计算机。
假定MCU 120包括或连接到某种类型的存储器130，包括存储操作程序的只读存储器(ROM)以及临时存储所需数据、暂时存储器、接收的分组数据、要传送的分组数据等的随机访问存储器(RAM)。也可提供单独的、可拆卸SIM(未示出)，例如，SIM存储首选的公共陆地移动网络(PLMN)列表和其它用户相关信息。为说明本发明，假定ROM存储某个程序，可使MCU 120执行所需的软件例程、层和协议，以便按照此处的讲授内容使用多载波方法至少实现数据接收，以及通过显示器140和小键盘160为用户提供适当的用户接口(UI)。虽然此处并未示出，但一般提供有麦克风和扬声器，以便用户以常规方式进行语音呼叫。
移动台100还包含无线部分和无线收发信机，无线部分包括数字信号处理器(180)、或等效的高速处理器或逻辑，无线收发信机包括发射机200和接收机220，两者均连接到天线240，用于与网络营运商通信。为调整收发信机，提供至少一个本机振荡器(LO)260，诸如频率合成器。诸如分组数据的数据通过天线240发送和接收。下列论述内容主要涉及接收机220，此处假定为DCRX接收机，以及涉及按照这些讲授内容实现DCRX多载波接收机目前最佳的实施例中的DSP 180的操作。
通过介绍，本发明的这些讲授内容涉及到DCRX与低中频(低-IF)接收机无线电体系结构的组合，其中某一副载波的IF由频率面中的副载波间隔定义。在低IF的情况下，假定IF为非零值，且具有不需要单独模拟IF滤波器的值。从整个副载波束的角度来看，接收机象常规DCRX一样操作，且对0Hz(零赫兹)周围的副载波组进行混频。实际上，如果有奇数个副载波，则接收机对于正中的副载波(在对称的情况下)象DCRX一样操作。本发明的讲授内容对频率域的多个载波位置不强加任何要求，也不对多载波的数量强加任何要求。因此，这些讲授内容支持对称和非对称操作。这些讲授内容的一个重要方面是用于多载波接收的单载波DCRX的配置，其中修改最小，且在当前消耗和成本效益方面性能最佳。
在对称操作中，本机振荡器260调谐到副载波组或束(频率的)的中心频率，并在IQ混频器中生成了同相(I)和正交(Q)信号。因此，低IF的副载波彼此镜像。通过正交下混频到数字域的基带，以及通过添加或减去I和Q信号来获得所需的上边带或下边带，完成作为彼此镜像的副载波的分离。在对称的情况下，低IF信号的上下边带均通过适当选择求和算子来检测。视实际多载波部署而定，在ADC前，可能需要在低IF具有可调谐中心频率的带通滤波器，以便减轻ADC的动态范围要求。然而，目前最佳操作模式是在模数转换功能前提供单个低通滤波器。如果在副载波之间不存在很强的干扰，且如果副载波在频率面上位置对称，则这是可能的。在对称操作中具有奇数个副载波的情况下，中间的载波会直接下变频到基带(在模拟电路中)。
在非对称操作中，接收机LO 260并不调谐到副载波束的中心频率，而是调谐在正中的副载波和该副载波的干扰相邻信道之间。这样做是为了减轻镜像抑制要求。如果与所需的信号相比，相邻信道电平较低，且如果采用的调制方案要求高的信噪比(SNR)，则可能需要此类型的操作。
如果使用了正交下变频，则负频率不会反映到实端(实际上它们有某种程度反映，只是受到严重抑制)。在众所周知的概念后的基本思想是对于所需或所要的信号(+90°，即正频率)和镜像信号(-90°，即负频率)，I和Q之间的相位关系是不同的，这使得区分这两种信号成为可能。
副载波束在正交模拟混频器对中的DC周围混频。结果下混频副载波如图2中所示(假定是对称的情况)，具有示例性的600kHz载波间隔。正如看到的那样，所需或所要的副载波1和5以及所要的副载波2和4是镜像对。所要的副载波3的镜像在模拟IQ混频(DCRX操作)时被抑制。
