CN103187881B - 用于再生式中压变频器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于再生式中压变频器的控制装置。所述控制装置通过生成补偿脉宽调制转换器单元的输入和输出之间的功率差的电压来控制所述脉宽调制转换器单元的切换。

Description

用于再生式中压变频器的控制装置

技术领域

本公开涉及一种用于再生式中压变频器的控制装置。

背景技术

本部分提供关于本公开的背景信息，其不一定是现有技术。

通常地，中压变频器是具有线间电压RMS（均方根）值在600V以上的输入功率的变频器，并且通常用于驱动惯性大的工业负载，例如但不限于风扇、泵和压缩机。

在这些应用领域中，如果需要迅速加速或者迅速减速，则当产生再生操作时会经常发生变速操作。

图1是根据现有技术的串联H桥中压变频器系统的构造图，其中变频器系统配置有两级单元电池120。图2是图示出图1的单元电池的构造图。

移相变压器110响应于单元电池120的要求而对接收到的高压输入电力的相位和大小进行转换，高压输入电力是从线间电压的rms（均方根）值在600V以上的输入电力单元200接收到的。

移相变压器110的输出成为每个单元电池120的输入电力，并且单元电池120将输入电压进行组合并且将电力供应给三相电动机300。

中压变频器100的‘a’相电压、变频器100的‘b’相电压和变频器100的‘c’相电压是单元电池120相对于各相的输出电压之和。

在三相静止参考系转换成两相静止参考系的情况下，图2的PLL（锁相环路）121提供所需电力的相位角信息。由PLL121估测的角度信息用于整个系统的控制。

DC（直流）端电容器128用于解决输入/输出端处的功率失衡，其中，在从电源侧供应的输入功率大于由负载所消耗的输出功率的情形下，DC端电压增加，而在相反的情形下，DC端电压减小。DC端电容器128的电压由DC端电压控制器124控制，并且DC端电压控制器124的输出成为电流控制器125的q轴电流命令。

图3a和图3b分别是DC端电压控制器124的详细构造图，其可以包括IP（积分比例）控制器（图3a）或者PI（比例积分）控制器（图3b），IP控制器和PI控制器这两者均可以根据应用领域而选择性地使用。图3a和图3b的输出可由下列等式1和等式2表示。

【等式1】

$i_q^{e*}=-K_p{v}_{\mathrm{dc}}+K_i\∫(v_{\mathrm{dc}}^{*}-v_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt}+\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{out}}}{\frac{3}{2}E}$

【等式2】

$i_q^{e*}=K_p(v_{\mathrm{dc}}^{*}-v_{\mathrm{dc}})+K_i\∫(v_{\mathrm{dc}}^{*}-v_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt}+\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{out}}}{\frac{3}{2}E}$

电流控制器125控制同步参考系的d轴电流和q轴电流，其中q轴电流分量被定义为有功功率电流，而d轴电流分量被定义为无功功率电流。

如果必要的话，电流控制器125还可以控制AC电源侧的功率因数。在电源电压和电流是正弦波的情形下，功率因数可以由下列等式3表示。

【等式3】

$\mathrm{PF}=\frac{e_{\mathrm{dq}}^e\·i_{\mathrm{dq}}^e}{\left|e_{\mathrm{dq}}^e\right|\left|i_{\mathrm{dq}}^e\right|}=\frac{i_q^e}{\sqrt{i_d^{e^2}+i_q^{e^2}}}$

其中， 表示同步参考系上功率的电压复矢量和电流复矢量的内积，并且表示每个复矢量大小的乘积。

利用上述等式3，通过下面的等式4可以生成用于功率因数控制的同步参考系上的d轴电流命令。

【等式4】

$i_d^{e*}=i_q^{e*}\frac{\sqrt{1-{\mathrm{PF}}^{*2}}}{{\mathrm{PF}}^{*}}$

图4是图2的电流控制器的详细构造图。坐标转换器122用于将由电流传感器测量出的实际电流转换成同步参考系。电流控制器125接收通过DC端电压控制器124和功率因数控制计算出的命令电流，并且利用PI控制器和前馈而计算电压命令。

