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JP2003510873A - 振幅変調された隣接チャネル干渉波信号を十分に除去するための装置および方法 - Google Patents

振幅変調された隣接チャネル干渉波信号を十分に除去するための装置および方法

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JP2003510873A
JP2003510873A JP2001525832A JP2001525832A JP2003510873A JP 2003510873 A JP2003510873 A JP 2003510873A JP 2001525832 A JP2001525832 A JP 2001525832A JP 2001525832 A JP2001525832 A JP 2001525832A JP 2003510873 A JP2003510873 A JP 2003510873A
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JP
Japan
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signal
model
received signal
signal model
estimated
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Application number
JP2001525832A
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Inventor
ウィリアム キャンプ，
ベニト リンドフ，
Original Assignee
テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） filed Critical テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）
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    • H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset

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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 信号から隣接チャネルの振幅変調された干渉波信号を効率的に除去することで、問題となる時間変動する直流オフセットを補償するための装置および方法を提供する。本装置は、第１の信号モデルStを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップH^を推定する第１のチャネル推定器(302)と、第２の信号モデルS~tを用いて複数の第２のチャネルフィルタ・タップH~を推定する第２のチャネル推定器(304)とを備える。本装置は、さらに、受信信号から、振幅変調された隣接チャネル干渉波信号を十分に除去するのに用いようとする、もしくは用いられた、第１の信号モデルStおよび第２の信号モデルS~tのどちらかを選択する処理部(306)も備える。本装置は例えば、移動電話機、基地局、ダイレクトコンバージョン受信機、または通信システムである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の背景） 発明の技術分野 本発明は、電気通信分野に関し、特に、通信チャネルからの振幅変調（AM）さ
れた隣接チャネル干渉波信号を効率的に除去することにより、問題となる時間変
動する直流オフセットを補償するための装置および方法に関する。 従来技術の説明
【０００２】 電気通信分野において、復調された信号の品質を改善する新たなダイレクトコ
ンバージョン（直接変換）受信機は、最も重要な設計課題の１つである。従来の
ダイレクトコンバージョン受信機またはホモダイン受信機は一般に、中間周波数
をいっさい使用することなく入力信号を直接変換することにより、復調された入
力信号をベースバンドにダウンコンバートし、所望信号を出力するように動作す
る。図１を参照して、従来のダイレクトコンバージョン受信機の例を説明する。
【０００３】 図１（従来技術）は、従来のダイレクトコンバージョン受信機100を示すブロ
ック図である。基本的に、従来のダイレクトコンバージョン受信機100は、送信
機104からの信号を受信するアンテナ102を備える。受信信号は、所望の周波数帯
域（例えばGSM周波数帯域）を通過させるように設計されたバンドパスフィルタ
（BPF）106によりフィルタリングされる。フィルタ出力信号は、低雑音増幅器 (
LNA) 108で増幅され、ミキサ114aおよび114b、局部発振器 (LO) 116により、ベ
ースバンドの同相（Ｉ）成分およびベースバンドの直交（Ｑ）成分にダウンコン
バートされる。局部発振器116は、受信信号の搬送波周波数に応じた周波数を出
力する 。ベースバンドのＩ成分およびＱ成分はそれぞれ、第１のローパスフィ
ルタ（LPF）118aおよび118bでフィルタリングされ、Ａ／Ｄコンバータ（A/D）12
0aおよび120bによりディジタル信号に変換され、そして、第２のローパスフィル
タ（LPF）122aおよび122bでフィルタリングされて、データ回復ユニット (DR) 1
24で処理できる信号フォーマットを得る。データ回復ユニット124は受信信号を
復調する。
【０００４】 従来のダイレクトコンバージョン受信機100は、コスト、サイズおよび電流消
費の点で効率的な無線受信機構成を有している。しかし、従来のダイレクトコン
バージョン受信機100は、 次の３つの異なる原因による直流オフセットの周知の
問題を有しているという欠点がある。すなわちその原因とは、(1) 信号経路にお
けるトランジスタ不整合； (2) ミキサ114aおよび114bを通過するときに漏れて
、直流に自己ダウンコンバートする信号を出力する局部発振器116；そして、(3)
局部発振器116に漏れて直流に自己ダウンコンバートする、振幅変調 (AM) され
た大きな隣接チャネル干渉波信号、である。生じた直流オフセットは情報信号よ
りも数デシベル（dB）大きいので、データ回復ユニット124で送信データを回復
できるためには、直流オフセットを考慮に入れる必要がある。
【０００５】 上記の(1)および(2)による直流オフセットは１バースト（すなわち、多数の受
信シンボル）内では一定であると仮定でき、データ回復ユニット124で送信デー
タを復調するときに使用される信号モデルに追加の直流成分を加えることにより
考慮できる。この方法は周知のものである。しかし、(3)による直流オフセット
は、干渉波信号が振幅変動するために時間変動する。そのため、このような直流
オフセットを補償することは難しい。従来のダイレクトコンバージョン受信機10
0がどのようにしてかかるAM干渉波信号を補償できるかについては、国際公開WO
98/04050および欧州特許EP O 806 B41に開示されているが、以下、図２を参照し
て簡単に説明する。
【０００６】 図２ (従来技術) は、WO 98/04050およびEP O 806 841に開示されているよう
なAM干渉波信号を補償する、従来のダイレクトコンバージョン受信機200の構成
