CN1829061A - 一种三电平逆变器的控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平逆变器的控制系统，它含有三电平电压源逆变器(NPC)，其特征在于它还含有：现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理器(DSP)；其中，现场可编程门阵列(FPGA)接收数字信号处理器(DSP)发送的控制电压指令后产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号；本发明同时公开了一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于包括以下步骤：(1)数字信号处理器(DSP)发送用于控制三电平逆变器的三相参考电压的空间电压矢量幅值m和幅角θ；(2)现场可编程门阵列(FPGA)接收DSP发送的空间电压矢量幅值m和幅角θ，产生信号Vca、Vcb、Vcc，Vca＝m＊cosθ、Vcb＝m＊cos(θ－120°)、Vcc＝m＊cos(θ+120°)，再经过直流偏置和死区补偿技术处理后产生三相电压调制信号Vca^**、Vcb^**、Vcc^**；(3)最后分别和正三角波、负三角波比较产生控制脉冲。本发明克服了现有空间矢量脉宽调制法(SVPWM)，特定谐波消除法(SHE－PWM)技术的不足，提供了一种快速性好、控制简单、实用的三电平逆变器的控制系统及方法。

Description

一种三电平逆变器的控制系统及方法

【技术领域】

本发明涉及一种三电平逆变器控制系统及方法，尤其涉及一种基于正弦波调制的、采用直流偏置技术和死区补偿技术的三电平逆变器控制系统及方法。属于大容量、中高压异步电动机变频调速装置领域。

【背景技术】

三电平逆变器已在大功率变频调速、电力系统有源滤波及动态无功补偿等领域得到了广泛应用。随着高压IGBT(绝缘栅双极晶体管)、IGCT(集成门极换相晶闸管)、IEGT等器件的电压、电流等级的提高，该拓扑必将得到更广泛应用。中点箝位三电平变换是大功率、中压(1～6KV)领域中最常用的拓扑之一，既可构成PWM(多电平逆变器的脉宽调制控制方法，以下简称PWM)逆变器又可构成PWM整流器。

三电平逆变器的拓扑结构有二极管箝位式，如图1，由于二极管的箝位，这种逆变器每个开关器件承受的最大电压为直流侧电压的1/2，从而实现了用中低压器件完成中高容量的变换。另外，由于相电压有三种电平状态，比传统的二电平逆变器多了一个电平，其谐波水平明显低于二电平逆变器，输出相同质量电流波形的时候，开关频率可以降低到两电平的1/4。然而由于这种拓扑结构使用了12个开关器件，其控制方法也随之复杂。

三电平逆变器的控制方法主要有空间矢量控制SVPWM方法、特定消谐SHE-PWM方法、正弦波调制SPWM方法。

三电平空间矢量控制SVPWM方法的优点主要是电压利用率高，对于二极管中点箝位的变换电路可以利用电压矢量(一般都是小矢量)来实现直流侧电容电压的平衡；其缺点是数字实现时计算量非常大。比如，桂红云、姚文熙、吕征宇所写的《DSP空间矢量控制三电平逆变器的研究》(《电力系统自动化》2004.vol.28 No.11：62～65)，文章介绍了基于DSP(数字信号处理器)实现三电平逆变器空间矢量实现方法，为了减小输出电压谐波，在每个PWM控制周期内将给定电压用该矢量所在处的小三角形对应的三个电压矢量来合成，三电平逆变器共输出19空间电压矢量，有24个小扇区，因此控制复杂。

特定消谐SHE-PWM方法，通过开关时刻的优化选择，可以在较低的开关频率下，产生最优的输出电压波形，从而减小了电流波纹和电动机的脉动转矩在输出同样质量波形的时候，它较其它的方法，开关次数最少，效率最高；但是这种方法的一个难点就是计算开关角的时候，要解超越方程，计算比较困难。比如，陈远华的《基于DSP实现的特定消谐PWM脉冲发生器》(《清华大学学报》2003.vol.43.No.3：349～351)所介绍的特定消谐算法，提前算出各个频率对应的开关角度存入内存，实际运行中查表产生PWM控制信号。又比如，中山市明阳公司原三电平PWM控制系统采用特定谐波消除脉宽调制控制(简称消谐法)，它提前算出各个频率对应的开关时刻存在存储器中，系统运行时通过查表，产生控制信号，控制信号不能快速改变，所以系统的快速性不好，并且占用内存多。