由每个控制器生成的输出可以由下列等式表示。

【等式5】

$v_q^{e*}=K_p(i_q^{e*}-i_q^e)+K_i\∫(i_q^{e*}-i_q^e)\mathrm{dt}+v_{q\_\mathrm{ff}}^{e*}$

【等式6】

$v_d^{e*}=K_p(i_d^{e*}-i_d^e)+K_i\∫(i_d^{e*}-i_d^e)\mathrm{dt}+v_{d\_\mathrm{ff}}^{e*}$

【等式7】

$v_{q\_\mathrm{ff}}^{e*}=-{\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{inter}}{i}_q^e$

【等式8】

$v_{d\_\mathrm{ff}}^{e*}={\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{inter}}{i}_d^e$

由等式5和等式6生成的电压命令被转换成静止参考系以用作PWM（脉宽调制）转换器127的各相。也即是说，这样计算出的电压命令由选通信号生成器126使用。常规地，在电压调制方法中使用空间矢量PWM方法。

图5是图2中的选通信号生成器的详细构造图，其是通过空间矢量电压调制类型实现的，其中说明了偏移电压和三角波之间的比较过程。

参照图5，选通信号生成器126是这样的：其使得偏移电压确定单元501基于给定的相电压命令来确定适当的偏移电压，其中偏移电压是通过电压调制周期内的平均概念实现的。也即是说，确定切换的电压命令是通过偏移电压是如何由各相的电压命令来确定而改变的。偏移电压可以由如下等式确定。

【等式9】

其中，和分别表示三相电压命令中的最大值和最小值。

如从上文注意到的是，选通信号生成器126生成选通信号以组合与由电流控制器125生成的电压命令相对应的电压。

电感器123用于执行从三相电源200供应的电源和PWM转换器127的输出电源之间的缓冲，由此对PWM转换器127的直流母线输出电压进行升压。

PWM转换器127是形成有六个功率器件并且能够执行双向电力流动的三相升压器。也即是说，直流母线电压能够通过电源侧电流控制来控制。

直流母线电容器128执行PWM转换器127的功率和逆变器129的功率之间的缓冲（cushioning）功能。直流母线逆变器129（逆变器129具有单相全桥结构）处的电压具有如下的电压纹波。

【等式10】

$v_0=\sqrt{2}{V}_0\sin \mathrm{\ωt}$

【等式11】

$i_0=\sqrt{2}{I}_0\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\φ})$

其中，φ是负载角，ω是工作频率，t是时间，V₀和I₀是输出电压的RMS值以及输出电流的RMS值。

可以利用等式10和等式11来表示单元电池120的输出功率。

【等式12】

p_o＝v_oi_o＝V_oI_ocosφ-V_oI_ocos(2ωt-φ)

从等式12可得知，单元电池120的输出功率被分成DC（直流）分量V_oI_ocosφ和AC（交流）分量V_oI_ocos(2ωt-φ)，其中AC分量具有相当于工作频率两倍的纹波，由此可以通过下面的等式13获得在直流母线中流动的电流。

【等式13】

$i_{\mathrm{DC}}=\frac{p_o}{v_{\mathrm{DC}}}=\frac{V_o{I}_o}{v_{\mathrm{DC}}}\cos \mathrm{\φ}-\frac{V_o{I}_o}{v_{\mathrm{DC}}}\cos (2\mathrm{\ωt}-\mathrm{\φ})$

从等式12和等式13可得知，能够生成相当于直流母线工作频率两倍的纹波，并且随着输出电压值和输出电流值的增加，直流母线电力电压的纹波的大小也增加。为了减少这个影响，单元电池120的直流母线电容器128的电容必须增加，其又增加了整个系统的体积和成本，由此不利地降低了系统的可靠性。

因此，需要解决上述缺陷。

发明内容

本部分提供了本公开的概要，并且不是其全部范围或者其所有特征的全面公开。

提出了本公开以解决上述问题和缺陷，并且本公开提供了这样一种用于再生式中压变频器的控制装置：其构造为通过再生式中压变频器的单元电池的有功电压控制来减小直流母线电力电压处的纹波的大小，从而能够减小直流母线电容器的电容。

