CN1391722A - 用于很大地消除邻近信道干扰的调幅信号的设备和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种通过有效地从信号中消除邻近信道调幅的干扰者而补偿成问题的时变DC偏移的设备和方法。该设备包括第一信道估值器(302)，用于通过使用第一信号模型S_t来估值多个第一信道滤波器抽头H；以及第二信道估值器(304)，用于通过使用第二信号模型S_t来估值多个第二信道滤波器抽头H。该设备还包括处理器(306)，用于选择第一信号模型S_t和第二信号模型S_t中的哪一个信号模型要被使用或已被使用来从接收信号中大大地消除邻近信道调幅干扰者。该设备可以是移动电话，基站，直接变换接收机，或通信系统(例如)。

Description

用于很大地消除邻近信道干扰的调幅信号的设备和方法

                        发明背景

发明技术领域

本发明总的涉及电信领域，具体地，涉及通过有效地消除通信信道中邻近信道干扰的调幅(AM)信号而补偿成问题的时变DC偏移的设备和方法。

相关技术描述

在电信领域中，最重要的设计挑战之一关系到开发新的直接变换接收机，它们能够改进信号的解调质量。传统的直接变换接收机或零拍接收机通常是不使用任何中频把进入的信号直接下变频到基带以及输出想要的信号，由此解调进入的信号。下面参照图1概略地讨论传统的直接变换接收机的例子。

参照图1(现有技术)，图上显示传统直接变换接收机100的方框图。基本上，传统的直接变换接收机100包括天线102，用于接收来自发射机104的信号。接收的信号被带通滤波器(BPF)106滤波，BPF被设计成通过接收信号中想要的频带，诸如GSM(全球移动通信系统)频带。滤波的信号在低噪声放大器(LNA)108中被放大，以及通过分别使用混频器114a及114b和本地振荡器(LO)116，被下变频成基带同相(I)分量和基带正交(Q)分量。本地振荡器116输出一个适配于接收信号的载频的频率。基带I和Q分量分别被第一低通滤波器(LPF)118a和118b滤波，被模数变换器(A/D)120a和120b变换成数字信号，然后被第二低通滤波器(LPF)122a和122b滤波，以得到可以由数据恢复单元(DR)124处理的信号格式。数据恢复单元124用来解调接收信号。

传统的直接变换接收机100在成本、体积和电流消耗方面具有经济的无线电接收机结构。然而，传统的直接变换接收机100遇到熟知的直流(DC)偏移问题的困扰，它可归因于以下三个不同的来源：(1)信号路径上晶体管的失配；(2)本地振荡器116输出一个信号，在传送通过混频器114a和114b时泄漏和自下变频到DC；以及(3)大的邻近信道调幅(AM)干扰信号泄漏到本地振荡器116以及被自下变频到DC。由于最终产生的DC偏移可以比信息信号大几个分贝(dB)，所以应当处理DC偏移，以便能够在数据恢复单元124中恢复发送的数据。

由于(1)和(2)引起的DC偏移可被假设为在一个突发(即，多个接收符号)期间是恒定的，以及可以通过把额外的DC分量加到在数据恢复单元124中解调发送的数据时所使用的信号模型，而被处理。这个方法在技术上是熟知的。然而，因为干扰信号的幅度变化，由(3)引起的DC偏移是时变的，这样，很难补偿这个特定的DC偏移。在WO98/04050和EP0806841中揭示了传统的直接变换接收机100如何被调整成补偿这样的AM干扰信号的两个例子，下面参照图2概略地加以说明。

参照图2(现有技术)，图上显示如在WO98/04050和EP0806841中描述的、用来补偿AM干扰信号的传统的直接变换接收机200的方框图。在这两个文件中揭示的总的思想是(除了上述的I和Q接收机以外)加上被设计来补偿占优势的AM干扰信号的第三接收机202。

传统的直接变换接收机200，不包括第三接收机202，总的像上述的直接变换接收机100那样运行，其中在图1和图2中相同的数字代表相同的部件。为了有关图2的直接变换接收机200的讨论，接收信号可包括想要的信号y_t和不想要的邻近信道干扰者p_t。由于在低噪声放大器108和混频器114a中非线性影响，可以看到，来自第二低通滤波器122a的占优势的输出是想要的I分量I_t和干扰信号的已平方包络的一部分a|p_t|²。同样地，来自第二低通滤波器122b的占优势的输出是想要的Q分量Q_t和干扰信号的已平方包络的一部分b|p_t|²。

第三接收机202被设计成考虑在低噪声放大器108和混频器114a和114b内的非线性影响，低噪声放大器108和混频器114a和114b合在一起运行以把干扰信号变换成基带信号。低噪声放大器180把接收信号引导到功率检波器(PD)204，它用来检波接收信号的包络。应当指出，无论何时不想要的干扰者p_t比想要的信号y_t大得多，这个检波的包络都主要由可归因于邻近信道AM干扰信号的包络构成。功率检波的信号然后被模数变换器(A/D)206变换到数字域，被低通滤波器(LPF)208滤波，以及被馈送到控制单元(CU)210，它把检波的包络与估值的参量和相乘。失真的估值的干扰信号|p_t|²和|p_t|²分别被输入到减法器212a和212b，以及把它们从I和Q分量中减去，得出“相对干净的”I和Q分量。“相对干净的”I和Q分量然后被输入到数据恢复单元124。

