CN1381944A - Pwm变换器系统 - Google Patents

Abstract

单相PWM变换器系统采用采样一保持电路,当正或负电臂的二相门信号之一为开另一为关时,该采样一保持电路对直流电流采样并保持。该变换器系统根据二相门条件确定采样一保持电路的输出的符号,在变换器输入端检测相电流,在变换器的输入端控制电压使得被测电流值与电源电流命令相一致。三相PWM变换器系统从直流电检测电源电流的有效电流和无效电流,并根据所得值控制PWM变换器,从而提供电源功率因子为1的正弦波电源电流。

Description

PWM变换器系统

技术领域

本发明涉及PWM变换器系统，用来从功率源一侧向负载一侧提供电源功率因子几乎为1的正弦电源电流，或从负载一侧向功率源一侧提供再生电功率。

背景技术

作为可以极大地减少由功率变换器产生的谐波电流的功率变换器，一种正弦波PWM变换器已经非常普遍。PWM变换器通过一个交流电抗器或一个变压器连接到一个输入侧交流功率源，在变换器输出侧的直流端之间连接一个平滑电容器和一个负载。因此，在从功率源一侧向负载一侧提供电功率，即有负载状态时，可以控制PWM变换器以提供与电源电压同相的正弦电源电流(即交流电抗器电流)。

另一方面，例如在太阳能发电设备中，当从电池一侧(即直流功率源一侧)向交流功率源一侧再生电功率时，可以控制变换器以提供与电源电压反相的正弦波电源电流。特别地，可以用电源电流幅度命令使得平滑电容器上的直流电压恒定，从而控制PWM变换器使测得的电源电流值与命令相一致。以上所述电源电流幅度命令是一个与电源电压同相的电流命令。

如上所述，需要一个电流传感器来检测变换器的输入交流电流。如日本特开平公报07-213067公布的日本专利申请所披露的，使用三相变换器至少要两个电流传感器，使用单相变换器必须要一个电流传感器。此外，如果变换器的正或负电臂开关元件短路，平滑电容的电压也短路产生过载电流导致开关元件损坏。因此，为了保护开关元件，在变换器输出端和平滑电容之间设置直流电传感器，以检测过载电流并阻断门信号。

进而，如相关的技术中所说，日本特开平公报06-153526已公布的日本专利申请提出一种方法，从三相变换器中的直流电流来检测三相交流电流，从而取消三相变换器交流侧的电流传感器。

在传统的PWM变换器系统中，对于三相PWM变换器，在变换器交流输入端需要两个电流传感器，在直流输出端需要一个。对于单相PWM变换器，在输入端需要一个电流传感器，在输出端需要一个。

进一步说，在日本特开平公报06-153526中公布的日本专利申请所提出的技术，还需要一个高速A/D变换器或一个微处理器。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种PWM变换器系统，该系统无需在变换器输入端安装电流传感器来控制变换器，并可以完成与带电流传感器的变换器系统等价的控制，从而降低总成本和变换器系统的体积。

根据本发明的PWM变换器系统包括：电流检测装置，用来从变换器输出端的直流电流和变换器的门信号中检测变换器的输入电流；一个计算单元，用来根据所测电流控制变换器的电源电流。相应地，PWM变换器系统不需要在变换器输入端使用电流传感器就可以控制变换器，并能完成与带有电流传感器的变换器系统等价的控制。

根据本发明的单相PWM变换器系统，它接到单相交流功率电源上。它使用一种采样一保持电路作为电流检测装置，它采样并保持直流电流至这样的状态，其中，正或负电臂的二相门信号之一为开且另一个为关；根据二相门条件确定采样一保持电路输出的符号；并且检测变换器的输入电流。进而，PWM变换器系统采用控制变换器输入电压的装置，使测得的电流值与电流命令相一致。这样使PWM变换器系统可以完成与带电流传感器的PWM变换器系统等价的控制。此外，采样一保持电路输出的信号波形具有变换器输入交流电压的180度的周期，并与电源电流同步连续变化。