然而，应当强调的是，本公开不限于如上文说明的特定公开内容。应当理解的是，本领域技术人员可以理解此处未提到的其他技术主题。

在本公开的一个总方案中，提供了一种用于再生式中压变频器的控制装置，所述装置包括：转换器单元，其构造为包括多个功率器件，并且将三相电力转换成直流电压；选通信号生成单元，其构造为输出PWM（脉宽调制）信号，PWM信号为所述多个功率器件的切换信号；电流控制器，其构造为由电流命令和测量到的电流生成电压命令，并且将所述电压命令应用至所述选通信号生成单元；以及生成单元，其构造为生成补偿所述转换器单元的输入和输出之间的功率差的电压，并且将该电压提供给所述电流控制器。

优选地，但是不是必须地，所述装置进一步包括电压控制器，所述电压控制器被构造为利用电压命令和测量到的电压生成同步参考系的电流命令。

优选地，但是不是必须地，所述装置进一步包括：第一坐标转换单元，其构造为从静止参考系到同步参考系转换输入功率，并且将转换后的输入功率提供给所述电流控制器。

优选地，但是不是必须地，所述生成单元包括：值确定单元，其构造为利用所述转换器单元的输入和输出之间的功率差来确定补偿电压的值；第一相位确定单元和第二相位确定单元，其构造为确定所述补偿电压的相位；以及第二坐标转换单元，其构造为从静止参考系到同步参考系转换由所述值和相位确定的补偿电压。

优选地，但是不是必须地，所述值确定单元执行比例控制并且根据比例控制的增益值来确定补偿电压的值。

优选地，但是不是必须地，所述值确定单元使所述转换器单元的输入和输出之间的功率差除以电源侧电流的值来确定命令电压的值。

优选地，但是不是必须地，所述第一相位确定单元通过使用正弦函数来确定相位。

优选地，但是不是必须地，所述第二相位确定单元使用余弦函数来确定相位。

在本公开的另一个总方案中，提供了一种用于再生式中压变频器的控制装置，其被构造为减小组合了中压变频器输出的单元电池的直流母线电压的纹波，所述装置包括：功率补偿电压生成单元，其构造为通过生成补偿转换器单元的输入和输出之间的功率差的电压来控制所述转换器单元的切换。

根据本公开的用于再生式中压变频器的控制装置具有的有益效果在于：通过利用由功率补偿电压生成单元计算出的额外电压去除直流母线电容器处的功率失衡，而能够减小直流母线电力电压的纹波并且能够去除直流母线电力电压的纹波从而使直流母线电容器小型化。

附图说明

为了解释本公开的原理，在下文中呈现了与其优选实施例相关的一些附图以便图示、示例以及描述，尽管这些附图并非旨在是详尽的。仅通过示例而不是通过限制的方式，附图描述了根据本构思的一个以上示例性实施例。在附图中，相似的附图标记表示相同或类似的元件。

因此，参照示例性附图，通过以下对特定示例性实施例的详细描述，可以更加容易地理解多种潜在的实用且有用的实施例，在附图中：

图1是图示出根据现有技术的串联H桥中压变频器的构造图；

图2是图示出图1的单元电池的构造图；

图3a和图3b分别是图2的直流母线电压控制器的详细构造图；

图4是图示出图2的电流控制器的详细构造图；

图5是图示出图2的选通信号生成单元的详细构造图；

图6是根据本公开的示例性实施例的用于再生式中压变频器系统的控制装置中的单元电池的构造图；以及

图7是图示出根据本公开的示例性实施例的图6的功率补偿电压生成单元的详细构造图。

具体实施方式

通过参照附图的图1至图7，可以最佳地理解所公开的实施例及其优点，相似的附图标记用于各个图中相似的部件和相应的部件。对于本领域的普通技术人员来说，在查阅以下附图和详细描述时，所公开的实施例的其他特征和优点将是或者将变得明显。其旨在使所有这种附加的特征和优点均被包括在所公开的实施例的范围内，并受附图保护。此外，图示的附图仅为示例性的并且不旨在主张或暗示对于可实施不同实施例的环境、结构或过程的任何限制。因此，所描述的方案旨在包含落在本发明的范围和新颖构思内的所有这种替代、改进以及变化。