即使在WO98/04050和EP0806841中描述的、对于DC偏移问题的解决方案似乎是有希望的，但由于需要实施第三接收机，所以它在成本和电流方面，仍旧具有缺点。所以，需要一种能够以成本和电流经济的方式抑制邻近信道AM干扰者的设备和方法。

发明概要

本发明是一种通过很大地从信号中消除邻近信道调幅的干扰者而补偿成问题的时变DC偏移的设备和方法。该设备包括第一信道估值器，用于通过使用第一信号模型S_t来估值多个第一信道滤波器抽头 ；以及第二信道估值器，用于通过使用第二信号模型

来估值多个第二信道滤波器抽头 。该设备还包括处理器，用于选择第一信号模型S_t和第二信号模型 中的哪一个信号模型要被使用或已被使用来从接收信号中大大地消除邻近信道调幅干扰者。该设备和方法可被实施于例如移动电话，基站，直接变换接收机，或通信系统。

                      附图简述

当结合附图时参考以下的详细说明，可以更全面地了解本发明的方法和设备，其中：

图1(现有技术)是显示传统的直接变换接收机的基本部件的方框图；

图2(现有技术)是显示被调整成包括用于DC偏移补偿的第三接收机的、传统的直接变换接收机的方框图；

图3是显示与本发明的示例性设备关联的基本部件的方框图；

图4是更详细地显示图3所示的示例性设备的第一实施例的方框图；

图5是更详细地显示图3所示的示例性设备的第二实施例的方框图；

图6是更详细地显示图3所示的示例性设备的第三实施例的方框图；

图7是更详细地显示图3所示的示例性设备的第四实施例的方框图；以及

图8是显示按照本发明的、优选方法的基本步骤的流程图。

                 附图详细描述

参照图3-8，图上揭示了按照本发明的设备300和优选方法800的示例性实施例，每个实施例能够从信号中有效地消除邻近信道调幅(AM)的干扰信号。

虽然设备300是对于在数字通信系统中使用的直接变换接收机(例如，零拍接收机)被描述的，但应当看到，本发明可在任何的通信设备内被使用，特别是适用于移动电话和基站。因此，不应当以限制的方式解释设备300和优选的方法800的不同的实施例。

参照图3，图上显示与本发明的示例性设备300关联的基本部件的方框图。基本上，设备300(被描述为直接变换接收机)使得能够通过以预定的方式只使用I和Q基带信号来抑制AM干扰信号，这样，不需要额外的接收机(见图2的第三接收机)，意味着在成本和电流上经济的接收机具有低的复杂性和高的性能。

更具体地，本发明的直接变换接收机300包括第一信道估值器302，用来通过使用第一信号模型S_t来估值多个第一信道滤波器抽头；以及第二信道估值器304，用来通过使用第二信号模型 来估值多个第二信道滤波器抽头 。直接变换接收机300还包括处理器306，用来选择第一信号模型S_t或第二信号模型 中的任一个信号模型，它要被使用或已被使用来从接收信号中大大地消除邻近信道AM干扰者。下面参照图4-7给出直接变换接收机300的每个实施例如何用来大大地消除AM干扰信号的详细说明。

参照图4，这是详细地显示按照本发明的示例性直接变换接收机400的第一实施例的方框图。与直接变换接收机有关的某些细节在工业上是已知的，因此，这里不需要描述。所以，为了简明起见，在下面的、对于本发明的直接变换接收机给出的说明中，省略那些对于了解本发明不必要的、并且是本领域技术人员已知的单元。

直接变换接收机400包括天线402，用于接收来自发射机404的信号。接收的信号被带通滤波器(BPF)406滤波，BPF被设计成通过接收信号中的想要的频带，诸如GSM(全球移动通信系统)频带。从带通滤波器406输出的接收信号可被表示为： $w_t=y_t+{\tilde{p}}_t---\left(1\right)$

其中w_t是接收信号，y_t是载频ω₀处的想要的信号， 是载频ω₁处的邻近信道AM干扰信号，以及ω₀和ω₁是在带通滤波器406的通带内。

滤波的信号在低噪声放大器(LNA)408中被放大，以及分别通过使用混频器414a和414b以及本地振荡器(LO)416，被下变频成基带同相(I)分量和基带正交(Q)分量。本地振荡器416输出适配于接收信号的载频的两个振荡信号LO_I和LO_Q，这两个振荡信号可被表示为：

          LO_I(t)＝cos(ω₀t)                      (3)