本发明为了克服以上的缺点，进行了有益的改进。

【发明内容】

本发明克服了现有技术的不足，提供了一种快速性好、控制简单、实用的三电平逆变器的控制系统及方法。

为了解决上述存在的技术问题，本发明采用下列技术方案：

一种三电平逆变器的控制系统，含有中点箝位三电平电压源逆变器(NPC)，它还含有：现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理器(DSP)；其中，现场可编程门阵列(FPGA)接收数字信号处理器(DSP)发送的控制电压指令后产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号；

如上所述的一种三电平逆变器的控制系统，三电平电压源逆变器(NPC)为集成门极换相晶闸管(IGCT)串联运行式三电平电压源逆变电路；

如上所述的一种三电平逆变器的控制方法，所述数字信号处理器(DSP)用于事务处理和一些保护工作；现场可编程门阵列(FPGA)用于产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号，直流偏置和死区补偿都在FPGA中实现；

一种三电平逆变器的控制方法，包括以下步骤：数字信号处理器(DSP)发送用于控制三电平逆变器的三相参考电压的空间电压矢量幅值m和幅角θ；现场可编程门阵列(FPGA)接收数字信号处理器(DSP)发送的空间电压矢量幅值m和幅角θ，产生三相电压调制信号Vca、Vcb、Vcc，Vca＝m*cosθ、Vcb＝m*cos(θ-120°)、Vcc＝m*cos(θ+120°)；再分别和正三角波、负三角波比较产生控制脉冲；

如上所述的一种三电平逆变器的控制方法，所述数字信号处理器(DSP)用于事务处理和一些保护工作；现场可编程门阵列(FPGA)用于产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号，直流偏置和死区补偿都在FPGA中实现；

如上所述的一种三电平逆变器的控制方法，所述的直流偏置技术是，当m小于0.2时，即Vca、Vcb、Vcc同时加0.5，下一个控制周期都减0.5，再下一控制周期都加0.5，如此循环，能解决m小时的窄脉冲问题；

如上所述的一种三电平逆变器的控制方法，所述的死区补偿是：先根据各相相电流方向，确定将要输出控制信号的补偿方式和补偿量，叠加到所述的三相电压调制信号Vca＝m*cosθ、Vcb＝m*cos(θ-120°)、Vcc＝m*cos(θ+120°)中即可以补偿死区影响；A、B、C三相控制方法相同，分别根据各相相电流及死区状态确定补偿量；

如上所述的一种三电平逆变器的控制方法，利用FPGA并行处理能力，并且能够处理数字量，三角波通过内部计数器实现，正三角波为先递减再递增计数器，负三角波为先递增再递减计数器。

本发明与现有技术相比具有如下的优点：

1、本发明的基于三角波比较PWM控制法可以满足三电平逆变器的要求，比常用的空间矢量法简单，实时性好；

2、采用三次谐波偏置技术后，三相三电平逆变器的最大输出电压和空间电压矢量法一样，并且比空间矢量控制方法简单；

3、采用±0.5交替直流偏置技术可以克服由最小导通时间限制带来的低输出电压控制困难；

4、本控制方法有直流电源中点电位自平衡能力；

5、死区补偿技术的应用使输出电压波形谐波大为减小。

【附图说明】

图1、三电平逆变器主电路图；

图2.a、单相三电平逆变器主电路图；

图2.b、单相三电平逆变器控制电路图；

图2.c、单相三电平逆变器主电路的输出波形图；

图3、Vca及其基波图；

图4.a、加入+0.5直流偏置后的波形图；

图4.b、加入-0.5直流偏置后的波形图；

图5、状态D1对输出影响及补偿图；

图6、状态D2对输出影响及补偿图；

图7、死区对应的补偿量图；

图8、FPGA实现方法图；

图9.a、逆变输出线电压不带死区补偿逆变输出图；

图9.b、逆变输出线电压带死区补偿逆变输出图。

【具体实施方式】

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

(一)、概述

三电平逆变器主电路示于图1。每相桥臂由4个开关器件及2个箝位二极管组成，输出有三种工作状态：“+”—+E_d；“0”—0V；“-”—-E_d。由此，可定义一个三值的开关函数，如S_A(1，0，-1)就表示A相交流侧电压的三个电压状态，每相情况都相同，由此推出三电平逆变器三相输出共3³＝27个状态，按照电压空间矢量定义