同时，在此使用的术语仅仅用于描述特定实施方式的目的而不旨在作为对本公开的限制。这里，术语“第一”、“第二”等类似的术语不表示任何顺序、数量或重要性，而是用来区分一个元件和另一个元件。例如，第二组成元件可被表示为第一组成元件而不会脱离本公开的范围和精神，并且类似地，第一组成元件可被表示为第二组成元件。

如此处所使用的，这里，术语“一（a）”和“一（an）”并不表示数量的限制，而是表示存在至少一个所指项。也就是说，如此处所使用的，单数形式“一（a）”、“一（an）”和“所述（the）”均旨在还包括复数形式，除非上下文另外清楚地指出。

可以理解的是，当元件被称为“连接”或者“联接”到另一元件时，其可直接地连接或联接到另一元件或者可存在中间元件。相反地，当元件被称为“直接地连接”或“直接地联接”到另一元件时，则不存在中间元件。

还将进一步理解的是，当在本说明书中使用术语“包括”和/或“包括有”或者“包含”和/或“包含有”时，这些术语指定了所述特征、区域、整体、步骤、操作、元件、和/或部件的存在，但是也不排除一个以上其他特征、区域、整体、步骤、操作、元件、部件、和/或其集合的存在或附加。

而且，“示例性”仅仅意在指示例，而不是最佳的。还应当了解的是，为了简洁且易于理解的目的，在此所描述的特征、层和/或元件均图示有相对于彼此的特定尺寸和/或定向，并且实际的尺寸和/或定向可实质上不同于所图示的尺寸和/或定向。

也就是说，在附图中，为了清晰起见可以扩大或缩小层、区域和/或其他元件的尺寸和相对尺寸。在整个说明书中相似的附图标记指代相似的元件并且将省略彼此相同的说明。如在此所使用的，术语“大致上”和“大约”为其相应的术语和/或物件之间的相关性提供了工业上可接受的容限。

在下文中，将参照附图详细描述根据本公开的用于再生式中压变频器的控制装置。

本公开提出了作为中压变频器之一的再生式串联H桥中压变频器的新的电池控制。由本公开提出的电池控制能够执行再生操作、输入电源侧的功率因数控制和直流母线输出电压控制。根据本公开的中压变频器控制限制直流母线电源电压的纹波以相对地减小直流母线电容器的电容，从而能够节省整个系统的体积和成本。

现在将参照附图详细地描述本发明的示例性实施例。

图6是根据本公开的示例性实施例的用于再生式中压变频器系统的控制装置中的单元电池的构造图，其中可以应用常规三相升压器型PWM转换器拓扑。虽然图6的单元电池可以应用至图1的变频器系统，但是也不排除应用至其它变频器系统。

参照图1，根据本公开的再生式中压变频器100是这样一种变频器：其从输入电源200接收线间电压的RMS（均方根）值在600V以上的电压，并且将三相电力供应至三相电动机300。优选地，电动机300是感应电机或者同步电机，但是不限于此。

移相变压器110用于提供输入电源200和再生式中压变频器100之间的电绝缘，减少输入侧（端）的谐波，以及改善电源电流的THD（总谐波失真）。此外，移相变压器110向各个电池120提供三相电源。输入滤波器12起到减少来自输入侧的谐波的作用。

单元电池120接收来自移相变压器110的电力并且将相电压输出给电动机300。相电压被组合（合成）为各个相的单元电池的电压之和。如图1所示的，中压变频器100的‘a’相输出电压是串联连接的单元电池120a1、120a2的输出电压之和，‘b’相的输出电压和‘c’相的输出电压分别是120b1和120b2的输出电压之和以及120c1和120c2的输出电压之和。组合的‘a’相电压、‘b’相电压、‘c’相电压彼此相隔120°的相位差。