更进一步说，当采样一保持电路的输出超过预定的过载电流时，根据本发明的PWM变换器系统阻断变换器的所有门信号。相应地，当由于过载或其它原因出现过载电流时，PWM变换器系统可以迅速得到保护。

接下来，根据本发明的三相PWM变换器系统的电流检测部分连接到三相交流电源上。它包括两个采样一保持电路。当三相PWM变换器系统的正或负电臂开关元件的三相之一相为开，另两相为关状态时，第一采样一保持电路对直流电流采样并保持。当有二相为开，另一相为关状态时，第二采样一保持电路对直流电流采样并保持。

更进一步说，根据本发明的三相PWM变换器系统，根据所述两个采样一保持电路的输出和对电源电压相位所测的值，采用用以计算电源电流的有效电流Iq和无效电流Id的装置。从而能够根据Iq和Id所算得的值控制变换器的交流输入电压。最终能够不在变换器的输入端使用电流传感器的情况下，对有效和无效电流进行控制，做到与带传感器的类似PWM变换器系统相同的控制。

更详细地说，当第一个或第二个采样一保持电路的至少一个输出超过预定过载电流值时，根据本发明的三相PWM变换器系统会阻断变换器所有的门信号。结果，变换器系统可以迅速得到保护免遭因过载或其它原因的过载电流。

附图说明

图1是一个示意图，描述一个单相变换器系统，它是本发明的第一个实施例。

图2是一个详细电路图，详细说明图1中所示的电流检测装置7a。

图3是表示图2中显示的电流检测装置7a的定时图。

图4是示意图，表示单相变换器输出端的直流电流和单相变换器的输入端的交流电流之间的关系。

图5是图2中所示的采样一保持电路17c的输出波形图。

图6是一个太阳能发电设备，它是本发明另一个实施例。

图7是一个示意图，描述一个三相PWM变换器系统，它是本发明又一实施例。

图8是一个详细电路图，详细说明图7中所示的电流检测部分7b。

图9是图8中所示的电流检测部分7b的定时图。

图10是一个示意图，表示三相变换器输出端的直流电流与三相变换器输入端交流电流之间的关系。

图11是图8所示的采样一保持电路17a和17b的输出波形图。

图12是图11所示的每隔60度时间段的门信号波形图，。

图13是一个详细方框图，详细说明图7中所示的电源电流控制装置。

具体实施方式

以下是参照附图对本发明的较佳实施例的详细说明。

(实施例1)

图1中，通过交流电抗器2，从单相交流功率源1a向单相变换器3a提供交流电功率，该交流电功率由单相变换器3a转换为直流电功率，再提供给平滑电容4和负载5。进一步，控制电路包括：电源电压相位检测装置6、单相电流检测装置7a和由单片微处理器组成的变换器控制计算单元8a。电源电压相位检测装置6检测功率源1a的电压相位θr。然后，单相电流检测装置7a根据门信号和直流电流检测器9的输出对直流电流采样，并检测变换器的输入电流波形，再输出ic值。

然后，变换器控制计算单元8a通过单片微处理器的软件进行处理。首先，它用内置于微处理器的A/D变换器10输入ic值，该值是从电流检测部分输出的，根据X相的门信号XL分配符号给ic，并计算变换器的输入电流iu。在采用通用技术的变换器控制器中，DC电压控制装置11输出电源电流(即变换器的输入电流)的幅度命令I1，使得测得的DC电压值Vdc与DC电压命令Vdc*一致，然后电源电流命令计算单元12计算公式1输出交流电流命令iu*。

(公式1)

iu^*＝-I1·sinθr

这里，当电功率从功率源提供到负载时I1为正，iu*的相位与电源电压相位θr相反。另一方面，当电功率从负载向功率源时再生时I1为负，iu*的相位与电源电压相位θr一致。接着，电源电源控制装置13a输出二相电压命令Vu*和Vv*(即Vv*等于-Vu*)使测得的值iu与交流电流命令iu*相同。据此，PWM门信号发生装置14a输出门信号U，V，X和Y。