式中S_A、S_B和S_C为A、B、C三相输出状态开关函数，S_m＝1代表“+”态，0代表“0”态，-1代表“-”态。这27个状态共构成19个电压矢量，示于图2，其中“0”矢量含3种状态；构成内六边形的6个矢量，每矢量含2个状态；构成外六边形的12个矢量，每矢量对应1个状态。

(二)、单相三电平逆变的PWM控制法

单相三电平逆变器主电路示于图2.a。输出电压V_o有三种状态：

状态+，V_o＝E_d，S₁和S₂导通，S₃和S₄关断；

状态0，V_o＝0，S₂和S₃导通，S₁和S₄关断；

状态-，V_o＝-E_d，S₃和S₄导通，S₁和S₂关断。

基于三角波比较的三电平PWM控制电路及各点波形分别示于图2.b和c。控制电路由两组三角波发生器(SAW-P和SAW-N)及两带反号的比较器(COMP-P和COMP-N)组成，SAW-P和COMP-P产生S₁和S₃的触发信号GS₁和GS₃；SAW-N和COMP-N产生S₂和S₄的触发信号GS₂和GS₄。SAW-P输出的三角波在0和1间变化，当控制信号V_c＞0时，它只与SWP有交点，S₁和S₃每开关周期(T_s)开关一次，S₂和S₄状态不变；当控制信号V_c＜0时，它只与SWN有交点，S₂和S₄每开关周期(T_s)开关一次，S₁和S₃状态不变。

当V_c＞0时：在T₁期间，GS₂和GS₃＝1，GS₁和GS₄＝0，输出V_o＝0

在T₂期间，GS₁和GS₂＝1，GS₃和GS₄＝0，输出V_o＝1

同理在T₃期间V_o＝1，T₄期间V_o＝0。

当V_c＜0时：在T₁期间，GS₂和GS₃＝1，GS₁和GS₄＝0，输出V_o＝0

在T₂期间，GS₃和GS₄＝1，GS₁和GS₂＝0，输出V_o＝-1

同理在T₃期间V_o＝-1，T₄期间V_o＝0。

V_o波形在T_s期间内是中心对称波形，调制带来的谐波小。

(三)、三相三电平逆变的PWM控制法

驱动控制信号为正弦信号，

若V_c＝m·sin(ω₀t+θ₀)                (2)

式中：m-幅值(当三角波幅值为1时，0≤m≤1)，ω₀-输出角频率，θ₀-初始角，V_c为三电平正弦脉宽调制波。

三相三电平逆变器的主电路示于图1。用三套图2.b所示控制电路(三套控制电路中的三角波发生器SAW-P和SAW-N可共用)分别控制三相的开关器件，令三个控制信号为互差120°的正弦波。

则三相逆变器的输出电压V_oa、V_ob、V_oc为三个互差120°的三电平正弦调制波。这样控制的三相逆变器最大输出正弦交流电压幅值为

                V_om·max＝E_d而采用空间电压矢量法控制时

$V_{\mathrm{om}\·\max }=\frac{2}{\sqrt{3}}{E}_d$

比上述方法大15.5％。其原因是采用三角波比较法，并按式(3)控制时负载中点N_L和直流电源中点N_C间的电压V_CL＝0(一个开关周期平均值)，而采用空间电压矢量控制时，V_CL是一个3倍频率的交流电压，当U相输出电压正最大时，V相和W相输出的一半电压，V_CL向负偏，从而提高了输出能力。

三角波比较法输出能力不足的问题可通过使用三次谐波偏置技术解决，即在三个控制信号加入同样的三次谐波

式中：θ＝ω_0t+θ₀

加入三次谐波后的V_ca波形及基波波形示于图3，从图中看出V_ca是“准梯形波”其最大值V_cmax比其基波幅值小15.5％。逆变器输出相电压V_o(一个开关周期平均值)也是一个准梯形波，同样含有基波和三次谐波，且基波幅值比准梯形波最大值大15.5％，这时两中点间电压V_CL也是一个3倍输出频率的交流电压。

