CN1260728C - 均衡器以及再现信号处理装置 - Google Patents

Abstract

一种均衡器，其中，系数(102-i)包括2个抽头系数(c_ip、c_in)。比较器(103)将作为基准信号的中央抽头信号(x₃)的值与规定阈值(108)进行比较，根据这个比较结果，生成选择信号(SS)并输出。系数器(102-i)基于选择信号(SS)，选择抽头系数(c_ip、c_in)中的一个作为选择系数(c_i)，并使其乘以抽头信号(x_i)。由此，能够响应作为基准信号的中央抽头信号(x₃)的值，适当地转换均衡器所有的抽头系数。从而可以对由于盘制造时的不对称现象等原因所引起而呈现出的输入信号的非线性进行正确补偿。

Description

均衡器以及再现信号处理装置

技术领域

本发明涉及均衡器以及再现信号处理装置，特别涉及对具有非线性的信号进行波形均衡的技术。

背景技术

再现在光盘等存储介质上记录的信息的再现信号处理装置中，在从介质上读出的再现信号中会呈现出上下非对称性(不对称)。例如，光盘的情况中，将激光照射在光盘的凹坑列上，其反射光的强度被作为再现信号读出。此时，当光盘制造时母盘中所使用的光功率等各种条件不同，而使光盘表面的凹坑的大小或形状产生变化时，则反射光的强度就会变化，从而在再现信号中呈现出上下非对称性。

图8是示意性地示出了凹坑在宽度方法变化时的不对称性的图。(1)的凹坑宽度比(2)的标准凹坑宽度短。由此，凹坑之外部分的图形变长，再现信号的强度也变得比标准凹坑强。反之，(3)的凹坑宽度比(2)的标准凹坑宽度长。由此，凹坑之外部分的图形变短，再现信号的强度也变得比标准凹坑弱。

图9示出了将具有上下非对称性的再现信号进行A/D转换之后的信号电平。在再现信号中不存在上下非对称性的情况下，信号电平分布在如图中箭头所示的理想值的附近。但是，具有上下非对称性的再现信号进行A/D转换之后的电平，如图9所示，相对于零电平(用“0”表示的横轴)，成为在上方向(正值)上为A1(或A2)的振幅而在下方向上为A1′(或A2′)的振幅，的这种非对称状态。

另一方面，再现信号处理装置一般使用由FIR(finite impulseresponse有限冲激响应)滤波器构成的均衡器来执行数字信号的波形均衡。此时，执行如式(1)所示的被称之为“卷积(convolution)”的线性运算。但是，在该数学式子中，x_i是第i个的抽头信号，c_i是与抽头信号x_i对应的抽头系数，N是FIR滤波器的抽头数，y是波形均衡信号。

$y=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i{c}_i$ (式1)

通过执行由卷积运算所产生的波形均衡，将数字信号修正为分别靠近正负理想值电平。但是，当对如图9所示的具有非线性的信号执行卷积运算时，如图10所示会产生发散。

作为涉及对具有非线性的数字信号的波形执行均衡化的均衡器的技术，例如，在特开平9-153257号公告中公开了这样的技术。

图11是该公告中所公开的均衡器500的概略图。均衡器500在系数器502-i(i＝0～n)中，根据抽头信号511-i的值的正负，选择抽头系数c_ip、c_in中的任何一个。然后，将被选择的抽头系数用于乘法器507的运算中。由此，可以补偿输入信号的非线性。

如果将均衡器的所有抽头信号群表现为向量X＝(x₁、x₂、…、x_N)，将抽头系数表现为向量C＝(c₁、c₂c_n)，则式(1)可以表示为“y＝X·C”。这里，作为抽头系数群，通过在抽头信号为正的情况下，采用向量C_p＝(c_1p、c_2p、…、C_Np)，获得“y＝X·C_p”，而在抽头信号为负的情况下，采用C_n＝(c_1n、c_2n、…、C_Nn)，获得“y＝X·C_n”，可以补偿输入信号的上下非对称性。

但是，均衡器500中，对应于由各系数器502-i分别输入的抽头信号511-i的值的正负来选择抽头系数。为此，作为所有均衡器的抽头系数的向量C，成为将上述向量C_p的元素值和向量C_n的元素值混合的向量。这样，就不能根据抽头信号值的正负来选择抽头系数群C_p、C_n中的任何一个了，因而不能执行原本的卷积运算。因此，均衡器500难于正确地补偿输入信号的非线性。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供能对输入信号的非线性执行正确补偿的均衡器，以及能够补偿从光盘等存储介质中读出的再现信号非线性的再现信号处理装置。