然而，对于本领域技术人员而言应当显而易见的是，虽然在图1中示例的是再生式中压变频器配置有2级单元电池，但是本公开并不限于此，并且单元电池的数量可以根据需要而改变，并且可以根据输出电压而包括多个单元电池。

本公开旨在生成用于控制图1中的单元电池的PWM转换器单元的电压命令。

参照图6，根据用于再生式中压变频器的控制装置的单元电池120包括PLL（锁相环路）11、坐标转换单元12、电感器13、直流母线电压控制器14、电流控制器15、选通信号生成单元16、PWM转换器单元17、直流母线电容器18、逆变器单元19和功率补偿电压生成单元20。

PLL11提供输入至单元电池120的输入电源的相位角信息。坐标转换单元12将三相静止参考系上的电流转换成同步参考系上的电流。电感器13对直流母线电压进行升压，并且改善电流的THD（总谐波失真）。

直流母线电压控制器14利用直流母线电压命令和测量出的直流母线电压来生成同步参考系上的d轴电流命令和q轴电流命令。电流控制器15通过所测量的实际电流和从直流母线电压控制器14接收到的电流命令来生成电压命令。

选通信号生成单元16生成PWM转换器单元17处的每个功率器件的切换信号，并且输出PWM信号。PWM转换器单元17（本公开的控制对象）利用选通信号生成单元16的PWM信号将应用的电源转换成DC电压。

直流母线电容器18旨在解决输入侧（端）处和输出侧处的功率失衡，以及在从电源侧供应的输入功率大于由负载所消耗的输出功率的情形下增加直流母线电压，并且可选地，在相反的情形下降低直流母线电压。优选地，逆变器单元19是通过电力开关19a~19d由直流母线电容器18的直流母线电压生成输出电压的单相全桥式逆变器。

功率补偿电压生成单元20生成电压命令以减小PWM转换器单元17的输入和输出之间的差值，以及向电流控制器15提供电压命令。

图7是图示出根据本公开的示例性实施例的图6的功率补偿电压生成单元的详细构造图。

参照图7，功率补偿电压生成单元20包括值确定单元21、第一相位确定单元22和第二相位确定单元23以及坐标转换单元24。

值确定单元21通过PWM转换器单元17的输入和输出之间的差值执行用于确定补偿电压值的比例控制，并且除以电源侧电流的值以确定补偿电压的值。对于非限制性示例，值确定单元21能够执行比例控制，其中可以通过比例增益k的值来确定补偿电压的值。

第一相位确定单元22和第二相位确定单元23确定用于功率补偿的补偿电压的相位。第一相位确定单元22利用正弦函数而第二相位确定单元23利用余弦函数来生成用于补偿电压的电压命令。

坐标转换单元24从静止参考系到同步参考系转换由第一相位和第二相位确定单元22、23确定的补偿电压的电压命令。

现在，将描述图6和图7中的操作。能够知道的是，本公开中的单元电池是这样得到的构造：将功率补偿电压生成单元20增加到图2的构造中。

功率补偿电压生成单元20通过将用于补偿PWM转换器单元17的输入和输出之间的功率差的电压与电流控制器15的输出相加来控制直流母线电源电压的纹波。为了生成补偿电压命令，需要PWM转换器单元17的输入和输出之间的功率差，其能够通过计算直流母线电容器18的功率，或者通过计算PWM转换器单元17的输入侧的功率和逆变器单元19的输出侧的功率而直接得到。

可以通过如下面等式14中的关于电容器功率的等式来确定直流母线电容器18的功率。

【等式14】

$p_{\mathrm{cap}}=\frac{C}{2}\frac{d{v}_d^2}{\mathrm{dt}}=P_{\mathrm{in}}-P_{\mathrm{out}}$