由于sin3θ＝sin3(θ-120°)＝sin3(θ+120°)三相输出电压中的三个三次谐波彼此大小和相位相同，在输出线电压中它们彼此抵消，仅剩基波。因此，线电压输出能力比没有三次谐波偏置提高15.5％，和空间电压矢量法一样。

三次谐波偏置在FPGA(图1)实现，在它的存储器中存入f(θ)＝sinθ+0.17sin3θ曲线，当CPU送来m，ω₀和θ₀信号后，先用加法器计算θ＝ω₀t+θ₀和ω₀t+θ₀±120°，然后查曲线f(θ)和乘m得三相控制信号，三个控制电路都做在FPGA中。

(四)、直流偏置技术

由式4，当θ接近0或π时，V_cu将很小，开关器件S₁或S₄导通时间将很短。为安全工作，这导通时间的最小值是有限制的，必须大于器件本身的开通时间，于是θ在0或π附近出现一段不按式4控制的区间，导致V_o出现谐波。m值越小，不控区间越大，谐波越大，这问题可通过使用直流偏置技术解决。

从三次谐波偏置受到启发，如果在三相控制信号中加入同样的直流偏置信号，三相输出电压也将含有同样直流偏移电压，在线电压中这直流偏移电压相互抵消，仅输出基波分量。

在0＜m＜0.5时，今三相控制电压

式中：θ＝ω₀t+θ₀，“+”表示正偏置，“-”表示负偏置

由于m＜0.5，加入+0.5偏置后，三相控制信号都大于0，无负工况；加入-0.5偏置后，三相控制信号都小于0，无正工况。V_ca＞V_cb＞V_cc时的波形图示于图4。

+0.5偏置时，三个输出电压都为正方波，线电压V_oab＝V_oa-V_ob为两个方波(输出频率加倍)；-0.5偏置时，三个输出电压都是负方波，线电压Vo_ab仍为两个正方波。

当m很小时，三相控制信号都接近0.5，输出线电压方波宽度很小，但相电压方波宽度(器件开关占空比)D≈0.5，远大于最小开关时间限制值。

加入直流偏置后会影响直流电源中点电位N_C。+0.5偏置后，负载电流将通过箝位二极管向电容C_L充电，N_C向正偏移，-0.5偏置后，N_C向负偏移。为解决该问题，令正负偏置每隔2T_s交替一次，即在KT_s到(K+1)T_s期间用+0.5偏置，在(K+1)T_s到(K+2)T_s期间用-0.5偏置，(K+2)T_s到(K+3)T_s期间再换回+0.5偏置，如此循环，N_C将不偏移。在±偏移转换瞬间的前后正好三相输出都处于“0”态，转换过程不影响输出状态。

(五)、死区补偿

图1中，每个臂桥中只能有两个开关器件导通，绝不允许有3个开关器件同时导通，如果3个同时导通会引起短路；但是，由于所采用的开关器件都不是很理想，开关器件的开通和关断都需要一定的时间，因此必须对开关控制信号加入死区时间。

由前面给出的控制方法知，三电平逆变器不存在从+1到-1及从-1到+1的直接过渡，只有+1和0以及0和-1之间的过渡。规定电流流出桥臂为正，流入为负。表1示出桥臂输出电流i不同方向时，各开关状态桥臂内电流流向，其中状态D1和状态D2为死区状态，分别为从+1到0以及从0到-1安全过渡插入的状态。+1→0过渡，先关断S1后开通S3；0→+1过渡，先关断S3后开通S1；0→-1过渡，先关断S2后开通S4；-1→0过渡，先关断S4后开通S2。下面，根据开关状态及电流流向，总结补偿规律。

表1.桥臂内电流流向与开关状态及桥臂输出电流方向关系

A.状态D1对输出影响及补偿方法

见图5中，td代表死区时间，Ts代表开关周期。

当期望输出如图5.a所示波形时，无补偿时S1控制信号如5.b所示，S3控制信号如图5.c所示，S2和S4控制信号不变化，没画出。当电流流出桥臂时，状态D1内桥臂内电流流向是从0→D1→S2→Vo，此时输出电压被箝位在0电平；当电流流入桥臂时，状态D1内电流流向为Vo→SD2→SD1→+Ed，此时输出电压被箝位在+E_d。电流方向不同，死区状态内输出电压也不同，如图5.d所示。图5.e示出实际输出电压与理想输出电压差值即死区造成误差。比较可得，电流流出桥臂时，实际输出电压比理想输出少输出td时间的E_d；电流流入桥臂时，输出电压比理想电压多输出td时间的E_d。