を示すブロック図である。これらの文献に開示された基本的な思想は、（上記し
たＩ受信機とＱ受信機に加え）大きな影響を及ぼしているAM干渉波信号を補償す
るように設計された第３の受信機202を付加した点にある。 第３の受信機202を除けば、ダイレクトコンバージョン受信機200は基本的に
上記したダイレクトコンバージョン受信機100として動作するものであり、図１
および図２では、同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。図２のダイ
レクトコンバージョン受信機200に関する説明の目的で、受信信号は所望信号yt
および不要な隣接チャネル干渉波信号ptを含みうる。低雑音増幅器108およびミ
キサ114aにおける非線形効果のために、第２のローパスフィルタ122aの支配的な
出力は、所望のＩ成分Itおよび干渉波信号の２乗包絡線の成分a|pt|2であること
が示される。同様に、第２のローパスフィルタ122bの支配的な出力は、所望のＱ
成分Qtおよび干渉波信号の２乗包絡線の成分b|pt|2であることが示される。
【０００７】 第３の受信機202は、干渉波信号をベースバンド信号に変換するようにトータ
ルに動作する、低雑音増幅器108およびミキサ114a、114bにおける非線形効果を
考慮して設計されている。低雑音増幅器108は、受信信号の包絡線を検出するた
めに機能するパワー検波器 (PD) 204 に受信信号を送出する。不要な干渉波信号
pt が所望信号 ytよりもかなり大きい場合には、検出されるこの包絡線は隣接チ
ャネルAM干渉波信号に起因する包絡線を主要成分として含むことに留意されたい
。パワー検波信号はその後、Ａ／Ｄコンバータ (A/D) 206でディジタル領域変換
され、ローパスフィルタ (LPF) 208でフィルタリングされて制御ユニット (CU)
210に送られ、ここで、検出された包絡線に推定パラメータa^およびb^を乗算す
る。歪みの推定干渉波信号a^|pt|2およびb^|pt|2はそれぞれ、減算器212aおよび
212bに入力されてＩ成分およびＱ成分から減算され、「比較的クリーンな」 Ｉ
成分およびＱ成分を得る。この「比較的クリーンな」Ｉ成分およびＱ成分は、デ
ータ回復ユニット124に入力される。
【０００８】 このようにWO 98/04050およびEP O 806 841には直流オフセットの問題の解決
策が開示されているが、第３の受信機を設ける必要があるために、コストおよび
電流消費の点では未だデメリットがあると考える。したがって、コストおよび電
流消費を抑えた、隣接チャネルAM干渉波信号を抑圧するための装置および方法が
必要である。
【０００９】 （発明の概要） 本発明は、信号から、隣接チャネル振幅変調された干渉波信号十分に除去する
ことによって、問題となる時間変動する直流オフセットを補償するための装置お
よび方法である。本装置は、第１の信号モデルStを用いて複数の第１のチャネル
フィルタのタップH^を推定する第１のチャネル推定器と、第２の信号モデルS~t
を用いて複数の第２のチャネルフィルタのタップH~を推定する第２のチャネル推
定器とを備える。この装置は、受信信号から振幅変調された隣接チャネル干渉波
信号を十分に除去するのに用いようとする、もしくは用いられた、第１の信号モ
デルSt および第２の信号モデル S~tのいずれかを選択する処理部も備える。こ
の装置および方法は、例えば、移動電話機、基地局、ダイレクトコンバージョン
受信機、あるいは通信システムにおいて、実現されうる。
【００１０】 （図面の詳細な説明） 図３〜８は、本発明により、信号から振幅変調 (AM) された隣接チャネル干渉
波信号を効率的に除去することを可能にする装置300の実施形態、および好適な
方法800を示す図である。
【００１１】 装置300は、ディジタル通信システムにおいて使用されるダイレクトコンバー
ジョン受信機 (例えば、ホモダイン受信機) に関するものであるが、本発明は、
あらゆる通信装置に適用が可能であることを理解されたい。ただし、本発明はと
りわけ、移動電話機および基地局への適用に好適である。したがって、本発明を
装置300および方法800の実施形態に限定して捉えるべきではない。
【００１２】 図３は、本発明の実施形態に係る装置300の基本構成を示すブロック図である
。基本的に、装置300 (ダイレクトコンバージョン受信機として示す。) は、ベ
ースバンドのＩ信号およびＱ信号だけを用いてAM干渉波信号を抑圧することがで
きる。特別な受信機（図２の第３の受信機202を参照。）を必要としない。つま
り、低複雑度かつ高性能な、コストおよび電流消費の点で効率的な受信機である
。
【００１３】 具体的には、本発明のダイレクトコンバージョン受信機300は、第１の信号モ
デル Stを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップH^を推定する第１のチ
ャネル推定器302と、第２の信号モデルS~tを用いて複数の第２のチャネルフィル
タ・タップH~を推定する第２のチャネル推定器301とを備える。ダイレクトコン
バージョン受信機300は、受信信号から隣接チャネルAM干渉波信号を十分に除去
するのに使用される、または使用された、第１の信号モデルStおよび第２の信号
モデルS~tのいずれかを選択する処理部306も備える。以下、ダイレクトコンバー
ジョン受信機300の各実施形態が、いかにしてAM干渉波信号を十分に除去するよ
うに動作するのかについて、図４〜７を用いて説明する。
【００１４】 図４は、本発明における第１の実施形態に係るダイレクトコンバージョン受信
機400の詳細を示すブロック図である。ダイレクトコンバージョン受信機400に関
する特定部分の詳細は当業界において公知のものであるのでそれらについての説
明は要しないであろう。よって、本発明のダイレクトコンバージョン受信機に関
する以下の説明では、発明の理解に必要のない当業者に公知の特定の構成要素に
ついては省略している。
【００１５】 ダイレクトコンバージョン受信機400は、送信機 (TRANSMITTER) 404からの信
号を受信するアンテナ402を備える。受信信号は、所望の周波数帯域（例えばGSM
周波数帯）を通過させるように設計されたバンドパスフィルタ (BPF) 406により
フィルタリングされる。バンドパスフィルタ406より出力された受信信号は、次
式で表される。
【００１６】 wt = yt - p~t (1) = rtcos (ω0t + φt) + Ptcos (ω1t + θt) (2) ただし、wtは受信信号、ytは搬送波周波数 ω0での所望信号、p~tは 搬送波周
波数 ω1での隣接チャネルAM干渉波信号であり、ω0およびω1はバンドパスフィ
ルタ 406の通過帯域内にある。
【００１７】 フィルタ出力信号は、低雑音増幅器 (LNA) 408で増幅され、ミキサ414aおよび
414b、局部発振器 (LO) 416により、ベースバンドの同相（Ｉ）成分およびベー
スバンドの直交（Ｑ）成分にダウンコンバートされる。局部発振器416は、受信
信号の搬送波周波数に応じた２つの発振信号LOIおよび LOQ を出力する。この２
つの発振信号は次式で表される。
【００１８】 LOI(t) = cos(ω0t) (3) LOQ(t) = sin(ω0t) (4) ただし、LOIおよびLOQはそれぞれ、Ｉ成分に対する発振信号、Ｑ成分に対する
発振信号である。発振信号LOIおよびLOQはそれぞれ、ミキサ414aおよび414bで受