图3是镜像抑制接收机220的电路图。通常，图3呈现了以数字方式取消镜像频率的基本概念。如图1通常所示，接收机220具有连接到天线240的输入端和连接到DSP 180的输出端。图3中的信号选择单元220A可由DSP 180或数字逻辑实现。参照图2与图3，如果所要的副载波2和4在天线240，则DSP 180输出的是所要的副载波4中的数据。使用加法器221其它类型的符号配置时，输出的将是所需的副载波2中的数据。在目前最佳实施例中，接收机220包括至少一个信号选择单元220A，该单元220A包含由数字乘法器222馈给信号的加法器221。数字乘法器222分别从I信道和Q信道ADC 223A与223B接收其输入。通过分离接收的RF信号并且将分离的信号施加到I信道下变频器224A与Q信道下变频器224B，来得到I和Q信道。下变频器混频器224A和224B由LO 260通过移相器225驱动。下变频器混频器224A和224B后面跟着基带(BB)滤波器，分别实现为实带通滤波器(BPF)或低通滤波器(LPF)226A与226B。下变频和滤波的I信道和Q信道信号施加到ADC 223A与223B，用于转换到数字域并做进一步处理。
通常，在正好位于DSP 180前面的加法器221对中，决定是否要选择出现在负或正频率镜像对上的信号。图3中，加法器221配置为选择正频率上的信号，因而负频率上的镜像被衰减。加法器221加和减输入的另一配置将造成正频率上的信号的取消或衰落，并选择负频率上的信号，正如上面所述的那样。
因此可直接获得以下两种结果：例如，所要的副载波1和5具有公共乘法器222，但具有不同的加法器221，其中一个加法器对选择所要的副载波1并抑制所要的副载波5，而另一个选择所要的副载波5并抑制所要的副载波1。
按照这些讲授内容的接收机220的上述操作在图4中示出，其中提供了多个信号选择单元220A、220B和220C。由于假定所有副载波功率相等，因而镜像抑制要求保持适中。
注意在信号选择单元220A前可能有数字IQ调谐，以改进镜像抑制。这在图6中示出，其中数字逻辑227使用从存储器130读取的X和Y的值来改变关于Q(或I)的I(或Q)信号的相位和振幅。
进行IQ调谐的目的是补偿在模拟电路中产生的相位和/或振幅不平衡，并因此改进镜像抑制。例如，可以在生产测试期间执行补偿，其中比较不要的边带与所要的边带的电平，并可使用从存储器中读取的某些调谐参数值进行测量。然后，选择对不要的边带产生最高抑制的参数值供使用并将其存储在存储器130中。
作为一个示例，现假定由网络启动图2所示的下行多载波传输(例如，移动台从语音呼叫改变为数据呼叫)。移动台100接收多载波的过程于是如下：
过程：
(A)基带(BB)低通滤波器226A、226B的带宽从100kHz增加到1.3MHz。注意，由于副载波束在0Hz周围，因而低通滤波器转折频率因而在1.3MHz左右。由于此滤波器是实滤波器(不是复滤波器)，因此它包括所有5个副载波。
(B)增加I和Q分支ADC 223A、223B的过抽样比率，以在1.3MHz带宽上获得足够动态范围，或者视使用的ADC拓朴结构而定，可使用其它技术增加动态范围。
(C)如果不同于单载波操作频率，则合成器(LO 260)频率被调整到副载波频率组或束的中间频率。(注意可能只有二个、三个或四个具有不同频率间隔的副载波。)
(D)按照图4更改ADC 223A、223B后的信号路径。如图3所示，每个镜像对因此转到相同的信号选择单元220A、220B和220C，其中四个乘法器222将信号转换到基带，其后四个加法器221(每个副载波有两个)选择下边带或上边带。
(E)接下来，由DSP 180提供其它进一步处理，例如，应用数字自动增益控制(AGC)。
此外，关于DSP 180，仍参照图3，可提供数字低通滤波器182，以便取得每个副载波的最终选择性。当使用多载波接收操作时，DSP180也可以实现数字功率测量(PM)逻辑，用于测量所有副载波中的功率。这种情况下，也可以提供数字增益单元(DGB)186，用于根据单元186获得的测量功率来独立调整副载波功率。
图7更详细示出图3的功率测量和数字增益控制方面，并且还示出插在混频器224A、224B与低通滤波器226A、226B之间的模拟AGC单元227。注意，在一些实施例中，可能要在低通滤波器182与功率测量单元184之间提供抽选。