图2表示本发明的主要部分单相电流检测装置7a的详细电路图。可以获得变换器的正电臂门信号U和V通过异或电路15a产生的输出与负电臂门信号X和Y通过异或电路15b产生的输出的逻辑乘积，该输出被当作采样一保持电路17c的采样一保持信号SHC。进一步说，在锁存电路18c中，门信号X被锁存于这样的状态，此时SHc等于1，并被作为XL信号。

然后，图3是图2中所示单相电流检测装置7a的时序图。U相位和V相位的调制波与每个电压命令相对应。一个V相调制波对U相调制波的相位为180度，即U相位调制波的相反符号值。图3表示当U相位调制波为正，V相位调制波为负时，一个载波周期内每一部分的工作波形。当调制波大于三角波时门信号变成1，与门信号相关的开关元件开启。另一方面，当调制波小于三角波时门信号变成0，与门信号相关的开关元件关闭。除了死时间段，在信号U和V不同的时问段内，采样一保持信号SHc变成电平1，在这个时间内采样并保持直流电流idc。进而，锁存在这个时间段内的X信号的输出，即XL信号标识了ic的符号。

现在，参照图4对与直流idc有关的电源电流元件进行说明。一种单相逆变器3a由4个开关元件和4个二极管组成，其中正电臂的门信号是U和V，负电臂的门信号是X和Y。根据图4，公式2表达了直流电流idc。

(公式2)

idc＝iun+ivn

＝-iu·X-iv·Y

其中，当X为0时，iun为0；当X为1时，iun为-iu。类似的，当Y为0时，ivn为0；当Y为1时，ivn为-iv。另外，iu等于-iv，并且在采样一保持信号SHc输出的时间段内，当X为1时，Y为0；当X为0时，Y为1。相应地，在公式2中，当X为1时iu为-idc；当X为0时，iu为idc。相应地，可以在变换器输入端检测相位电流iu，其方法是：象图1中那样，在采样一保持信号SHc时间段内检测直流电流idc(即ic等于idc)同时识别门信号X(即XL等于X)，然后给ic分配符号。

然后，采样一保持电路17c的输出ic波形如图5所示。在时间段I中，U相位电压命令Vu*为正和V相位电压命令Vv*为负。在这个时间段内，idc被采样并被保持与图3中相同的状态(即X为0，Y为1)，结果ic等于iu(即等于idc)另一方面，在时间段II中，U相位电压命令Vu*为负，V相位电压命令Vv*为正。在这个时间段内，idc被采样并被保持在X为1，Y为0的状态，结果ic等于-iu(即等于idc)。结果，ic的波形与变换器的输入电流同步地以180度周期连续输出。

这个实施例通过使用直流传感器的输出值idc检测变换器输入电流，该传感器用来保护变换器的电臂免于短路，由此控制变换器电流。结果是，不需要电源电流传感器，从而降低变换器系统的成本和尺寸。

然后，电源电流的瞬时值是从采样一保持电路连续输出的，如图5所示。因此，当因为过载或其它原因使ic值超过预定的过载电流值时，这个实施例会阻断变换器所有门信号，就像二极管整流器一样工作。接着，它向负载侧发送过载电流信号并停止其工作。例如，当把一个马达驱动逆变器作为负载连接时，该实施例就会阻断该逆变器的门信号，从而停止工作。因此，当由于过载或其它原因出现过载电流时，可以快速保护变换器系统和负载侧的设备。

实施例2

图6表示本发明的第2个实施例。图6示出一个太阳能发电设备，其主要电路与图1的主要电路不同。其主要电路的组成不是负载5，而是太阳能电池19和箝位二极管20。其中，DC侧的电功率被再生送到AC功率源侧。接着，替代AC电抗器的变压器21使功率源与变换器绝缘。本实施例所用的单相PWM变换器控制技术与第1个实施例的相同。相应地，不需要电源电流传感器，从而降低设备的成本和体积。