信信号と乗積される。
【００１９】 局部発振器416の非線形性および干渉波漏れ（スケールファクタα'、β'で示
す）のための第１のローパスフィルタ (LPF) 418aおよび、Ｉ成分のミキサ414a
の出力を入力したときのそのローパスフィルタ出力の関係は次式で表される。
【００２０】 I~t = LPF {(rtcos(ω0t+φt) + ptcos(ω1t+θt) + α'Icos(ω0t+Υ)) (
5) * ( cos(ω0t) + β'Iptcos(ω1t+θt+δ))} = rtcosφt +βIpt 2 + αI (6)
【００２１】 同様に、第１のローパスフィルタ (LPF) 418bおよび、Ｑ成分のミキサ414bの
出力を入力したときのそのローパスフィルタ出力の関係は次式で表される。
【００２２】 Q~t = rtsinφt + βQpt 2 (7)
【００２３】 その後、I~成分およびQ~成分はそれぞれ、Ａ／Ｄコンバータ (A/D) 420a, 420
bによってディジタル領域に変換され、第２のローパスフィルタ(LPF) 422a, 422
bでフィルタリングされる。さらに、一定の正規化処理がなされると、ベースバ
ンド成分は次式で表される。
【００２４】 I~t = It + a|pt|2 + IDC (8) Q~t = Qt + b|pt|2 + QDC (9) ただし、It、Qtはそれぞれ所望のＩ成分およびＱ成分、IDC、QDCはそれぞれ、
Ｉ成分およびＱ成分の直流成分である。|Pt|2はAM干渉波信号の２乗包絡線のロ
ーパスフィルタリングがされたサンプルである。GSMまたはD-AMPS セルラシステ
ム等の無線チャネルによるディジタル伝送でシンボル間干渉を生じる場合には、
所望のＩ成分およびＱ成分は次式の複素数表現で表される。
【００２５】 It + jQt = HTUt + et (10) ただし、H = [ho, ... , hL]Tは、チャネルフィルタ・タップの複素数表示の
ベクトル、Ut = [ut, ... , ut-L]Tは送信シンボルの複素数表示のベクトル、et は雑音の複素数表示である。したがって、第１の信号モデルの複素ベースバンド
信号Stは次式で表される。
【００２６】 St = I~t + jQ~t (11) = HTUT + (a+jb) |pt|2 + DC + et (12) = Σk=0 L{hk I+jhu Q}{Ut I+jUt Q}+et I+jet Q (13) ただし、j = √(-1) である。
【００２７】 I~tおよびQ~t成分は、第１のチャネル推定器（Ch. est 1）424aに入力され、
第１の信号モデルStを用いて、既知のトレーニング・シーケンス（TS）と受信信
号St（同じ既知のトレーニング・シーケンスを含む）との相関をとり、同期位置
およびチャネルフィルタ・タップの第１のセットH^の推定値を計算する。チャネ
ルフィルタのタップH^の推定に第１の信号モデル Stを使用することは当業者に
は周知である。実際のところ、従来のダイレクトコンバージョン受信機では、第
１の信号モデル Stは、チャネルフィルタ・タップH^を推定するのに用いられた
唯一の信号モデルであった。推定されたチャネルフィルタ・タップH^は、以下に
説明する処理部426に入力される。
【００２８】 さらに本発明は、第２のチャネル推定器（Ch. est 2）424bを備え、ここで第
２の信号モデル S~tによりチャネルフィルタ・タップの第２のセットH~が推定さ
れ、処理部（Proc.）426に入力される。処理部426では、推定されたチャネルフ
ィルタ・タップH^およびH~を用いて、受信信号を更に処理するために使用する信
号モデルStおよびS~tのいずれかを選択する。すなわち、処理部426は、推定した
チャネルフィルタ・タップH^およびH~と後述するいくつかの他のパラメータ（例
えば残留パラメータ）とを用いて、StおよびS~tのうち好適な信号モデルを選択
する。その後、処理部426に接続されている等化器（Equalizer）428は、選択さ
れた信号モデルStまたはS~tに応じてチャネルフィルタ・タップの第１のセットH
^または第２のセットH~を使用し、受信信号の等化処理を行う。等化器428は、受
信信号の等化処理を行う前に、第２のローパスフィルタ422aからI~tを、第２の
ローパスフィルタ422bからQ~tを、また、減算器434からQ~t-(b^/a^) I~t を受信
することに注意されたい。
【００２９】 具体的には、成分 Q~t-(b^/a^) I~tで表される（ただし、a^およびb^はそれぞ
れ、式(8)および(9)からのaおよびbの推定値）第２の信号モデルS~tは、 第２の
チャネル推定器424bに入力される。第２のチャネル推定器424bは、既知のトレー
ニング・シーケンス (TS) とQ~t-(b^/a^) I~t 成分との相関をとり、同期位置お
よびチャネルフィルタ・タップの第２のセットH~の推定値を計算するように動作
する。第２の信号モデルS~tの(b^/a^) I~tの部分は、第２のローパスフィルタ42
2aからI~tを受信するとともに第２のチャネル推定器424bから推定パラメータa^
、b^を受信する乗算器432により生成される。乗算器432は(b^/a^) I~tを減算器4
34に出力し、減算器434は第２のローパスフィルタ 422bからQ~tを受信して成分
Q~t-(b^/a^) I~tを出力する。
【００３０】 第２の信号モデルS~tは次式で表される。
【００３１】 St(b^/a^) = Q~t-(b^/a^) I~t (14) = H~TU~t+imag(et)-(b^/a^) real(et)+RDC (15)
ただし、U~t = [real(Ut) imag(Ut)] は歪み |pt|2をいっさい含んでいない
。このことは、AM干渉波信号が除去されていることを意味する。
【００３２】 式(14)から式(15)の導出は次のとおり。
【００３３】 St(b^/a^) = Q~t-(b^/a^) I~t = Q~t-(b^/a^) I~t + {b - (b^a/a^)} |pt|2 +
{QDC - (b^/a^)IDC} (16)
【００３４】 ここで、QDC-(b^/a^)IDC = RDCであり（式(15)を参照。）、a^ = a、b^ = bと
仮定すれば |pt|2が消去される。
【００３５】 式(10)は次のように書ける。
【００３６】 It + jQt = Σk{ hk IuI t-k - hk QuQ t-k } + j{ hk IuQ t-k + hk QuI t-k } + et I + jet Q (17) ただし、etは、et = et I + jet Qとして実数部および虚数部で表現され、hIお
よびhQはそれぞれ、チャネルフィルタ・タップhの実数部および虚数部を表し、
そして、uIおよびuQはそれぞれ、送信シンボル utの実数部および虚数部を表し
ている。
【００３７】 式(17)を変形すると次のようになる。
【００３８】 It + jQt = et I + {Σkhk IuI t-k - hk QuQ t-k} + j({Σkhk IuQ t-k+hk QuI t-k} +
et Q) (18) ただし、et I + {Σkhk IuI t-k-hk QuQ t-k} = Itであり、また、({Σkhk IuQ t-k+h k Q uI t-k} + et Q) = Q~tである。
【００３９】 そして、このItおよびQtを式(16)に代入し、a^ = a、b^ = bと仮定すると、