          LO_Q(t)＝sin(ω₀t)                      (4)

其中LO_I和LO_Q是分别与I和Q分量有关的振荡信号。振荡信号LO_I和LO_Q在混频器414a和414b中与接收信号相乘。

由于本地振荡器416的非线性和干扰者泄漏(用缩放因子α′，β′表示)，从I分量混频器414a和第一低通滤波器(LPF)418a输出的低通滤波的信号可被表示为：

同样地，从Q分量混频器414b和第一低通滤波器(LPF)418b输出的低通滤波的信号可被表示为：

此后， 和

分量分别被模数变换器(A/D)420a和420b变换到数字域，以及分别被第二低通滤波器(LPF)422a和422b滤波。在一定的归一化后，基带分量可被表示为： ${\tilde{I}}_t=I_t+a|p_t{|}^2+I_{\mathrm{DC}}---\left(8\right)$ ${\tilde{Q}}_t=Q_t+b|p_t{|}^2+Q_{\mathrm{DC}}---\left(9\right)$

其中I_t，Q_t是想要的I和Q分量，以及I_DC，Q_DC分别是I和Q分量的直流分量。|p_t|²是干扰AM信号的低通滤波和采样的平方的包络。在带有符号间干扰的无线信道上数字传输的情形下，诸如在GSM或D-AMPS蜂窝系统中，想要的I和Q分量可以用复数表示法被表示为：

       I_t+jQ_t＝H^TU_t+e_t               (10)

其中H＝[h₀，...，h_L]^T是复数值信道滤波器抽头的矢量，以及U_t＝[u_t，...，u_t-L]^T是复数发送符号的矢量，以及e_t是某种复数值噪声。所以，用于第一信号模型S_t的复数值的基带信号可被表示为： $S_t={\tilde{I}}_t+j{\tilde{Q}}_t---\left(11\right)$

    ＝H^TU_t+(a+jb)|p_t|²+DC+e_t         (12) $=\underset{k=0}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}\{h_k^I+j{h}_u^Q\}\{U_t^I+j{U}_t^Q\}+e_t^I+j{e}_t^Q---\left(13\right)$

其中 $j=\sqrt{-1}.$

和 分量被输入到第一信道估值器424a，它通过使用第一信号模型S_t，把已知的训练序列(TS)与接收信号S_t(它包含相同的已知的训练序列)进行相关，确定同步位置和第一组信道滤波器抽头

的估值。在估值信道滤波器抽头 时第一信号模型S_t的使用在技术上是熟知的。事实上，第一信号模型S_t是在传统的直接变换接收机中被使用来估值信道滤波器抽头 的唯一的信号模型。估值的信道滤波器抽头

被输入到处理器426，在下面将详细地描述。

通常，本发明包括第二信道估值器424b，它使用第二信道模型 来估值第二组信道滤波器抽头

，它们被输入到处理器426，处理器选择信号模型S_t或

，被使用来进一步处理接收的信号。换句话说，处理器426通过使用估值的信道滤波器抽头 和 以及下面讨论的某些其它参量(例如，残存)来选择适当的信号模型S_t或 。此后，被耦合到处理器426的均衡器428使用相应于选择的信号模型S_t或

的第一组或第二组信道滤波器抽头

或

，来均衡接收信号。应当指出，均衡器428在均衡接收信号之前，也接收来自第二低通滤波器422a的

，来自第二低通滤波器422b的 ，和来自减法器434的 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t.$

更具体地，被表示为分量 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$ 的第二信号模型

(其中和分别是来自等式8和9的a和b的各个估值)被输入到第二信道估值器424b。第二信道估值器424b用来把已知的训练序列(TS)与 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{a}}{\hat{b}}{\tilde{I}}_t$ 分量进行相关，确定同步位置和第二组信道滤波器抽头 的估值。第二信号模型 的 部分是通过使用乘法器432生成的，它接收来自第二低通滤波器422a的

和接收来自处理器426的估值的参量和。乘法器432把 输出到减法器434，它接收来自第二低通滤波器422b的 ，以及输出分量 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t.$

第二信号模型 可被表示为如下： ${\tilde{S}}_t(\hat{b}/\hat{a})={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t---\left(14\right)$ $={\tilde{H}}^T{\tilde{U}}_t+\mathrm{imag}\left(e_t\right)-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\mathrm{real}\left(e_t\right)+R_{\mathrm{DC}}---\left(15\right)$ 其中 ＝[real(U_t)imag(U_t)]不包含任何失真|p_t|²，意味着消除AM干扰者。

从等式(14)得出等式(15)的推导遵循：

其中 $Q_{\mathrm{DC}}-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{I}_{\mathrm{DC}}=R_{\mathrm{DC}}$ (见等式15)，以及假定＝a，和＝b，则|p_t|²消失。

等式10可被写为： $I_t+j{Q}_t=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\{h_k^I{u}_{t-k}^I-h_k^Q{u}_{t-k}^Q\}+j\{h_k^I{u}_{t-k}^Q+h_k^Q{u}_{t-k}^I\}+e_t^I+j{e}_t^Q---\left(17\right)$