为了解决上述技术问题，本发明所采取的装置作为对输入信号执行波形均衡的均衡器，基于作为将所述输入信号延迟的多个抽头信号中任何一个的基准信号，从多个抽头系数群中选择任何一个作为选择系数群，采用该选择系数群执行波形均衡。

通过本发明，基于作为将所述输入信号延迟的多个抽头信号中任何一个的基准信号，从多个抽头系数群中选择任何一个(选择系数群)。然后，对输入信号采用该选择系数群执行波形均衡。由此，基于基准信号，以及作为其原始信号的输入信号，可以适当地转换均衡器所有的抽头系数群，从而可以补偿处于上下非对称性的输入信号的非线性。

最好地，本发明的均衡器具有：串联连接的多个延迟元件，通过所述各个延迟元件延迟所述输入信号，将来自所述延迟元件的输出信号作为所述抽头信号分别输出的信号延迟部；基于所述基准信号，生成用于选择所述选择系数群的选择信号的选择信号生成装置；基于所述选择信号选择所述选择信号群，通过具有的多个系数乘法器，使属于所述选择系数群的选择系数分别乘以从所述信号延迟部输出的各个抽头信号的系数乘法部，使从所述系数乘法部输出的选择抽头系数相乘之后的各个抽头信号相加，成为波形均衡信号之后输出的加法器。

所述选择信号生成装置将所述基准信号的值和规定阈值进行比较，根据比较结果生成所述选择信号。

所述选择信号生成装置将位于从所述信号延迟部输出的多个抽头信号之中的中央抽头信号作为所述基准信号来使用。

最好是，本发明的均衡器具有系数学习器，它对所述选择抽头系数算出新的抽头系数以便于所述波形均衡信号的实际值和理想值之间的误差变小，并且还包括将所述选择抽头系数更新为由所述系数学习器算出的所述新的抽头系数的系数更新器。

由此，通过系数学习器，对所述选择抽头系数算出新的抽头系数以便于波形均衡信号的实际值和理想值之间的误差变小。然后，通过系数更新器，将选择抽头系数更新为这个新的抽头系数。由此，更新抽头系数，能够接近输入信号的非线性补偿过程中最适当的值，从而提高波形均衡的性能。

最好是，所述系数更新器还具有选择应该更新的所述选择抽头系数的系数选择装置。系数学习器对由所述系数选择装置选择出的所述抽头系数计算所述新的抽头系数。

借此，由系数选择装置，通过选择应该更新的抽头系数，在1个系数学习器中可以进行多个选择抽头系数的更新处理。由此，能够缩小电路规模从而实现均衡器。

另一方面，本发明采取的装置为处理从存储介质中读出的再现信号的再现信号处理装置，包括对通过来自所述再现信号进行A/D转换所获得的数字信号进行波形均衡处理的波形均衡处理部，所述波形均衡单元基于将所述数字信号延迟的多个抽头信号中的任何一个，选择多个抽头群中的一个作为选择系数群，并采用该选择系数群进行波形均衡处理的均衡器。

通过本发明，由均衡器基于抽头信号中的一个，从多个抽头系数群中选择一个(选择系数群)。然后，对通过来自所述再现信号进行A/D转换所获得的数字信号采用该选择系数群进行波形均衡处理。由此，可以实现可以补偿数字信号的非线性、以及作为其原始信号的再现信号的补偿的信号再现装置。

最好是，所述波形均衡处理部还包括系数更新器，对属于所述选择系数群的选择系数计算出新的抽头系数，以便波形均衡化之后的信号的实际值与理想值之间的误差变小，将所述选择抽头系数更新为所述新的抽头系数。

由此，通过系数更新器，将选择抽头系数更新为新的抽头系数，以便于波形均衡化之后的信号的实际值与理想值之间的误差变小。借此，更新抽头系数，从而能够在输入信号的非线性补偿中接近最佳值，并且可以实现对包括非线性的再现信号而言具有比较好的波形均衡性能的再现信号装置。