使用泰勒级数通过忽略上述等式14中多于两阶的项的近似而获得下面的等式15。

【等式15】

$P_{\mathrm{cap}}={\mathrm{Cv}}_{d0}\frac{{\mathrm{dv}}_d}{\mathrm{dt}}$

其中，C是直流母线电容器18的电容，v_d是直流母线电压，并且v_d0是直流母线电压的工作点。

可以通过下面的等式获得输入侧功率和输出侧功率。

【等式16】

P_in＝e_ai_a+e_bi_b+e_ci_c

【等式17】

P_out＝v_oi_o

其中，e_a、e_b、e_c和i_a、i_b、i_c分别是输入侧电压和电流。取决于系统构造，通过直流母线电容器18的功率的计算，或者PWM转换器单元17的输入侧和逆变器单元19的输出侧之间的功率的直接计算，可以选择性地获得输入和输出之间的差值。由此获得的功率通过由值确定单元21执行PI控制以及除以电源侧电流的值来确定命令电压的值。

第一相位和第二相位确定单元22、23确定命令电压的相位，而命令电压的值由值确定单元确定。以下等式18和等式19分别表示由第一相位确定单元22和第二相位确定单元23确定的相位。

【等式18】

$\sin \left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)=\frac{i_d^s}{\sqrt{i_d^{s2}+i_q^{s2}}}$

【等式19】

$\cos \left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)=\frac{i_q^s}{\sqrt{i_d^{s2}+i_q^{s2}}}$

由等式17、等式18和等式19确定的电压命令由坐标转换单元24转换成静止参考系，并且与电流控制器15的输出电压相加。

除了功率补偿电压生成单元20的操作之外，各个构成元件的操作与图2的单元电池中的构成元件的操作相同，因此此处不再提供详细说明。

根据本公开的示例性实施例的用于再生式中压变频器的控制装置具有的工业适用性在于：能够利用由功率补偿电压生成单元20计算出的额外电压去除直流母线电容器处的功率失衡，从而能够使得直流母线电容器的电容小型化。

虽然已参照本公开的多个示例性实施例描述了本公开，但是应当理解的是，本领域技术人员能够设想出将落在本公开原理的精神和范围内的多种其他改进和实施例。

更特别地，在公开内容、附图和随附的权利要求的范围内可以对主题组合布置的组成部件和/或布置进行各种变化和改进。对于本领域的技术人员而言，除了对组成部件和/或布置的变化和改进以外，替代性使用也将是显而易见的。

Claims (7)

1.一种用于再生式中压变频器的控制装置，所述再生式中压变频器包括提供输入电源的相位角信息的相位检测单元，所述装置包括：

转换器单元，其构造为包括多个功率器件，并且将三相电力转换成直流电压；

选通信号生成单元，其构造为输出PWM信号，PWM信号为所述多个功率器件的切换信号；

电流控制器，其构造为由电流命令和测量到的电流生成电压命令，并且将所述电压命令应用至所述选通信号生成单元；以及

生成单元，其构造为生成补偿所述转换器单元的输入和输出之间的功率差的电压，并且将该电压提供给所述电流控制器，其中，所述生成单元包括：

值确定单元，其构造为利用所述转换器单元的输入和输出之间的功率差来确定补偿电压的值；

第一相位确定单元和第二相位确定单元，其构造为确定所述补偿电压的相位；以及

第二坐标转换单元，其构造为从静止参考系到同步参考系转换由所述值和相位确定的补偿电压。

2.根据权利要求1所述的装置，进一步包括：

电压控制器，其构造为利用电压命令和测量到的电压来生成同步参考系的电流命令。

3.根据权利要求1所述的装置，进一步包括：

第一坐标转换单元，其构造为从静止参考系到同步参考系转换输入功率，并且将转换后的输入功率提供给所述电流控制器。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述值确定单元执行比例控制并且根据比例控制的增益值来确定补偿电压的值。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述值确定单元使所述转换器单元的输入和输出之间的功率差除以电源侧电流的值来确定补偿电压的值。

6.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一相位确定单元通过使用正弦函数来确定相位。

7.根据权利要求1所述的装置，其中所述第二相位确定单元使用余弦函数来确定相位。