【００４０】 S~t(b^/a^) = Σk(hk Q - (b^/a^) hk I)uI t-k+Σk(hk I - (b^/a^) hk Q)uQ t-k)
+ imag{et} - (b^/a^) re{et} + RDC (19) ただし、imag{et} = et I、re{et} = et Q である。
【００４１】 さらに、マトリクス表現にすると、
【００４２】
【００４３】 式(20)は、式(15)の形式で書ける。 = H~TU~t + imag(et) - (b^/a^) real(et) + RDC (21)
【００４４】 しかし、aおよびb（式(8)および(9)を参照）は未知であるから、チャネル推定
器424bにおいて、第２の信号モデルS~tおよび生じた直流成分RDCを用いて推定す
る必要がある。各受信バーストでa^およびb^を推定する方法としては、以下に示
すb/a最適化アルゴリズムがある。
【００４５】 １．i = 0 にセットする。
【００４６】 ２． b/a^ = bi/ai (22) とする。 初期値 b0/a0 は、これらのパラメータに関するある先見情報（例えば、特に
低雑音増幅器408およびミキサ414a、414bに対する公称非線形性能）に基づくも
のとすることができる。例えば、b/aが1/10から10の間にある場合、1/10から10
の間のNの値（i=0...N-1に対応する）のグリッドを形成し、これらの値すべてに
対するQ (bi/ai) を計算することができる（後述する式(24)およびステップ６〜
７を参照。）。
【００４７】 ３．S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t を求める。
【００４８】 ４．同期をとって最良な同期位置または受信バーストにおける既知のシンボル
パターンを求める。例えば、これは、受信バーストとトレーニング・シーケンス
との相関をとることで行われうる。
【００４９】 ５．チャネル推定を行い、信号S~t(b^/a^)の推定チャネルフィルタ・タップH~
およびRDCを求める。例えば、これは、次式(24)に示すような従来の最小二乗法
を用いて行われうる。
【００５０】
【００５１】 ただし、H~OPTは式(24)における f(i) を生成するベクトルである。
【００５２】 ６． i = i + 1 に設定する。
【００５３】 ７．ai/bi（例えば、i = 0 ... N-1）のすべてが用いられるまで、ステップ２
〜６をそれぞれ実行する。
【００５４】 ８．f(i) すべてのうちの最小値fminを求める。a^/b^となる、対応するai/bi
の値を選択し、推定チャネルフィルタ・タップのベクトルH~となる、対応するH~
(i)ベクトルを選択する。
【００５５】 各受信バーストに対してa^およびb^を推定するには、さまざまな数値探索手法
を用いて行うことができる。例えば、次式に示すような方法である。
【００５６】 bi/ai = bi-1/ai-1 + f(Q(b(i-1)/a(i-1))) ただし、関数f(Q(b(i-1)/a(i-1)))は、最適なaおよびbの値を求めるのに使用
する数値探索手法に依存する。例えば、fが基本的にQの微分である周知の勾配手
法が用いられる（式(24)のように計算される。）。
【００５７】 パラメータaおよびbの変動は温度や経年変化といった量に依存することは理解
されよう。これは、無線チャネルの時定数よりもかなり低速な時定数であること
になる。したがって、最適なa^およびb^の値を求める処理を各受信バースト毎に
実行する必要はない。そのかわり、一定の時間間隔内（例えば、n個の受信バー
スト毎、または、k個の単位時間毎）に実行すればよい。
【００５８】 AM干渉波がどのくらいよく除去されるかは、雑音etと比較して |pt|2がどのく
らい大きいかに依存する。また、aとbとの関係にも依存する。そこで、各々の受
信バーストに対して、標準的な第１の信号モデルSt、第２の信号モデルS~tのう
ち、高い（例えば最大の）信号対雑音比（SNR）を生じさせるほうを選択する。
処理部426は、推定チャネルフィルタ・タップH~およびH^と、チャネル推定器424
aおよび430bで得られる残留パラメータのような所定の品質パラメータとに基づ
いて、第１の信号モデルStおよび第２の信号モデルS~tのいずれかを選択する。
【００５９】 次に、処理部426がどのようにして第１の信号モデルStおよび第２の信号モデ
ルS~tのどちらを使用するか決定するのかを示す。まず、fmin（式(24)を参照）
とgminとを比較する。ここで、gminは次式のとおり表される。
【００６０】
【００６１】 fmin＜αgmin（ただし、αは特定用途向け設計パラメータである。）ときは、
第２の信号モデルS~tを選択し、それ以外のときは、第１の信号モデルSt Stを選
択する。その後、選択した信号モデルStまたはS~tに対応する推定チャネル・タ
ップH^またはH~が受信信号を復号化（デコード）する等化器428に入力される。
【００６２】 αの典型的な値は１であり、これは、信号モデルS~tおよびStのうち高いSNRを
有するほうを選択することを示す。しかし、αを１より小さい値（例えば、0.2
〜0.95）としたときのほうが良い性能を示すことが経験的に得られている、この
場合には選択を行う前に、第２の信号モデルS~tは、第１の信号モデルStよりも
かなり良好なSNRを有している必要がある。
【００６３】 ダイレクトコンバージョン受信機は（いかなる実施形態においても）、処理部
426が受信信号に最も好適であるStまたはS~tを選択するのではなく、第２の信号
モデルS~tだけを使用して動作させることも可能であるということも理解されよ
う。
【００６４】 図５は、本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン受信機500
の詳細な構成を示すブロック図である。ダイレクトコンバージョン受信機500は
、受信信号を用いてパラメータa^、b^を推定するのではなく、内部で生成された
テスト信号ctおよびdtを用いてパラメータa^、b^を推定する。それ以外は第１の
実施形態と同様である。
【００６５】 第１の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機と第２の実施形態のダイレ
クトコンバージョン受信機の構成と機能は基本的に同一であるので、説明の繰り
返しを避けるため、ダイレクトコンバージョン受信機500におけるテスト信号ct
およびdtの内部生成に使用される構成要素についてのみ説明し、その他の構成に
ついては説明を省略する。
【００６６】 ダイレクトコンバージョン受信機500は、ベースバンド・テスト信号ct、dtの
波形をディジタルで生成するように動作するディジタル・シグナル・プロセッサ
（DSP）502、または、特定用途向け集積回路 (ASIC)を備える。テスト信号ct、d t は受信（所望）信号とAM干渉波信号とを含んでおり、これは次式で表される。
【００６７】 ct = rtcos(Φt) + ptcos(2πΔft+θt) (26) dt = rtsin(Φt) + ptsin(2πΔft+θt) (27) ただし、rtcos(Φt)およびrtsin(Φt)はそれぞれ、所望信号のＩ成分およびＱ
成分、ptcos(Δωt+θt)およびptsin(Δωt+θt)はそれぞれ、所望信号からΔf
ヘルツのAM干渉波信号のＩ成分およびＱ成分である。