图8说明用于旁路单载波IF滤波器300的技术，如果存在，提供多载波信号路径。注意，假定GSM接收机是DCRX类型，然而某些实现可能提供IF滤波器300和混频器302，主要是由于DC偏置产生的问题。这种情况下，可提供切换网络(SW1，SW2)来旁路单载IF混频器302和IF滤波器300。如果多载波操作不具有在0Hz周围的副载波，则多载波模式中不存在DC偏置问题。只要IQ混频器对224A、224B不包含电抗部件(即具有窄带宽)，便可以利用所示电路。
如以上所述，一些调制方案要求高信噪比(SNR)，例如，EGPRS中称为多编码方案(MCS)9类的实际上为MCS-9的方案要求几乎30dB的SNR。因此，如果有两个相等功率的MCS-9副载波作为镜像对，则需要大约45dB的镜像抑制。虽然本发明的目前最佳的实施例采用与IQ调整结合的对称接收(参见图6)，但如果无法通过附加的IQ调谐实现所需的镜像抑制，则在ADC 223输入端，副载波可能非对称地被安排。这在图5中示出，其中，所要的IF副载波3是100kHz，而不是0kHz，意味着其相邻信道(adj3)作为镜像。这将MCS-9的镜像抑制要求减轻到大约30dB。注意，如上所述，对所要的副载波1的另一信道也实现了近似dB的镜像抑制，该信道是所要的副载波5的相邻信道的镜象。非对称操作还提供一些其它优点，诸如不存在DC偏置问题。
使用本发明的讲授内容提供了多个优点。例如，当镜像与所要的信号(对称情况)处于相同电平时，镜像频率抑制要求保持适中。注意，根据示例，EGPRS中的MCS-9模式要求如此高的SNR，以致在标准要求中，相邻信道实际比所要的信道的电平低。因此，从镜像抑制的角度来看，将相邻信道作为镜像而不是所要的信道会是有利的。上面关于图5描述了完成此操作的过程(非对称情况)。
此外，按这些讲授内容采用的数字实现对IQ不平衡较不敏感。并且，如图6所示地使用IQ调谐使增加镜像抑制变得可能。
此外，镜像抑制功能的数字实现对所有镜像提供抑制，即，对那些不仅是所要信道而且也是相邻信道的镜像提供抑制。如果使用例如镜像抑制混频器，则不是这种情况。
与目前指定的GSM接收机相比，通过增加基带带宽，包括ADC223A、223B的带宽，并在数字电路(诸如DSP 180)中采用正确的数学运算，可实现本发明的讲授内容。
相关地，与上面总结的其它多载波方法中的一些方法相比，由于感兴趣的信号在DC周围，而不是在某一IF周围，因而ADC 223带宽得以有效地减半。此外，IF越低，就更易于取得高动态ADC实现。另外，如上所述，图6的IQ调谐可在信号选择单元前被执行，以便提高镜像抑制。
虽然本发明的讲授内容主要是描述移动台100的多载波接收环境，但应该明白，如果移动台100具有多载波传输能力，则也可在网络端实现本发明的讲授内容(例如，在BTS 50中)。
因此，虽然本发明就其最佳实施例进行具体说明和描述，但本领域的技术人员明白，在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以在形式和细节上进行改变。

Claims (30)

1.一种用于执行单载波和多载波接收的方法，它包括以下步骤：
将接收RF信号下变频为同相(I)和正交(Q)信道信号，其中每个信道信号包含低中频(低IF)的多个副载波，并且如果需要，一个副载波或单载波以0Hz为中心；
使用模拟滤波器，在所述I和Q信道中对感兴趣的频带外的干扰信号进行滤波；
将所述I和Q信道信号转换为其数字表示；
在所述多载波接收情况下，通过将所述I和Q信道信号的所述数字表示正交下混频到数字域中的基带，分离作为彼此镜像的副载波；以及
以数字形式添加或减去结果I和Q信号，以便获得包含所述副载波中所需的副载波的上边带和下边带之一或两者。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
对于对称多载波接收的情况，下变频的所述步骤包括将本机振荡器调谐到一组副载波的中心频率的步骤。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
对于非对称多载波接收的情况，下变频的所述步骤包括将本机振荡器调谐在正中的副载波与其干扰相邻信道之间的步骤。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