其中e_t以实部和虚部被表示为e_t＝e_t ^I+je_t ^Q，h^I和h^Q分别代表信道滤波器抽头h的实部和虚部，以及u^I和u^Q分别代表发送的符号u_t的实部和虚部。

重新排列等式17，产生： $I_t+j{Q}_t=e_t^I+\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{h}_k^I{u}_{t-k}^I-h_k^Q{u}_{t-k}^Q\}+j\left(\right\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{h}_k^I{u}_{t-k}^Q-h_k^Q{u}_{t-k}^I\}+e_t^Q)---\left(18\right)$

其中

然后，替换等式16中的I_t和Q_t，假设＝a和＝b， ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}(h_k^Q-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{h}_k^I)u_{t-k}^I+\underset{k}{\mathrm{\Σ}}(h_k^I-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{h}_k^Q)u_{t-k}^Q+\mathrm{imag}\left(e_t\right)-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\mathrm{re}\left(e_t\right)+R_{\mathrm{DC}}---\left(19\right)$

其中imag{e_t}＝e_t ^I，re{e_t)＝e_t ^Q。

另外，以矩阵形式表示，

等式(20)现在可以以等式15的形式被写为： $={\tilde{H}}^T{\tilde{U}}_t+\mathrm{imag}\left\{e_t\right\}-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\mathrm{real}\left\{e_t\right\}+R_{\mathrm{DC}}---\left(21\right)$

然而，由于a和b(见等式8和9)是未知的，它们必须在信道估值器424b内通过使用第二信号模型

和产生的DC分量R_DC被估值。对于每个接收的突发，估值和的一个方法在示例的最优化b/a算法中被描述，它遵循：

1.设置i＝0。

2.令b/＝u_i/a_i                                  (22)

初始值b₀/a₀可以根据关于这些参量的某些先验的信息，例如，对于特定的低噪声放大器408和混频器414a和414b的某些标称非线性性能。例如，b/a比值可以在1/10与10之间，则我们可以在1/10与10之间做N个数值的网格(相应于i＝0...N-1)，以及计算对于所有这些值的Q(b_i/a_i)(见下面的等式24和步骤6-7)。

3.找出 ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t---\left(23\right)$

4.进行同步，以便在接收的突发中找到最好的同步位置或已知符号图案。例如，这可以通过在接收的突发与训练序列之间进行相关而被完成。

5.进行信道估值，以便找到对于信号 的估值的信道滤波器抽头

和R_DC。例如，这可以通过使用传统的最小平方技术而被完成，如下面由等式24表示的：

存储 $Q^{\min }\left[\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right]=f\left(i\right)$ 和 $\tilde{H}\left(i\right)={\tilde{H}}_{\mathrm{opt}}\left\{\frac{b_i}{a_i}\right\}$

其中

是产生等式24中的f(i)的矢量。

6.设置i＝i+1。

7.重复执行步骤2-6，直至所有的a_i/b_i(例如，i＝0...N-1)都被使用为止。

8.找出所有的f(i)数值中最低的数值f_min。选择相应的a_i/b_i数值为/，以及选择相应的 (i)矢量为估值的信道抽头矢量

对于每个接收的突发，估值和的另一个方法可以通过使用各种数字搜索方法而被完成，诸如：

其中函数

取决于被利用来找出最佳的a和b数值的数字搜索方法。例如，可以使用熟知的梯度方法，其中f基本上是Q的微分(如在等式24中计算的)。

应当看到，参量a和b的变化取决于诸如温度和老化的量，这是指时间常数比无线信道的时间常数慢得多。所以，用于找出和的最佳值的算法不需要对于每个接收的突发来执行，而只是在某些特定的时间间隔内执行，诸如，每第n个接收突发，或每第k秒执行一次。

AM干扰被消除的良好程度取决于|p_t|²与噪声e_t相比较有多大，也取决于a和b之间的关系。这样，对于每个特定的接收的突发，作出关于是标准的第一信号模型S_t还是第二信号模型 给出更高的(例如，最高的)信号噪声比的决定。处理器426根据估值的信道滤波器抽头

和 以及某些质量参量(诸如在信道估值器424a和430b中得到的留数)选择第一信号模型S_t或第二信号模型

以下是处理器426如何判决使用第一信号模型S_t还是使用第二信号模型 的示例性方法。首先，比较f_min(见等式24)与g_min，其中： $g_{\min }={\stackrel{\stackrel{\min }{^}}{h}}_k\underset{L=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(S_t-\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_k{u}_{t-k})}^2.---\left(25\right)$

如果f_min＜αg_min(其中α是应用特定的设计参量)，则选择第二信号模型

，否则选择第一信号模型S_t。此后，相应于选择的信号模型S_t或

的估值的信道抽头

或 被输入到均衡器428，它译码接收该信号。

α的典型数值是1，它表示选择具有较高信号噪声比的信号模型或S_t。然而，当利用小于1的α(例如，0.2-0.95)时，实验结果表示更好的性能，在这种情形下，在被选择之前，第二信号模型