【００６８】 内部生成されたテスト信号ct、dtはそれぞれ、ローパスフィルタ（LPF）504a
、504bでフィルタイリングされた後ミキサ506a、506bに入力され、ここで局部発
振器416からの発振信号LOI、LOQを用いてベースバンド信号ct、dtを搬送波周波
数に変換する。ミキサ506a、506bは、内部生成されたそれぞれのテスト信号を加
算器508に出力し、加算器508は、内部生成されたテスト信号を、スイッチ510を
経由してバンドパスフィルタ406に出力する。
【００６９】 その後、ダイレクトコンバージョン受信機500 は、アンテナ402で受信した信
号を使用せず、内部生成されたテスト信号ct、dtを使用する点を除き、上述した
第１の実施形態と同様にパラメータa^, b^を推定するように動作する。パラメー
タa^, b^の推定の後、スイッチ510はアンテナ402とバンドパスフィルタ406とを
接続するほうに閉じ、ダイレクトコンバージョン受信機500のその後の動作を可
能にする（図４の説明を参照）。
【００７０】 このセルフ・テスト・オプションにおける内部生成されたテスト信号ct、dtを
用いることの有利な点は、例えば、 パラメータa, b の識別処理が容易に最適化
できるなど、干渉波信号の設計および制御が可能になるところにある。
【００７１】 図６は、本発明の第３の実施形態に係るダイレクトコンバージョン受信機600
の詳細な構成を示すブロック図である。ダイレクトコンバージョン受信機600は
、受信信号を用いてパラメータa^、b^を推定するのではなく、単一の内部生成さ
れたテスト信号 gtパラメータa^, b^を推定する。それ以外は第１の実施形態と
同様である。
【００７２】 第１の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機と第２の実施形態のダイレ
クトコンバージョン受信機の構成と機能は基本的に同一であるので、説明の繰り
返しを避けるため、ダイレクトコンバージョン受信機600におけるテスト信号gt
の内部生成に使用される構成要素についてのみ説明し、その他の構成については
説明を省略する。
【００７３】 ダイレクトコンバージョン受信機600は、ベースバンド・テスト信号gtの波形
をディジタルで生成するように動作するディジタル・シグナル・プロセッサ（DS
P）602、または、特定用途向け集積回路 (ASIC) を備える。テスト信号gtは受信
（所望）信号とAM干渉波信号とを含んでおり、これは次式で表される。
【００７４】 gt = rtcos(Φt) + ptcos(2πΔft+θt) (28) ただし、rtcos(Φt)は所望信号のＩ成分、ptcos(Δωt+θt)は所望信号からΔ
fヘルツのAM干渉波信号のＩ成分である。
【００７５】 その後、内部生成されたテスト信号gt、ローパスフィルタ（LPF）604でフィル
タイリングされた後ミキサ606に入力され、ここで局部発振器416からの発振信号
LOIを用いてベースバンド信号gtを搬送波周波数に変換する。ミキサ606は、所望
の搬送波から等間隔（±Δf）の２つの干渉波信号を生成するため、所望信号 rt cos(Φt)を用いる必要がない。したがって、内部生成されたテスト信号 gt は次
式で表される。
【００７６】 gt = ptcos(2πΔft+θt) (29)
【００７７】 ミキサ606は、内部生成されたテスト信号を、スイッチ610を経由してバンドパ
スフィルタ406に出力する。その後、ダイレクトコンバージョン受信機600は、ア
ンテナ402で受信した信号を使用せず、内部生成されたテスト信号gtを使用する
点を除き、上述した第１の実施形態と同様にパラメータa^, b^を推定するように
動作する。パラメータa^, b^の推定の後、スイッチ610はアンテナ402とバンドパ
スフィルタ406とを接続するほうに閉じ、ダイレクトコンバージョン受信機600の
その後の動作を可能にする（図４の説明を参照）。
【００７８】 このセルフ・テスト・オプションにおける内部生成されたテスト信号gtを用い
ることの有利な点は、例えば、 パラメータa, b の識別処理が容易に最適化でき
るなど、干渉波信号の設計および制御が可能になるところにある。
【００７９】 図７は、本発明の第４の実施形態に係るダイレクトコンバージョン受信機700
の詳細な構成を示すブロック図である。ダイレクトコンバージョン受信機 700
は、等化器428（図４を参照）の前段で第１の信号モデルStか第２の信号モデルS
~tかを選択するのではなく、第１の等化器（1st Equalizer）728aおよび第２の
等化器（2nd Equalizer）728bの後段で信号モデル StまたはS~tの選択がなされ
る。それ以外の点は第１の実施形態と同様である。
【００８０】 ダイレクトコンバージョン受信機700は、送信機704からの信号を受信するアン
テナ702 を備える。受信信号は、所望の周波数帯域（例えばGSM周波数帯域）を
通過させるように設計されたバンドパスフィルタ (BPF) 706 でフィルタリング
される。バンドパスフィルタ706から出力された受信信号は次式で表される。
【００８１】 wt = yt + p~t (30) = rtcos(ω0t+φt) + ptcos(ω1t+θt) (31) ただし、wtは受信信号、ytは搬送波周波数ω0での所望信号 、ptは搬送波周波
数ω1での隣接チャネルAM干渉波信号であり、ω0およびω1はバンドパスフィル
タ706の通過帯域内にある。
【００８２】 フィルタ出力信号は、低雑音増幅器 (LNA) 708で増幅され、ミキサ714aおよび
714b、局部発振器 (LO) 416により、ベースバンドの同相（Ｉ）成分およびベー
スバンドの直交（Ｑ）成分にダウンコンバートされる。局部発振器416は、受信
信号の搬送波周波数に応じた２つの発振信号LOIおよび LOQ を出力する。この２
つの発振信号は次式で表される。
【００８３】 LOI(t) = cos(ω0t) (32) LOQ(t) = sin(ω0t) (33) ただし、LOIおよびLOQはそれぞれ、Ｉ成分に対する発振信号、Ｑ成分に対する
発振信号である。発振信号LOIおよびLOQはそれぞれ、ミキサ714aおよび714bで受
信信号と乗積される。
【００８４】 局部発振器416の非線形性および干渉波漏れ（スケールファクタα’、β’で
示す）のための第１のローパスフィルタ (LPF) 718aおよび、Ｉ成分のミキサ714
aの出力を入力したときのそのローパスフィルタ出力の関係は次式で表される。
【００８５】 I~t = LPF { (rtcos(ω0t+φt) + ptcos(ω1t+θt) + α'Icos(ω0t+Υ)) (34) * ( cos(ω0t) + β'Iptcos(ω1t+θt+δ) ) } = rtcosφt +βIpt 2 + αI (35)
【００８６】 同様に、第１のローパスフィルタ (LPF) 718bおよび、Ｑ成分のミキサ714bの
出力を入力したときのそのローパスフィルタ出力の関係は次式で表される。
【００８７】 Q~t = rtsinφt + βQpt 2 (36)
【００８８】 その後、I~成分およびQ~成分はそれぞれ、Ａ／Ｄコンバータs (A/D) 720aおよ
び720bによってディジタル領域に変換され、第２のローパスフィルタ（LPF）722
aおよび722bでフィルタリングされる。さらに、一定の正規化処理がなされると
、ベースバンド成分は次式で表される。
【００８９】 I~t = It + a|pt|2 + IDC (37) Q~t = Qt + b|pt|2 + QDC (38)