数字滤波为每个所述副载波提供最终的选择性。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
在所述多载波操作的情况下，一些更窄的滤波器代替了宽带模拟低通滤波器，其带宽根据各个副载波的带宽来设置，且其中心频率是固定的或可调谐的。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
在所述单载波接收的情况下，所述接收机可在直接转换或低IF模式下操作，并且从多载波接收变化到单载波接收包括以下步骤：调谐模拟基带滤波器带宽以构成所述单载波带宽，调整用于单载波接收的模数转换器带宽和动态范围，其中数字正交下混频和数字加法器可被重新配置或被无效。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于：
在所述单载波接收的情况下，所述接收机在IF模式下操作，其中从单载波改变到多载波接收包括以下步骤：旁路RF混频器和IF滤波器，调谐模拟基带滤波器带宽以构成所述多载波信号带宽，调整用于多载波接收的模数转换器带宽和动态范围，其中数字正交下混频和数字加法器可被启动。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
在模数转换后，I和Q信道之间的振幅和相位不平衡被补偿，以使不需要的边带抑制最大。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
在所述多载波接收的情况下，根据所有副载波的功率来调整模拟电路中的接收机增益，或者在所述副载波的间隔足够小时，根据所述副载波中的一个副载波的功率来调整。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于：
在所述多载波接收的情况下，分别对每个副载波来调整数字电路中的接收机增益，或者在副载波间隔足够小时，对所有副载波提供相同的数字增益。
11.一个用于单载波和多载波接收的接收机，它包括：
下变频器电路，用于将接收RF信号下变频到同相(I)和正交(Q)信道信号，其中每个信道信号包含低中频(低IF)的多个副载波，并且如果需要，一个副载波或单载波以0Hz为中心；
模拟低通滤波器，它具有可调谐转折频率，用于在所述I和Q信道中对感兴趣的频带外的干扰信号进行滤波；
I和Q信道模数转换器，用于将I和Q信道信号转换为其数字表示；
I和Q信道正交下混频器，用于通过将所述I和Q信道信号的所述数字表示正交下混频到数字域的基带，来分离作为彼此镜像的副载波；以及
数字加法器逻辑，用于选择性地添加或减去结果I和Q信号，以便获得包含所述副载波中所需的副载波的上边带和下边带之一或两者。
12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
对于对称多载波接收的情况，通过将本机振荡器调谐到一组副载波的中心频率来操作所述下变频器电路。
13.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
对于在非对称多载波接收的情况，通过将本机振荡器调谐在正中的副载波及其干扰相邻信道之间来操作所述下变频器电路。
14.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
对于多载波接收的情况，每个所述模拟低通滤波器由至少一个更窄带宽的滤波器来代替，所述至少一个更窄带宽的滤波器的带宽根据各个副载波的带宽来设置，且其中心频率是固定或可调谐的。
15.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
为适应单载波和多载波接收，所述模拟低通滤波器的转折频率及所述模数转换器的带宽与动态范围均是可调的，并且所述数字下混频与加法器逻辑可在不需要时被无效。
16.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
为适应单载波与多载波接收，所述接收机还包括切换结构，用于旁路用于单载波接收的RF混频器和IF滤波器。