必须具有比第一信号模型S_t好得多的信号噪声比。

也应当看到，直接变换接收机(任何实施例)能够仅仅使用第二信号模型 运行，而不是由处理器426选择哪个信号模型S_t或 最适合于该接收的信号。

参照图5，这是更详细地显示按照本发明的示例性直接变换接收机500的第二实施例的方框图。直接变换接收机500类似于第一实施例，只是代替使用接收信号来估值参量和，直接变换接收机500使用内部产生的测试信号c_t和d_t来估值参量和。

为了避免重复，只描述在直接变换接收机500中被使用来内部产生测试信号c_t和d_t的部件，因为第一和第二实施例的直接变换接收机在其它方面基本上具有相同的结构和功能性。

直接变换接收机500包括数字信号处理器(DSP)502或专用集成电路(ASIC)，用来数字地生成基带测试信号c_t和d_t的波形。测试信号c_t和d_t包括接收的(想要的)信号和AM干扰信号，以及可被表示为如下：

    c_t＝r_tcos(φ_t)+p_tcos(2ΠΔft+θ_t)            (26)

    d_t＝r_tsin(φ_t)+p_tsin(2ΠΔft+θ_t)            (27)其中r_tcos(φ_t)和r_tsin(φ_t)是想要的信号的I和Q分量，以及p_tcos(Δωt+θ_t)和p_tsin(Δωt+θ_t)是离开想要的信号Δf赫兹的AM干扰信号的I和Q分量。

内部产生的测试信号c_t和d_t分别在低通滤波器(LPF)504a和504b中被滤波，以及被输入到混频器506a和506b中，通过使用来自本地振荡器416的振荡信号LO_I和LO_Q把基带信号c_t和d_t上变频到载频。混频器506a和506b把它们各自的内部产生的测试信号输出到加法器508，它把内部产生的测试信号通过开关510输出到带通滤波器406。

此后，直接变换接收机500用来以与以上参照第一实施例描述的相同的方式估值参量和，只是使用内部产生的测试信号c_t和d_t而不用在天线402处接收的信号。在估值参量和后，开关510被放置以连接天线402和带通滤波器406，使得直接变换接收机500能够进一步运行(见参照图4的讨论)。

在这个自测试任选项中使用内部产生的测试信号c_t和d_t的优点是，可以这样地设计和控制干扰信号，以使得参量a和b的识别处理过程可以容易地被最优化。

参照图6，这是更详细地显示按照本发明的示例性直接变换接收机600的第三实施例的方框图。直接变换接收机600类似于第一实施例，只是不使用接收信号来估值参量和，直接变换接收机600使用单个内部产生的测试信号g_t来估值参量和。

为了避免重复，只描述在直接变换接收机600中被使用来内部产生测试信号g_t的部件，因为第一和第三实施例的直接变换接收机在其他方面基本上具有相同的结构和功能性。

直接变换接收机600包括数字信号处理器(DSP)602或专用集成电路(ASIC)，用来数字地生成基带测试信号g_t的波形。测试信号g_t包括接收的(想要的)信号和AM干扰信号，以及可被表示为如下：

     g_t＝r_tcos(φ_t)+p_tcos(2ΠΔft+θ_t)          (28)

其中r_tcos(φ_t)是想要的信号的I分量，以及p_tcos(Δωt+θ_t)是离开想要的信号Δf赫兹的AM干扰信号的I分量。

此后，内部产生的测试信号g_t在低通滤波器(LPF)604中被滤波，以及被输入到混频器606中，通过使用来自本地振荡器416的振荡信号LO_I把基带信号g_t上变频到载频。混频器606产生离想要的载波等距离(±Δf)的两个干扰信号，这样，不一定需要使用想要的信号r_tcos(φ_t)。所以，内部产生的测试g_t可被表示为如下：

     g_t＝p_tcos(2ΠΔft+θ_t)                     (29)

混频器606把内部产生的测试信号通过开关610输出到带通滤波器406。此后，直接变换接收机600用来以与以上参照第一实施例描述的相同的方式估值参量和，只是使用内部产生的测试信号g_t而不用在天线402处接收的信号。在估值参量和后，开关610被放置以连接天线402和带通滤波器406，使得直接变换接收机500能够进一步运行(见参照图4的讨论)。

在这个自测试任选项中使用内部产生的测试信号g_t的优点是，可以这样地设计和控制干扰信号，以使得参量a和b的识别处理过程可以容易地被最优化。

参照图7，这是更详细地显示按照本发明的示例性直接变换接收机700的第四实施例的方框图。直接变换接收机700类似于第一实施例，只是在均衡器428之前不选择第一或第二信号模型S_t或