【００９０】 ただし、It、Qtはそれぞれ所望のＩ成分およびＱ成分、IDC、QDCはそれぞれ、
Ｉ成分およびＱ成分の直流成分である。|Pt|2は干渉波AM信号の２乗包絡線のロ
ーパスフィルタリングがされたサンプルである。GSMまたはD-AMPS セルラシステ
ム等の無線チャネルによるディジタル伝送でシンボル間干渉を生じる場合には、
所望のＩ成分およびＱ成分は次式の複素数表現で表される。
【００９１】 It + jQt = HTUt + et (39)
【００９２】 ただし、H = [ho, ... , hL]Tは、チャネルフィルタ・タップの複素数表示の
ベクトル、Ut = [ut, ... , ut-L]Tは送信シンボルの複素数表示のベクトル、et は雑音の複素数表示である。したがって、第１の信号モデルの複素ベースバンド
信号Stは次式で表される。
【００９３】 St = I~t + jQ~t (40)
= HTUT + (a+jb) |pt|2 + DC + et (41)
= Σk=0 L{hk I + jhu Q}{Ut I + jUt Q} + et I + jet Q (42) ただし、j = √(-1) である。
【００９４】 I~tおよびQ~t成分は、第１のチャネル推定器424aに入力され、第１の信号モデ
ルStを用いて、既知のトレーニング・シーケンス（TS）と受信信号St（同じ既知
のトレーニング・シーケンスを含む）との相関をとり、同期位置およびチャネル
フィルタ・タップの第１のセットH^の推定値を計算する。チャネルフィルタのタ
ップH^の推定に第１の信号モデル Stを使用することは当業者には周知である。
推定されたチャネルフィルタ・タップH^はその後、第１の等化器728aに入力され
、その第１の等化器728aは信号をデコードして、決定した信号u^tおよびメトリ
ック（metric）を処理部726に出力する。
【００９５】 さらに本発明は、第２のチャネル推定器724bを備え、ここで第２の信号モデル
S~tによりチャネルフィルタ・タップの第２のセットH~を推定する。このチャネ
ルフィルタ・タップの第２のセットH~は第２の等化器728bに入力される。第２の
等化器728bは信号を復号化し、決定した信号u^tおよびメトリックを処理部726に
出力する。成分 Q~t-(b^/a^)I~t で表される第２の信号モデルS~tを得るために
、第２のローパスフィルタ722aはI~t成分を乗算器730に出力する。乗算器730は
チャネル推定器724bからの推定パラメータb^/a^も受信する。推定パラメータa^,
b^は、チャネル推定器724bで、上述の第１の実施形態に係るチャネル推定器424
bと同様に計算される（図４およびそれに関する説明を参照。）。乗算器730は -
(b^/a^)I~t を減算器732に出力する。減算器732は、Q~tも受信するので、Q~t-(b
^/a^)I~t を第２の等化器728bおよび第２のチャネル推定器724bに出力する。
【００９６】 具体的には、第２のチャネル推定器 724bは、第２の信号モデルS~tを用いて、
既知のトレーニング・シーケンス（TS）と Q~t-(b^/a^)I~t 成分との相関をとり
、同期位置およびチャネルフィルタ・タップの第２のセットH~の推定値を計算す
る。推定されたチャネルフィルタ・タップ H~ は第２の等化器728bに入力され、
その第２の等化器728bは信号を復号化して、決定した信号u~tおよびメトリック
を処理部726に出力する。その後、処理部726は、メトリックおよび決定した信号
u^t, u~tに基づき、第１の信号モデルStまたは第２の信号モデルS~tのどちらか
を選択する。
【００９７】 本実施形態における信号モデルStまたはS~tの選択はメトリックに基づき行わ
れる。具体的には、等化器728aおよび728bにおいて、それぞれのチャネルフィル
タ・タップH^およびH~がそれぞれシンボルu^, u~をデコードするのに使用される
。第２の信号モデルS~tのメトリックは式(24)と同様であり、また、第１の信号
モデルStのメトリックは式(25)と同様であるが、無線チャネルH~およびH^につい
て最小化するのではなく、ここではシンボルu^およびu~を最小化することになる
。したがって、同種の決定処理をチャネル推定の問題として用いることができる
。例えば、 （S~tの）メトリック ＜ α・（Stの）メトリック であるときは、受信信号のその後の処理に第２の信号モデルS~tからの推定シ
ンボルを使用し、それ以外のときは、受信信号のその後の処理に第１の信号モデ
ルStからの推定シンボルを使用する。
【００９８】 ダイレクトコンバージョン受信機 700 にも内部生成されたテスト信号 ct, dt （図５を参照）または内部生成されたテスト信号 gt（図６を参照）を用いたパ
ラメータa^, b^の推定を適用しうることは理解されよう。
【００９９】 図８は、本発明の実施形態に係る方法800を基本的な処理を示すフローチャー
トである。まず、ステップ802で、第１の信号モデルStを用いて第１のチャネル
フィルタ・タップH^を推定する。
【０１００】 ステップ804では、第２の信号モデルS~tを用いて第２のチャネルフィルタ・タ
ップH~を推定する。ここでは、上述した第１の実施形態に係る最適化アルゴリズ
ムを用いたパラメータa^, b^の推定を含む。受信信号、内部生成された信号ct,
dt（図５を参照）、または、内部生成された信号gt（図６を参照）を、パラメー
タa^, b^の推定に用いることができる。
【０１０１】 ステップ806では、第１の信号モデルStおよび第２の信号モデルS~tのうち、受
信信号から隣接チャネル干渉波信号をうまく除去できるほうの信号モデルの選択
を行う（第１の実施形態に関する説明を参照。）。第１の信号モデルStおよび第
２の信号モデルS~tのどちらかを選択する処理は、受信信号の等化処理の前に行
うこともできるし（図４を参照）、受信信号の並列型等化処理の後に行うことも
できる（図７を参照）。
【０１０２】 信号モデルStおよびS~tのいずれかを選択するイベントが受信信号の等化処理
の前に行われる場合には、その選択は、推定された複数の第１のチャネルフィル
タ・タップH^、推定された複数の第２のチャネルフィルタ・タップH~、そして、
少なくとも１の品質パラメータ、を用いて行われる。他方、信号モデルStおよび
S~tのいずれかを選択するイベントが受信信号の並列型等化処理の後に行われる
場合には、その選択は、メトリックおよび決定された信号u^t, u~tを用いて行わ
れる。
【０１０３】 ステップ808では、受信信号をデコードし、選択された信号モデルStまたはS~t を用いてその後の処理を行う。
【０１０４】 本発明は、受信信号からAM干渉波を効率的に除去することによって、問題とな
る時間変動する直流オフセットを補償する装置および方法を提供するものである
。このことが以上の説明より当業者には容易に理解されよう。また、開示した装
置および方法は、従来技術に比してコストおよび電流消費の点で効率的な方法で
AM干渉波を抑圧することもできる。また、例えばダイレクトコンバージョン受信
機のような従来の無線受信機におけるソフトウェア、ハードウェア、または両方
の適当な修正で本発明を簡単に実現できることも、当業者には明らかであろう。
【０１０５】 以上の詳細な説明において、本発明の方法および装置のいくつかの実施形態に
ついて添付の図面を用いて説明したが、本発明は実施形態に限定されるものでは