17.如权利要求11所述的接收机，其特征在于还包括：
补偿所述数字I和Q信号之间振幅和相位不平衡的数字逻辑。
18.如权利要求11所述的接收机，其特征在于还包括：
用于在所述多载波接收的情况下测量副载波功率的数字逻辑。
19.如权利要求11所述的接收机，其特征在于：
在所述多载波接收的情况下，所述接收机还包括数字增益单元，用于对每个副载波独立地调整副载波功率。
20.一种移动台，它包括接收天线和数字信号处理器(DSP)，所述移动台还包括接收机，所述接收机具有连接到所述天线的输入端和连接到所述DSP输入端的输出端，所述接收机能够用于多载波接收并包括：
下变频器电路，用于将接收RF信号下变频到同相(I)和正交(Q)信道信号，其中每个信道信号包含低中频(低IF)的多个副载波，并且如果需要，一个副载波或单载波以0Hz为中心；
模拟低通滤波器，它具有可调谐转折频率，用于在所述I和Q信道中对感兴趣的频带外的干扰信号进行滤波；
I和Q信道模数转换器，用于将I和Q信道信号转换为其数字表示；
I和Q信道正交下混频器，用于通过将所述I和Q信道信号的所述数字表示正交下混频到数字域的基带，来分离作为彼此镜像的副载波；以及
数字加法器逻辑，用于选择性地添加或减去结果I和Q信号，以便获得包含所述副载波中所需的副载波的上边带和下边带之一或两者。
21.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
对于对称多载波接收的情况，通过将本机振荡器调谐到一组副载波的中心频率来操作所述下变频器电路。
22.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
对于在非对称多载波接收的情况，通过将本机振荡器调谐在正中的副载波及其干扰相邻信道之间来操作所述下变频器电路。
23.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
对于多载波接收的情况，每个所述模拟低通滤波器由至少一个更窄带宽的滤波器来代替，所述至少一个更窄带宽的滤波器的带宽根据各个副载波的带宽来设置，且其中心频率是固定或可调谐的。
24.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
为适应单载波和多载波接收，所述模拟低通滤波器的转折频率及所述模数转换器的带宽与动态范围均是可调的，并且所述数字下混频与加法器逻辑可在不需要时被无效。
25.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
为适应单载波与多载波接收，所述接收机还包括切换结构，用于旁路用于单载波接收的RF混频器和IF滤波器。
26.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于还包括：
用于补偿所述数字I和Q信号之间振幅和相位不平衡的数字逻辑。
27.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于还包括：
用于在所述多载波接收的情况下测量所有副载波中的功率的数字逻辑。
28.如权利要求20所述的移动台接收机，其特征在于：
在所述多载波接收的情况下，所述接收机还包括数字增益单元，用于对每个副载波独立地调整副载波功率。
29.一种在用于单载波接收的接收机中用于执行多载波接收的方法，它包括以下步骤：
将接收RF信号下变频为同相(I)和正交(Q)信道信号，其中每个信道信号包含低中频(低IF)的多个副载波；
将所述I和Q信道信号转换为其数字表示；
通过将所述I和Q信道信号的所述数字表示正交下混频到数字域中的基带，分离作为彼此镜像的副载波；以及
选择性地添加或减去所述I和Q信号的结果下混频数字表示，以便获得包含所述副载波中所需的副载波的上边带和下边带的至少一个。
30.如权利要求29所述的方法，其特征在于：
对接收RF信号进行下变频的所述步骤还生成集中在0Hz附近的副载波。
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