实施例3

接下来，参照图7描述连接到三相交流功率源的三相PWM变换器系统，它是本发明的一个实施例。在图7中，从三相交流功率源Ib通过AC电抗器2向三相变换器3b提供的交流电功率由三相变换器3b转换成直流电功率，然后提供给平滑电容4和负载5。控制电路的组成有电源电压相位检测装置6，电流检测装置7b和三相变换控制计算单元8b。电流检测装置7b是本实施例的主要部分。根据门信号和直流电流检测器9的输出信号，电流检测装置7b检测变换器的输入电流波形，并输出作为ia和ib的值。

变换器控制计算单元8b的输入ia和ib，它们由电流检测部分输出。根据它们的值，即电压向量信号Veca和Vecb，电源电压相位θr，Id/Iq计算单元22算出电源电流中的无效电流Id和有效电流Iq。

变换器控制器输出电源电流(即变换器的输入电流)的有效电流命令Iq*，使Vdc与Vdc*一致。电源电流控制器13b输出三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*，使测得的值Iq与有效电流命令Iq*一致，无效电流Id等于0。基于此，PWM门信号发生装置14b输出门信号U，V，W，X，Y和Z。

图8示出电流检测装置7b的详细电路图，它是本实施例的主要部分。与门电路23检测6种类型的门条件，然后，当逆变器的负电臂门信号之一相为开(即X、Y、Z等于1，0，0；X，Y，Z等于0，1，0和X，Y，Z等于0，0，1)时，加法器24a将所有信号相加以获得采样一保持信号Sha。当SHa为1时，采样一保持电路17a对直流电流idc采样并保持，输出为ia。

当逆变器的负电臂门信号中有两个相为开(即X、Y、Z为1，1，0；X、Y、Z为0，1，1和X、Y、Z为1，0，1)时，加法器24b将所有信号相加获得采样一保持信号SHb。当SHb等于1时，采样一保持电路17b对直流电流idc采样并保持，输出为ib。锁存电路18a锁存电压向量为这样的状态，其中，SHa为1，输出为Veca。另一方面，锁存电路18b锁存电压向量为这样的状态，其中，SHb为1，输出为Vecb。

图9表示图8中所示的三相电流检测装置7b的定时图。如图9所示，对应于U相位电压命令的U相位调制波最大，V相位调制波其次，W相位调制波最小。除了死时间段，三相门信号X、Y、Z中两个为开的门条件作为SHb信号输出；门信号的仅仅一相为开时的条件作为Sha信号输出。

接着，参照图10说明包含在直流电流idc的电源电流部件。三相变换器3b的组成有6个开关元件和6个逆流二极管(reflux diode)。根据图10由公式3表示直流电流idc。

(公式3)

idc＝iun+ivn_iwn

＝-iu·X-iv·Y-iw·Z

其中iu，iv和iw是变换器每一相的输入电流，门信号X、Y或Z当它开时为1当它为关时为0。接着，根据公式3，当X，Y，Z为0，0，0时，idc为0。当X，Y，Z为1，1，1时，因为三相电源电流总加为0，idc仍为0。相应的，有6种门条件，其中，电流经由idc流动，如图10所示。根据该门条件确定idc与电源电流的关系。

现在，参见图11来说明采样一保持电路的输出ia和ib。图11示出当变换器输入端电流相位稍滞后于变换器输入端电压相位时的波形。在控制PWM变换器时，变换器输入端电压相位几乎与电源的电压相位相同。因此，图11的波形是功率再生时的波形，即从负载到功率源提供电流时的波形。若以每60度为一个时间段，每段中三相AC电压命令Vu*，Vv*和Vw*交叉，分别把6个时间段分配为I到VI，每60度时间段对应的门信号波形见图12所示。当X、Y或Z中有一个为开时，采样一保持电路17a对idc采样并保持，输出ia。当两相为开时，采样一保持电路17b对idc采样并保持，输出ib。此时的idc由公式3表示。在每种门条件下，ia和ib的值见图12所示。如果用变换器一个周期的输出电压来表示这些值，如图11的底部所示示出了ia和ib的波形。也就是说，三个相位电压中最高的电压相位电流周期性地输出为ib。而最低电压相位的电流的反相值输出为ia。因而，ia和ib的相位彼此相差60度。