なく、請求の範囲に記載し定義した発明の主旨を逸脱することなく種々の再配列
、改変、代替が可能であることは理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示すブロック図である。
【図２】 直流オフセット補償のための第３の受信機を備えた構成の従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機を示すブロック図である。
【図３】 本発明の装置例に係る基本構成を示すブロック図である。
【図４】 図３に示した装置例の第１の実施形態に係る詳細構成を示すブロック図である
。
【図５】 図３に示した装置例の第２の実施形態に係る詳細構成を示すブロック図である
。
【図６】 図３に示した装置例の第３の実施形態に係る詳細構成を示すブロック図である
。
【図７】 図３に示した装置例の第４の実施形態に係る詳細構成を示すブロック図である
。
【図８】 本発明に係る好適な方法の基本ステップを示すフローチャートである。
【手続補正書】
【提出日】平成１４年３月１８日（２００２．３．１８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ， ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ， ＺＡ，ＺＷ

Claims (34)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信信号から振幅変調された干渉波信号を十分に除去するこ
    とで、時間変動する直流オフセットを補償する装置であって、 第１の信号モデルを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップを推定する
    第１のチャネル推定器と、 第２の信号モデルを用いて複数の第２のチャネルフィルタ・タップを推定する
    第２のチャネル推定器と、 前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルのうち、前記受信信号から
    前記振幅変調された干渉波信号を十分に除去するのに適した動作をする信号モデ
    ルを選択する処理部と、 を備えることを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】 前記第１の信号モデルは、次式で表されることを特徴とする
    請求項１に記載の装置。 St = I~t + jQ~t ただし、I~tは前記受信信号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tは前記受信信
    号の直交（Ｑ）ベースバンド信号である。
  3. 【請求項３】 前記第２の信号モデルは、次式で表されることを特徴とする
    請求項１に記載の装置。 S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t ただし、a^およびb^は前記振幅変調された干渉波信号の推定パラメータ、I~t
    は前記受信信号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tは前記受信信号の直交（Ｑ
    ）ベースバンド信号である。
  4. 【請求項４】 前記推定パラメータa^およびb^は、最適化アルゴリズムによ
    り計算されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
  5. 【請求項５】 前記最適化アルゴリズムは、各バーストの受信毎、所定数の
    バーストの受信毎、または、所定時間毎、のいずれかで実行されることを特徴と
    する請求項４に記載の装置。
  6. 【請求項６】 前記推定パラメータa^およびb^は、前記受信信号を用いて推
    定されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記推定パラメータa^およびb^は、少なくとも１の内部生成
    テスト信号を用いて推定されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
  8. 【請求項８】 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号
    モデルのうち、信号対雑音比が高くなるほうの信号モデルを選択するように動作
    することを特徴とする請求項１に記載の装置。
  9. 【請求項９】 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号
    モデルのいずれかを、推定された前記複数の第１のチャネルフィルタ・タップと
    、推定された前記複数の第２のチャネルフィルタ・タップと、少なくとも１の品
    質パラメータとを用いて選択することを特徴とする請求項１に記載の装置。
  10. 【請求項１０】 前記選択された信号モデルを用いて前記受信信号を処理す
    る等化器を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  11. 【請求項１１】 更に、 推定された前記複数の第１のチャネルフィルタ・タップを受信する第１の等化
    器と、 推定された前記複数の第２のチャネルフィルタ・タップを受信する第２の等化
    器と、を備え、 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルのいずれか
    を選択する前に、前記第１の等化器および前記第２の等化器からの情報を受信す
    ることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  12. 【請求項１２】 本装置は、移動電話機、基地局、または、ダイレクトコン
    バージョン受信機のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  13. 【請求項１３】 受信信号から隣接チャネル干渉波を十分に除去する通信シ
    ステムであって、 第１の信号モデルを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップを推定する
    第１のチャネル推定器と、 第２の信号モデルを用いて複数の第２のチャネルフィルタ・タップを推定する
    第２のチャネル推定器と、 前記受信信号から前記隣接チャネル干渉波を十分に除去するのに用いようとす
    る、もしくは用いられた、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルの
    いずれかを選択する処理部と、 を備えることを特徴とする通信システム。
  14. 【請求項１４】 前記第１の信号モデルは、次式で表されることを特徴とす
    る請求項１３に記載の通信システム。 St = I~t + jQ~t ただし、I~tは前記受信信号のベースバンド同相（Ｉ）信号、Q~tは前記受信信
    号の直交（Ｑ）ベースバンド信号である。
  15. 【請求項１５】 前記第２の信号モデルは、次式で表されることを特徴とす
    る請求項１３に記載の通信システム。 S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t ただし、a^およびb^は前記隣接チャネル干渉波の推定パラメータ、I~tは前記