附图说明

图1是有关本发明第1实施例的均衡器的结构图。

图2是有关本发明第2以及第3实施例的均衡器的结构图。

图3是有关本发明第2实施例的系数更新器的结构图。

图4是有关本发明第3实施例的系数更新器的结构图。

图5是有关本发明第4实施例的再现信号处理装置的结构图。

图6是通过图5的再现信号处理装置所产生的波形均衡之后的波形图。

图7是省略了系数更新器的图5的再现信号处理装置的结构图。

图8是光盘的不对称模式图。

图9是具有上下非对称性的数字信号的波形图。

图10是由现有的均衡器所产生的波形均衡之后的波形图。

图11是现有的均衡器结构图。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施例。

(第1实施例)

图1示出了有关本发明第1实施例的均衡器100的结构。但为了便于说明，将均衡器100的抽头数设为5个。本发明不局限于这个抽头数，抽头数可以在这个数以上或以下。

均衡器100包括：具有多个延迟元件101-i(i＝1～5，下面与此相同)的信号延迟部101、具有多个系数器102-i的系数乘法部102、比较器103、加法器104。此外，比较器103相当于本发明的选择信号生成装置。

信号延迟部101将输入信号x₀作为输入，抽头信号x_i(i＝1～5)作为输出。抽头信号x_i是将分别输入到延迟元件101-i中的信号仅延迟1个时钟后输出的信号。

各系数器102-i包括多路调制器105、系数保存部106、乘法器107。系数保存部106存储分别属于2种抽头系数群C_P、C_n的抽头系数c_ip、c_in。多路调制器105根据提供来的选择信号SS，选择抽头系数c_ip、c_in中的一个，将其作为选择系数c_i输出。然后，乘法器107将选择抽头系数c_i乘以从延迟元件101-i输出的抽头信号x_i，并输出其结果。此外，作为选择抽头系数c_i，例如，选择信号SS的值为“0”时，选择抽头系数c_ip，另一方面，选择信号SS的值为“1”时，选择抽头系数c_in。但是，该选择方法是一个例子，本发明不局限于此。

比较器103将信号延迟部101的中央抽头信号x₃的值与规定阈值108进行比较，根据这个比较结果，生成选择信号SS并输出。中央抽头信号x₃相当于本发明的基准信号。此外，假定选择信号SS在中央抽头信号x₃的值超过阈值108时为“0”，在比阈值108小时为“1”。但是，本发明不局限于这种选择信号SS的值的确定方法。

加法器104相加分别从系数乘法部102输出的抽头信号x_i，并将其作为波形均衡信号y输出。

其次，说明有关本实施例均衡器100的动作。这里，假定将阈值108的值设定为“0”。也就是说，根据抽头信号x₃的值的正负，转换从比较器103输出的选择信号SS。

现在，假定抽头信号群为向量X＝(x₁、x₂、x₃、x₄、x₅)＝(-5、-1、5、10、10)。由于此时的中央抽头信号x₃的值是“5”，所以输出作为来自比较器103的选择信号SS的“0”。因而，通过各系数器102-i，选择抽头系数c_ip为选择抽头系数c_i。也就是说，选择向量C_p＝(c_1p、c_2p、c_3p、c_4p、c_5p)作为抽头系数群。由此，从式(1)中，可以得到波形均衡信号y＝X·C_p＝(-5)×c_1p+(-1)×c_2p+5×c_3p+10×c_4p+10×c_5p。

随后，在时钟计数器中，各抽头信号x_I各位移1次，抽头信号群就变为向量X＝(-10，-5，-1，5，10)。由于此时的中央抽头信号x₃的值是“-1”，因此输出作为来自比较器103的选择信号SS的“1”。因而，通过各系数器102-i，选择抽头系数c_in为选择抽头系数c_i。另外，选择向量C_n＝(c_1n、c_2n、c_3n、c_4n、c_5n)作为抽头系数。由此，从式(1)中，可以得到波形均衡信号y＝X·C_n＝(-10)×c_1n+(-5)×c_2n+(-1)×c_3n+5×c_4n+10×c_5n。

根据本实施例，根据作为基准信号的中央抽头信号x₃的值的正负，选择抽头系数向量C_p、C_n中的一个作为均衡器全部的抽头系数群。由此，能够转换混合了抽头系数向量C_p、C_n的元素的均衡器全部抽头系数群，从而对于具有上下非对称性的输入信号x₀可以实施本来的卷积运算。因此，通过本实施例的均衡器100，能够对输入信号的非线性实施正确的补偿。