(见图4)，信号模型S_t或

的选择是在第一和第二均衡器728a和728b以后进行的。

直接变换接收机700包括天线702，用于接收来自发射机704的信号。接收的信号被带通滤波器(BPF)706滤波，该滤波器被设计成通过来自接收信号的想要的频带，诸如GSM(全球移动通信系统)频带。从带通滤波器706输出的接收信号可被表示为： $w_t=y_t+{\tilde{p}}_t---\left(30\right)$

其中w_t是接收信号，y_t是载频ω₀处的想要的信号， 是载频ω₁处的邻近信道AM干扰信号，以及ω₀和ω₁是在带通滤波器706的通带内。

滤波的信号在低噪声放大器(LNA)708中被放大，以及分别通过使用混频器714a和714b以及本地振荡器(LO)716，被下变频到基带同相(I)分量和基带正交(Q)分量。本地振荡器716输出适配于接收信号的载频的两个振荡信号LO_I和LO_Q，这两个振荡信号可被表示为：

        LO_I(t)＝cos(ω₀t)                  (32)

        LO_Q(t)＝sin(ω₀t)                  (33)

其中LO_I和LO_Q是分别与I和Q分量有关的振荡信号。振荡信号LO_I和LO_Q在混频器714a和714b中与接收信号相乘。

由于本地振荡器716的非线性和干扰者泄漏(用缩放因子α′，β′表示)，从I分量混频器714a和第一低通滤波器718a输出的低通滤波的信号可被表示为：

同样地，从Q分量混频器714b和第一低通滤波器(LPF)718b输出的低通滤波的信号可被表示为：

此后，I和Q分量分别被模数变换器(A/D)720a和720b变换到数字域，以及分别被第二低通滤波器(LPF)722a和722b滤波。在一定的归一化后，基带分量可被表示为： ${\tilde{I}}_t=I_t+a|p_t{|}^2+I_{\mathrm{DC}}---\left(37\right)$ ${\tilde{Q}}_t=Q_t+b|p_t{|}^2+Q_{\mathrm{DC}}---\left(38\right)$

其中I_t，Q_t是想要的I和Q分量，以及I_DC，Q_DC分别是I和Q分量上的直流分量。|p_t|²是干扰AM信号的低通滤波和采样的已平方的包络。在带有符号间干扰的无线信道上数字传输的情形下，诸如在GSM或D-AMPS蜂窝系统中，想要的I和Q分量可以用复数表示法被表示为：

         I_t+jQ_t＝H^TU_t+e_t                        (39)

其中H＝[h₀，...，h_L]^T是复数值信道滤波器抽头的矢量，U_t＝[u_t，...，u_t-L]^T是复数发送符号的矢量，以及e_t是某种复数值噪声。所以，复数值的基带信号或第一信号模型S_t可被表示为： $S_t={\tilde{I}}_t+j{\tilde{Q}}_t---\left(40\right)$

    ＝H^TU_t+(a+jb)|p_t|²+DC+e_t                       (41) $=\underset{k=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{h_k^I+j{h}_u^Q\}\{U_t^I+j{U}_t^Q\}+e_t^I+j{e}_t^Q---\left(42\right)$

其中 $j=\sqrt{-1}.$

和Q_t分量被输入到第一信道估值器724a，它通过使用第一信号模型S_t，把已知的训练序列(TS)与接收信号S_t(它包含相同的已知的训练序列)进行相关，确定同步位置和第一组信道滤波器抽头的估值 。在估值信道滤波器抽头

时第一信号模型S_t的使用在本领域是熟知的。然后估值的信道滤波器抽头

被输入到第一均衡器728a，它译码该信号，以及把判决的信号 和度量值输出到处理器726。

通常，本发明包括第二信道估值器724b，它利用第二信道模型 来估值第二组信道滤波器抽头

。第二组信道滤波器抽头 被输入到第二均衡器728b，它译码该信号，以及把判决的信号

和度量值输出到处理器726。为了得到被表示为分量 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$ 的第二信号模型 第二低通滤波器722a把 分量输出到乘法器730，它也接收来自信道估值器724b的估值的参量/。估值的参量和以与以上参照第一实施例的信道估值器424b描述的(见图4和相关的说明)相同的方式被确定。乘法器730把- 输出到减法器732，该减法器也接收

以及把 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$ 输出到第二均衡器728b和第二信道估值器724b。

更具体地，第二信道估值器724b通过使用第二信号模型 把已知的训练序列(TS)与 ${\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$ 分量进行相关，确定同步位置和第二组信道滤波器抽头 的估值。估值的信道滤波器抽头

被输入到第二均衡器728b，它译码该信号，以及把判决的信号 和度量值输出到处理器726。此后，处理器726根据度量值和判决的信号

和

选择第一信号模型S_t或第二信号模型

在本实施例中信号模型

和S_t之间的选择是根据度量值，更具体地，在均衡器728a和728b中，各个信道滤波器抽头 和 每个被使用来译码符号 和

。用于第二信号模型

的度量值类似于等式24，以及用于第一信号模型S_t的度量值类似于等式25，但代替对于无线信道使 和 最小化，可以对于符号u和u进行最小化。因此，可以使用与在信道估值情形中相同类型的判决处理。例如，如果( 的)度量值＜α(S_t的)(度量值)，则使用来自第二信号模型