接着，解释过载电流的保护。根据图11，在控制维持电源的功率因子几乎为1或-1时，每一相的瞬时电流最大值周期性输出为ia或ib。例如，在图11中，iv的瞬时电流幅度在时间段I中最大，输出为ia(即ia等于-iv)。Iu在时间段II中最大，输出为ib。即，三相的瞬时电流的最大值输出为ia或ib。当由于过载或其它原因ia或ib超过预定过载电流值时，该实施例会阻断变换器的所有门信号，就象一个整流二极管一样。然后，它向负载侧发送过载电流信号并停止其工作。因此，当由于过载或其它原因出现过载电流时，这个实施例能快速保护变换器系统或负载侧的设备。

现在说明检测电源电流中有效电流Iq和无效电流Id的方法。60度时间段I到VI如图11所示，由公式4可获得Iq和Id。

(公式4)

(时间段I)

iα＝-ia $\mathrm{i\β}=(\mathrm{ia}-2\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cos(θd^*-2π/3)+iβ·sin(θd^*-2π/3)

Iq＝iα·sin(θd^*-2π/3)+iβ·cos(θd^*-2π/3)

(时间段II)

iα＝ib $\mathrm{i\β}=(2\mathrm{ia}-\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cosθd^*+iβ·sinθd^*

Iq＝iα·sinθd^*+iβ·cosθd^*

(时间段III)

iα＝-ia $\mathrm{i\β}=(\mathrm{ia}-2\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cos(θd^*-4π/3)+iβ·sin(θd^*-4π/3)

Iq＝iα·sin(θd^*-4π/3)+iβ·cos(θd^*-4π/3)

(时间段IV)

iα＝-ib $\mathrm{i\β}=(2\mathrm{ia}-\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cos(θd^*-2π/3)+iβ·sin(θd^*-2π/3)

Iq＝iα·sin(θd^*-2π/3)+iβ·cos(θd^*-2π/3)

(时间段V)

iα＝ia $\mathrm{i\β}=(\mathrm{ia}-2\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cosθd^*+iβ·sinθd^*

Iq＝iα·sinθd^*+iβ·cosθd^*

(时间段VI)

iα＝-ib $\mathrm{i\β}=(2\mathrm{ia}-\mathrm{ib})/\sqrt{3}$

Id＝iα·cos(θd^*-4π/3)+iβ·sin(θd^*-4π/3)

Iq＝iα·sin(θd^*-4π/3)+iβ·cos(θd^*-4π/3)

这里，如果电源电压相位测得的值为θr，参考相位命令θd*等于θr-π/2。另外，ia是采样一保持电路17a的输出，ib是采样一保持电路17b的输出。

另外，由公式4表示的60度时间段I可以用Veca和Vecb标识。Veca和Vecb是图8所示锁存电路的输出。例如，当给定时间段的门条件如图12所示时，且Veca表示X、Y、Z为0，1，0，并且Vecb表示X、Y、Z为0，1，1，则这个时间段标识为时间段I。

图13表示电源电流控制器13b的详细方框图。比例积分补偿电路25a对无效电流Id补偿使其变成0，输出为d轴电压命令Vd*。而对于q轴，比例积分补偿电路25b对所测得的Iq补偿使其等于Iq*，向电源电压辐度命令值Vr*增加输出ΔVq，从而得到q轴电压命令Vq*。此外，dq/uvw变换器26由公式5计算转动坐标轴的电压命令Vd*和Vq*，然后输出固定坐标轴的交流电的三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*的值。