均衡器100虽然不具有作为使输入信号x₀作为输入的系数器的所谓的系数器102-0，但是本发明也可以包括这样的系数器。

比较器103将作为基准信号的中央抽头信号x₃假定为输入。但是，抽头数为偶数，例如为2n的情况，可以将抽头信号x_n或x_n+1假定为中央抽头信号即基准信号。另外，也可以将除此之外的抽头信号x_i作为基准信号输入，从而生成选择信号SS。

另外，阈值108的值是1个，并且，系数保存部106存储了属于2种抽头系数群C_P、C_n的抽头系数c_ip、c_in，但是，本发明不局限于此，还可以具有比这些多的个数。

另外，系数保存部106没有必要必须存在于各系数器102-i中，还可以在外部。

(第2实施例)

图2示出了有关本发明第2实施例的均衡器100A的结构。均衡器100A是在涉及第1实施例的均衡器100中还包括系数更新器110A。

系数更新器110A对通过系数器102-i选择出的选择抽头系数c_i计算出新的抽头系数c_i′，将从系数器102-i中选择出的抽头系数c_ip、c_in中的一个更新为抽头系数c_i′。抽头系数c_i′的计算例如，是假定LMS(1eastmean square：最小均方差)算法的计算。

根据LMS算法，将抽头系数c_i′作为下面的式(2)中的抽头系数c_i(nT+1)来提供。但是，式(2)中，T是1个时钟周期，n是整数，c_i(nT+1)是时刻nT的系数，e(nT)是作为此时的波形均衡信号y的实际值和理想值之差的均衡误差，x(nT)是输入信号，μ是阶梯大小参数。所谓的阶梯大小参数μ是正数，是控制每次重复抽头系数更新时大的修正量的参数。通过反复式(2)的计算，能够得到使均衡误差e(nT)最小化的抽头系数c_i′。

c_i(nT+1)＝c_i(nT)+μ×e(nT)×x(nT)        (式2)

其次，说明系数更新器110A的结构。图3示出了系数更新器110A的结构。系数更新器110A包括与系数器102-i相同数目的系数学习器120。

系数学习器120包括：判断波形均衡信号y的理想值的理想值判断电路111、执行波形均衡信号y的实际值和理想值之间减法运算并输出均衡误差e(nT)的减法器112、执行输入信号x₀的延迟调整的延迟调整电路113、使均衡误差e(nT)和经过延迟调整过的信号x(nT)相乘的乘法器114、使乘法器114的输出与阶梯大小参数μ相乘的乘法器115、使乘法器115的输出和通过系数器102-i所选择的选择抽头系数c_i相加、并将其作为新的抽头系数c_i′输出的加法器116。

延迟调整电路113执行输入信号x₀的延迟调整，以便于配合执行由均衡器100A所产生抽头信号x_i的卷积运算的定时来执行乘法器114中的乘法运算。该延迟调整电路113可以使用与延迟元件101-i相同的功能来实现。

以上，根据本实施例，通过系数学习器120，算出新的抽头系数c_i′以便于减小均衡误差e(nT)。然后，将从系数器102-i中选择出的抽头系数c_ip、c_in中的一个更新为抽头系数c_i′。由此，可以将抽头系数c_ip、c_in更新为在输入信号x₀的非线性补偿过程中的最佳值。

(第3实施例)

图2示出了本发明第3实施例的均衡器100B的结构。均衡器100B包括与第2实施例中的系数更新器110A不同结构的系数更新器110B。

图4示出了系数更新器110B的结构。系数更新器110B包括多路调制器117、多路解调器118、系数选择电路119、1个系数学习器120。其中，多路调制器117、多路解调器118、以及系数选择电路119相当于本发明的系数选择装置。

多路调制器117选择通过系数器102-1～102-5分别选择出的选择抽头系数c₁～c₅中的一个。多路解调器118选择抽头系数c₁′～c₅′中的一个作为系数学习器120的输出端。

系数选择电路119控制多路调制器117以及多路解调器118，以便于分别选择多路调制器117中选择抽头系数c₁～c₅的，以及多路解调器118中的相应抽头系数c₁′～c₅′的。本实施例的这种情况，系数选择电路119可以通过5进制计数器来实现。