数字控制系统可以确定将要输出控制信号上升沿与下降沿时刻，利用这一点，可以在控制信号中分别使上升沿和下降沿提前或滞后td，即可以补偿死区影响。如图5.f所示，电流流出时，S1补偿后控制信号上升沿比补偿前提前td；电流流入时，S1补偿后控制信号下降沿提前td，S3控制信号与S1控制信号互补，并且加入死区(如图5.g所示)即可得到期望输出。

比较理想输出和补偿后S1控制信号发现：电流流出时，S1补偿后控制信号与期望输出波形相同；电流流入时，相当于理想输出在前后沿分别滞后和提前td。

B.状态D2对输出影响及补偿方法

当期望输出如图6.a所示波形时，无补偿时S4控制信号如6.b所示，S2控制信号如6.c所示，S1和S3控制信号不变化，没画出。当电流流出桥臂时，状态D2内桥臂内电流流向是从-Ed→SD4→SD3→Vo，此时输出电压被箝位在-E_d；当电流流入桥臂时，状态D2内电流流向为Vo→S3→D2→0，此时输出电压被箝位在0电平。电流方向不同，死区状态内输出电压也不同，如图6.d所示，图6.e示出实际输出电压与理想输出电压差值即死区造成误差。比较可得，电流流出桥臂时，输出电压比期望电压多输出td时间的-E_d；电流流入桥臂时，输出电压比理想电压少输出td时间的-E_d。

如图6.f所示，电流流出时，S4补偿后控制信号下降沿比补偿前提前td；电流流入时，S4补偿后控制信号上升沿提前td，S2控制信号与S4控制信号互补，并且加入死区(如图6.g所示)即可得到期望输出(如图6.h所示)。

比较理想输出和补偿后S4控制信号发现：电流流出时，相当于S4控制信号理想输出在前后沿分别滞后和提前td；电流流入时，与理想输出波形相同。

具体的补偿方法可以是这样的：

如图7三角波幅值为1，周期为Ts，则X_d＝2t_d/Ts。对于同一载波，当调制信号变化X_d，对应的触发沿将提前或滞后t_d。

结合前面给出的三电平PWM控制方案和死区补偿原理得消除死区影响方法：

i＞0时每相四个功率管控制信号(调制信号大于载波信号产生导通信号)：

GS₁：调制信号直接和正三角波比较；

GS₃：调制信号加上X_d后和正三角波比较，得到结果再取反；

GS₂：调制信号直接和负三角波比较；

GS₄：调制信号加上X_d后和负三角波比较，得到结果再取反；

i＜0时每相四个功率管控制信号：

GS₁：调制信号减去X_d后和正三角波比较；

GS₃：调制信号直接和正三角波比较，得到结果再取反；

GS₂：调制信号减去X_d后和负三角波比较；

GS₄：调制信号直接和负三角波比较，得到结果再取反。

上述讨论说明：可以通过简单的三角波比较控制三电平逆变器，加入适当的偏置可以解决窄脉冲问题，加入合适的补偿可以解决死区对输出影响，本方法简单实用。

下面是本发明的一个实施例

①控制方案的FPGA实现

本控制方案在中点箝位三电平逆变器中应用，提高了系统的响应速度。采用美国TI公司的TMS320C32作为系统的主控制核心，采用Xilinx公司的xc2s200系列FPGA产生PWM控制信号控制主电路IGCT。