的估值的符号来进一步处理接收的信号；否则，使用来自第一信号模型S_t的估值的符号来进一步处理接收的信号。

应当看到，直接变换接收机700也可被调整来使用内部产生的测试信号c_t和d_t(见图5)，或内部产生的测试信号g_t(见图6)来估值参量和。

参照图8，这是显示按照本发明的示例性方法800的基本步骤的流程图。从步骤802开始，第一信号模型S_t被使用来估值第一信道滤波器抽头组

在步骤804，第二信号模型

被使用来估值第二信道滤波器抽头组 ，包括通过使用诸如以上参照第一实施例描述的最优化算法来估值a和b参量。接收的信号、内部产生的信号c_t和d_t(见图5)或内部产生的信号g_t(见图6)可被使用来估值参量和。

在步骤806，根据哪个模型使得能够更好地从接收信号中消除邻近信道干扰信号，来选择第一信号模型S_t或第二信号模型

(参阅与第一实施例有关的说明)。第一信号模型S_t或第二信号模型 的选择可以在均衡接收信号之前(见图4)或在并行均衡接收信号之后(见图7)进行。

在信号模型S_t或 的选择是在均衡接收信号之前进行的情形下，选择是通过使用估值的多个第一信道滤波器抽头

、估值的多个第二信道滤波器抽头 、和至少一个质量参量完成的。否则，在信号模型S_t或

的选择是在并行均衡接收信号之后进行的情形下，选择是通过使用度量值和判决的信号

和 完成的。

在步骤808，通过使用选择的信号模型S_t或

，译码和进一步处理接收信号。

从上述说明中，本领域技术人员可以容易地看到，本发明提供了一种通过从接收信号中有效地消除AM干扰者来补偿成问题的时变DC偏移的设备和方法。另外，所揭示的设备和方法比起现有技术可以以成本和电流经济的方式抑制AM干扰者。本领域技术人员也将看到，本发明可以通过在传统的射频接收机(诸如直接变换接收机)中在软件、硬件或二者上适当地修改而被容易地实施。

虽然在附图上显示、和在以上的详细说明中描述了本发明的方法和设备的几个实施例，但将会看到，本发明并不限于所揭示的实施例，而是能够进行多种重新安排，修正和替换，而不背离由以下权利要求阐述和规定的本发明的精神。

Claims (34)

1.一种通过从接收信号中很大地去除调幅干扰信号而能够补偿时变直流偏移的设备，所述设备包括：

第一信道估值器，用于通过使用第一信号模型来估值多个第一信道滤波器抽头；

第二信道估值器，用于通过使用第二信号模型来估值多个第二信道滤波器抽头；以及

处理器，用于选择第一信号模型和第二信号模型中的哪一个信号模型可更好地来从接收信号中很大地去除调幅干扰信号。

2.权利要求1的设备，其中所述第一信号模型被表示为： $S_t={\tilde{I}}_t+j{\tilde{Q}}_t$

其中 是接收信号的基带同相(I)信号以及 是接收信号的基带正交(Q)信号。

3.权利要求1的设备，其中所述第二信号模型被表示为： ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$

其中和是调幅干扰信号的估值的参量，以及 是接收信号的基带同相(I)信号而 是接收信号的基带正交(Q)信号。

4.权利要求3的设备，其中所述估值的参量和按照最优化算法被确定。

5.权利要求4的设备，其中所述最优化算法在每个接收的突发期间，或在预定数目的接收突发期间，或在预定数目秒期间被执行。

6.权利要求3的设备，其中所述估值的参量和通过使用接收信号被估值。

7.权利要求3的设备，其中所述估值的参量和通过使用至少一个内部产生的测试信号被估值。

8.权利要求1的设备，其中所述处理器用来根据哪个信号模型具有较高的信号噪声比来选择第一信号模型或第二信号模型。

9.权利要求1的设备，其中所述处理器用来通过使用估值的多个第一信道滤波器抽头，估值的多个第二信道滤波器抽头，和至少一个质量参量，选择第一信号模型或第二信号模型。

10.权利要求1的设备，还包括均衡器，用于通过使用选择的信号模型处理接收信号。

11.权利要求1的设备，还包括第一均衡器，用于接收估值的多个第一信道滤波器抽头和第二均衡器，用于接收估值的多个第二信道滤波器抽头，其中所述处理器用来在选择第一信号模型或第二信号模型之前，接收来自所述第一均衡器和所述第二均衡器的信息。