(公式5)

Vu^*＝Vd^*·cosθd^*-Vq^*·sinθd^* $\mathrm{Vw}*=-\mathrm{Vu}*/2-\sqrt{3}(\mathrm{Vd}*\·\sin \mathrm{\θd}*+\mathrm{Vq}*\·\cos \mathrm{\θd}*)/2$

Vv^*＝-(Vu^*+Vw^*)

如上所述，本发明的这个实施例从直流电流中可算出电源电流Iq和Id，根据这些值来控制PWM变换器，从而得到电源的功率因子为1和有小谐波电流的正弦电源电流。因此，在变换器输入端的两相不再需要传感器，从而降低了变换器系统的成本和体积。

根据本发明，可以算出变换器的输入电流，有效电流和无效电流，并根据它们来控制PWM变换器。其结果是，在变换器输入端不再需要传感器，实现了经济的变换器系统，缩小了变换器系统的体积。

另外，如果采样一保持电路的输出超过预定过载电流值时，本发明阻断变换器的门信号，并保护变换器系统免于过载电流。

Claims (11)

1、一种PWM变换器系统，包括：

PWM变换器，其输入端通过交流电抗器或变压器连接到交流功率源，其输出直流端连接到设置其间的平滑电容器以将交流电转换成直流电，以及

控制器，所述控制器包括：

电流检测部分，它根据所述PWM变换器的输出直流电流，在所述PWM变换器的输入端输出相位电流波形，以及

计算单元，它根据所述电流波形进行计算以控制所述PWM变换器。

2、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括采样一保持电路，在单相PWM变换器的正或负电臂开关元件的两相中一相为开另一相为关时，该采样一保持电路对变换器的输出直流电流采样并保持。

3、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括采样一保持电路，在单相PWM变换器的正或负电臂开关元件的两相中一相为开另一相为关时，该采样一保持电路对变换器的输出直流电流采样并保持，所述电流检测部分还包括根据所述采样一保持电路的输出控制变换器交流输入电压的装置。

4、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括采样一保持电路，在单相PWM变换器的正或负电臂开关元件的两相中一相为开另一相为关时，该采样一保持电路对变换器的输出直流电流采样并保持，所述电流检测部分还包括根据所述采样一保持电路和所述门条件检测变换器输入端的电流，并根据测得的电流值控制变换器的交流输入电压的装置。

5、如权利要求2至4任一所述的PWM变换器系统，其特征在于，由所述采样一保持电路输出的电流波形随着变换器的交流电压的180度为一个周期而变化。

6、如权利要求3或4所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述控制器进一步包括当采样一保持电路的输出超过预定过载电流值时阻断变换器所有门信号的装置。

7、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括两个采样一保持电路，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的一相为开另二相为关时，第一采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的两相为开另一相为关时，第二采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持。

8、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括两个采样一保持电路，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的一相为开另二相为关时，第一采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的两相为开另一相为关时，第二采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持，所述电流检测部分还包括根据所述采样一保持电路的输出控制变换器交流输入电压的装置。

9、如权利要求1所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述电流检测部分包括两个采样一保持电路，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的一相为开另二相为关时，第一采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持，在三相PWM变换器的正或负电臂开关元件的三相中的两相为开另一相为关时，第二采样一保持电路对变换器的输出直流电流进行采样并保持，所述控制器还包括根据电源电压相位所测得的值与所述采样一保持电路的输出，计算电源电流的有效电流和无效电流的装置；以及，根据所述有效电流和无效电流的计算的值控制变换器交流输入电压的装置。

10、如权利要求7至9任一所述的PWM变换器系统，其特征在于，由所述采样一保持电路输出的电流波形随着变换器的交流输入电压的120度的周期而变化。

11、如权利要求8或9所述的PWM变换器系统，其特征在于，所述控制器还包括当所述采样一保持电路的输出超过预定过载电流值时阻断变换器所有门信号的装置。

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