如图7三角波幅值为1，周期为Ts，则X_d＝2t_d/Ts。对于同一载波，当调制信号变化X_d，对应的触发沿将提前或滞后td。

结合前面给出的三电平PWM控制方案和死区补偿原理得消除死区影响方法：

i＞0时每相四个功率管控制信号(调制信号大于载波信号产生导通信号)：

GS₁：调制信号直接和正三角波比较；

GS₃：调制信号加上X_d后和正三角波比较，得到结果再取反；

GS₂：调制信号直接和负三角波比较；

GS₄：调制信号加上X_d后和负三角波比较，得到结果再取反；

i＜0时每相四个功率管控制信号：

GS₁：调制信号减去X_d后和正三角波比较；

GS₃：调制信号直接和正三角波比较，得到结果再取反；

GS₂：调制信号减去X_d后和负三角波比较；

GS₄：调制信号直接和负三角波比较，得到结果再取反。

与单片机和DSP顺序执行程序不同，FPGA类似于模拟电路，输入变换后，输出几乎立即响应。并且，FPGA编程灵活(可使用Verilog、VHDL、或是原理图输入等编程方式)，并且内部有丰富的计数器资源。

按前面总结控制规律，在每个开关周期开始时刻，根据本相电流方向，确定该相四个开关器件的死区补偿量。在FPGA内部，三角波通过内部计数器实现，SAW-P为先递减再递增计数器，SAW-N为先递增再递减计算器，控制信号和补偿量都为数字量，当补偿后的控制信号大于计数器中值，产生导通信号。为了避免当Vc微大于0时补偿后变成负、微小于0时补偿后变成正，判断Vc正负，为正时只对S1、S3补偿，负时只对S2、S4补偿，实现原理示于图8。

②实验结果

按前述控制原理研制一套带死区补偿的三相三电平逆变控制系统。xc2s200芯片，外接时钟40MHz。控制周期(开关周期)1ms，采用Verilog编程实现。如图9.a不带死区补偿系统输出线电压，图9.b为带补偿系统输出线电压(滤波后)，输出频率为30Hz，带补偿系统输出明显优于不带补偿系统：未补偿时，除开关频率产生的谐波外还有其它谐波，补偿后只剩开关频率产生的谐波。

Claims (8)

1、一种三电平逆变器的控制系统，含有中点箝位三电平电压源逆变器(NPC)，其特征在于它还含有：现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理器(DSP)；其中，现场可编程门阵列(FPGA)接收数字信号处理器(DSP)发送的控制电压指令后产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号。

2、根据权利要求1所述的一种三电平逆变器的控制系统，其特征在于三电平电压源逆变器(NPC)为集成门极换相晶闸管(IGCT)串联运行式三电平电压源逆变电路。

3、根据权利要求2所述的一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于：所述数字信号处理器(DSP)用于事务处理和一些保护工作；现场可编程门阵列(FPGA)用于产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号，直流偏置和死区补偿都在FPGA中实现。

4、一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)数字信号处理器(DSP)发送用于控制三电平逆变器的三相参考电压的空间电压矢量幅值m和幅角θ；

(2)现场可编程门阵列(FPGA)接收数字信号处理器(DSP)发送的空间电压矢量幅值m和幅角θ，产生三相电压调制信号Vca、Vcb、Vcc，Vca＝m*cosθ、Vcb＝m*cos(θ-120°)、Vcc＝m*cos(θ+120°)；

(3)再分别和正三角波、负三角波比较产生控制脉冲。

5、根据权利要求4所述的一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于：所述数字信号处理器(DSP)用于事务处理和一些保护工作；现场可编程门阵列(FPGA)用于产生三电平电压源逆变器(NPC)的控制信号，直流偏置和死区补偿都在FPGA中实现。

6、根据权利要求5所述的一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于所述的直流偏置技术是，当m小于0.2时，即Vca、Vcb、Vcc同时加0.5，下一个控制周期都减0.5，再下一控制周期都加0.5，如此循环，能解决m小时的窄脉冲问题。

7、根据权利要求5所述的一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于所述的死区补偿是：先根据各相相电流方向，确定将要输出控制信号的补偿方式和补偿量，叠加到所述的三相电压调制信号Vca＝m*cosθ、Vcb＝m*cos(θ-120°)、Vcc＝m*cos(θ+120°)中即可以补偿死区影响；A、B、C三相控制方法相同，分别根据各相相电流及死区状态确定补偿量。

8、根据权利要求6或7所述的一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于利用FPGA并行处理能力，并且能够处理数字量，三角波通过内部计数器实现，正三角波为先递减再递增计数器，负三角波为先递增再递减计数器。

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