12.权利要求1的设备，其中所述设备是移动电话，基站或直接变换接收机。

13.一种能够从接收信号中很大地消除邻近信道干扰信号的通信系统，所述通信系统包括：

第一信道估值器，用于通过使用第一信号模型来估值多个第一信道滤波器抽头；

第二信道估值器，用于通过使用第二信号模型来估值多个第二信道滤波器抽头；以及

处理器，用于选择第一信号模型和第二信号模型中的哪一个信号模型要被使用或已被使用来从接收信号中很大地消除邻近信道干扰者。

14.权利要求13的通信系统，其中所述第一信号模型被表示为： $S_t={\tilde{I}}_t+j{\tilde{Q}}_t$

其中

是接收信号的基带同相(I)信号以及

是接收信号的基带正交(Q)信号。

15.权利要求13的通信系统，其中所述第二信号模型被表示为： ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$

其中和是邻近信道干扰者的估值的参量，以及 是接收信号的基带同相(I)信号而 是接收信号的基带正交(Q)信号。

16.权利要求15的通信系统，其中所述估值的参量和按照最优化算法被确定。

17.权利要求16的通信系统，其中所述最优化算法在每个接收的突发期间，或在预定数目的接收突发期间，或在预定数目秒期间被执行。

18.权利要求15的通信系统，其中所述估值的参量和通过使用接收信号被估值。

19.权利要求15的通信系统，其中所述估值的参量和通过使用至少一个内部产生的测试信号被估值。

20.权利要求13的通信系统，其中所述处理器用来根据哪个信号模型具有较高的信号噪声比来选择第一信号模型或第二信号模型。

21.权利要求13的通信系统，其中所述处理器用来通过使用估值的多个第一信道滤波器抽头，估值的多个第二信道滤波器抽头，和至少一个质量参量，选择第一信号模型或第二信号模型。

22.权利要求13的通信系统，还包括均衡器，用于通过使用选择的信号模型来处理接收信号。

23.权利要求13的通信系统，还包括第一均衡器，用于接收估值的多个第一信道滤波器抽头和第二均衡器，用于接收估值的多个第二信道滤波器抽头，其中所述处理器用来在选择第一信号模型或第二信号模型之前，接收来自所述第一均衡器和所述第二均衡器的信息。

24.一种减小邻近信道干扰信号对接收信号的影响的方法，包括以下步骤：

利用第一信号模型和接收信号来估值多个第一信道滤波器抽头；

利用第二信号模型和接收信号来估值多个第二信道滤波器抽头；以及

选择第一信号模型和第二信号模型中的哪一个信号模型可从接收信号中很大地去除邻近信道干扰信号。

25.权利要求24的方法，其中所述第一信号模型被表示为： ${\tilde{S}}_t={\tilde{I}}_t+j{\tilde{Q}}_t$

其中 是接收信号的基带同相(I)信号以及

是接收信号的基带正交(Q)信号。

26.权利要求24的方法，其中所述第二信号模型被表示为： ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$

其中和是邻近信道干扰信号的估值的参量，以及

是接收信号的基带同相(I)信号以及

是接收信号的基带正交(Q)信号。

27.权利要求26的方法，其中所述利用第二信号模型的步骤还包括通过使用最优化算法估值所述和参量。

28.权利要求27的方法，其中所述估值和参量的步骤发生在每个接收的突发期间，或在预定数目的接收突发期间，或在预定数目秒期间。

29.权利要求26的方法，其中所述估值的参量和通过使用接收信号或至少一个内部产生的测试信号被估值。

30.权利要求24的方法，其中所述选择第一信号模型或第二信号模型的步骤通过使用估值的多个第一信道滤波器抽头，估值的多个第二信道滤波器抽头，和至少一个质量参量被确定。

31.权利要求24的方法，还包括通过使用选择的信号模型译码接收信号的步骤。

32.权利要求24的方法，还包括在选择第一信号模型或第二信号模型之前，通过使用第一信号模型译码接收信号和通过使用第二信号模型译码接收信号的步骤。

33.一种能够从接收信号中很大地去除调幅干扰信号的设备，所述设备包括：

信道估值器，用于通过使用被表示为下式的信号模型来估值多个第一信道滤波器抽头： ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$

其中和是调幅干扰信号的估值的参量，以及

是接收信号的基带同相(I)信号而 是接收信号的基带正交(Q)信号；以及

均衡器，被耦合到所述信道估值器，用于通过使用估值的信道滤波器抽头来处理接收信号。

34.一种从接收信号中很大地去除调幅干扰信号的方法，所述方法包括以下步骤：

通过使用被表示为下式的信号模型来估值多个第一信道滤波器抽头： ${\tilde{S}}_t\left(\frac{\hat{b}}{\hat{a}}\right)={\tilde{Q}}_t-\frac{\hat{b}}{\hat{a}}{\tilde{I}}_t$

其中和是调幅干扰信号的估值的参量，以及 是接收信号的基带同相(I)信号而

是接收信号的基带正交(Q)信号；以及

通过使用估值的信道滤波器抽头处理接收信号。

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