    受信信号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tは前記受信信号の直交（Ｑ）ベー
    スバンド信号である。
  16. 【請求項１６】 前記推定パラメータa^およびb^は、最適化アルゴリズムに
    より計算されることを特徴とする請求項１５に記載の通信システム。
  17. 【請求項１７】 前記最適化アルゴリズムは、各バーストの受信毎、所定数
    のバーストの受信毎、または、所定時間毎、のいずれかで実行されることを特徴
    とする請求項１６に記載の通信システム。
  18. 【請求項１８】 前記推定パラメータa^およびb^は、前記受信信号を用いて
    推定されることを特徴とする請求項１５に記載の通信システム。
  19. 【請求項１９】 前記推定パラメータa^およびb^は、少なくとも１の内部生
    成テスト信号を用いて推定されることを特徴とする請求項１５に記載の通信シス
    テム。
  20. 【請求項２０】 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信
    号モデルのうち、信号対雑音比が高くなるほうの信号モデルを選択するように動
    作することを特徴とする請求項１３に記載の通信システム。
  21. 【請求項２１】 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信
    号モデルのいずれかを、推定された前記複数の第１のチャネルフィルタ・タップ
    と、推定された前記複数の第２のチャネルフィルタ・タップと、少なくとも１の
    品質パラメータとを用いて選択することを特徴とする請求項１３に記載の通信シ
    ステム。
  22. 【請求項２２】 前記選択された信号モデルを用いて前記受信信号を処理す
    る等化器を更に備えることを特徴とする請求項１３に記載の通信システム。
  23. 【請求項２３】 更に、 推定された前記複数の第１のチャネルフィルタ・タップを受信する第１の等化
    器と、 推定された前記複数の第２のチャネルフィルタ・タップを受信する第２の等化
    器と、を備え、 前記処理部は、前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルのいずれか
    を選択する前に、前記第１の等化器および前記第２の等化器からの情報を受信す
    ることを特徴とする請求項１３に記載の通信システム。
  24. 【請求項２４】 受信信号における隣接チャネル干渉波信号の影響を軽減す
    る方法であって、 第１の信号モデルと前記受信信号とを用いて、複数の第１のチャネルフィルタ
    ・タップを推定する第１の推定ステップと、 第２の信号モデルと前記受信信号とを用いて、複数の第２のチャネルフィルタ
    ・タップを推定する第２の推定ステップと、 前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルのうち、前記受信信号から
    隣接チャネル干渉波信号を十分に除去するのに適した動作をする信号モデルを選
    択する選択ステップと、 を有することを特徴とする方法。
  25. 【請求項２５】 前記第１の信号モデルは、次式で表されることを特徴とす
    る請求項２４に記載の方法。 St = I~t + jQ~t ただし、I~tは前記受信信号のベースバンド同相（Ｉ）信号、Q~tは前記受信信
    号の直交（Ｑ）ベースバンド信号である。
  26. 【請求項２６】 前記第２の信号モデルは、次式で表されることを特徴とす
    る請求項２４に記載の方法。 S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t ただし、a^およびb^は前記隣接チャネル干渉波信号の推定パラメータ、I~tは
    前記受信信号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tは前記受信信号の直交（Ｑ）
    ベースバンド信号である。
  27. 【請求項２７】 前記推定パラメータa^およびb^は、最適化アルゴリズムに
    より計算されることを特徴とする請求項２６に記載の方法。
  28. 【請求項２８】 前記最適化アルゴリズムは、各バーストの受信毎、所定数
    のバーストの受信毎、または、所定時間毎、のいずれかで実行されることを特徴
    とする請求項２７に記載の方法。
  29. 【請求項２９】 前記推定パラメータa^およびb^は、少なくとも１の内部生
    成テスト信号を用いて推定されることを特徴とする請求項２６に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 前記選択ステップは、前記第１の信号モデルおよび前記第
    ２の信号モデルのいずれかを、推定された前記複数の第１のチャネルフィルタ・
    タップと、推定された前記複数の第２のチャネルフィルタ・タップと、少なくと
    も１の品質パラメータとを用いて選択することを特徴とする請求項２４に記載の
    方法。
  31. 【請求項３１】 前記選択された信号モデルを用いて前記受信信号を復号す
    る復号化ステップを更に有することを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 前記第１の信号モデルおよび前記第２の信号モデルのいず
    れかを選択する前に、 前記第１の信号モデルを用いて前記受信信号を復号するステップと、 前記第２の信号モデルを用いて前記受信信号を復号するステップと、 を更に有することを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 受信信号から、振幅変調された干渉波信号を十分に除去す
    る装置であって、 a^, b^を、前記振幅変調された干渉波信号の推定パラメータ、I~tを前記受信
    信号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tを前記受信信号の直交（Ｑ）ベースバ
    ンド信号とすると、次式、 S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t で表される信号モデルを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップを推定
    するチャネル推定器と、 前記チャネル推定器に接続され、推定された前記チャネルフィルタ・タップを
    用いて前記受信信号を処理する等化器と、 を備えることを特徴とする装置。
  34. 【請求項３４】 受信信号から、振幅変調された干渉波信号を十分に除去す
    る方法であって、 a^, b^を前記振幅変調された干渉波信号の推定パラメータ、I~tを前記受信信
    号の同相（Ｉ）ベースバンド信号、Q~tを前記受信信号の直交（Ｑ）ベースバン
    ド信号とすると、次式、 S~t(b^/a^) = Q~t - (b^/a^) I~t で表される信号モデルを用いて複数の第１のチャネルフィルタ・タップを推定
    するステップと、 推定された前記チャネルフィルタ・タップを用いて前記受信信号を処理するス
    テップと、 を有することを特徴とする方法。
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