本实施例的系数学习器120与第2实施例的不同，实施下面的式(3)的运算。

c₁(nT+1)＝c₁(nT)+μ×e(nT)×x(nT)

c₂(nT+2)＝c₂(nT+1)+μ×e(nT+1)×x(nT+1)。

                                         (式3)

      

      

c_N(nT+N)＝c_N(nT+N-1)+μ×e(nT+N-1)×x(nT+N-1)

以上，根据本发明，通过多路调制器117以及多路解调器118，根据依次选择出的应该更新的抽头系数，在1个系数学习器120中可以执行多个系数器102-i的抽头系数的更新处理。。因此，本实施例的均衡器100B与第2实施例的均衡器100A相比，可以缩小电路规模。

此外，虽然系数学习器120假定是1个，但是还可以是多个。通过由多个系数器102-i来构成共用1个系数学习器120，可以获得与本发明相同的效果。

(第4实施例)

图5示出了本发明第4实施例的再现信号处理装置300的结构。

再现信号处理装置300包括：可变增益放大器301、模拟滤波器302、A/D转换器303、FIR滤波器304、维特比解码器305、时钟提取电路306、系数更新器307。此外，FIR滤波器304以及系数更新器307相当于本发明的均衡处理部310。

再现信号处理装置300输入从存储介质读出的再现信号DT1时，输出通过维特比解码器305解码的解码信号DT2。再现信号DT1在例如DVD的情况下，是用光拾取器从光盘中读出的RF信号。另外，作为FIR滤波器304以及系数更新器307，例如，可以采用第2实施例的均衡器100A。

下面，说明再现信号处理装置300的动作。

可变增益放大器301对再现信号DT1实施振幅调整以便于适合于模拟滤波器302的动态范围。模拟滤波器302作为A/D转换器的前置滤波器以及最初的均衡器，对信号滤波。接着，A/D转换器303将输入信号转换为数字信号，输出数字信号x₀。本实施例的再现信号处理装置300，即使在再现信号DT1中存在上下非对称性，到输出数字信号x₀为止，不执行补偿。

波形均衡处理部310如第2实施例所说明的那样，基于将作为输入的数字信号x₀延迟的多个抽头信号中的任何一个，从多个抽头系数中选择任何一个(选择系数群)。然后，采用该选择系数群，对数字信号x₀进行波形均衡处理，并输出波形均衡信号y。最后，维特比解码器305执行波形均衡信号y的解码，并输出解码信号DT2。

图6示出了通过本实施例的再现信号处理装置300将图9所示的采样进行波形均衡化时的波形均衡信号y的电平。如从图6可知的那样，对波形均衡信号y进行上下非对称性的补偿时，信号电平收敛于理想值附近。

以上，根据本发明，通过波形均衡处理部301，对从再现信号DT1中通过A/D转换所获得的数字信号x₀进行波形均衡处理以便补偿非线性。由此，能够实现可以对作为数字信号原始信号的再现信号的非线性进行补偿的信号再现装置。

系数更新器307没有必要是必须的。如图7所示的结构，即使是省略了系数更新器307的再现信号处理装置300，也可以获得与本发明相同的效果。此外，还可以采用用别的解码方法的解码器来代替维特比解码器305。

本发明不局限于上述各个实施例，也可以采用除了上述实施例之外的形式。

以上，根据本发明，通过对具有因盘制造时的不对称现象等原因所引起的上下非对称等的非线性的输入信号，实施正的卷积运算，能够实现可以进行非线性补偿的均衡器。因此，通过将由本发明产生的均衡器组合入再现信号处理装置等现有的信号处理装置中，可以提高对再现信号的处理能力。

由于本发明的均衡器具有比较简单的结构，因此可以谋求将其组合在其中的再现信号处理装置节约其面积。由此，能够实现有利于削减成本的再现信号处理装置。

Claims (7)

1.一种均衡器，对输入信号进行波形均衡，其特征在于，包括：

具有串联连接的多个延迟元件，通过所述各个延迟元件延迟所述输入信号，将来自所述各延迟元件的输出信号作为抽头信号分别输出的信号延迟部；

基于由所述信号延迟部输出的抽头信号中的任意一个的基准信号，生成用于从多个抽头系数群中选择任意一个作为选择系数群的选择信号的选择信号生成装置；

基于所述选择信号选择所述选择信号群，并通过所具有的多个系数器，使属于所述选择系数群的选择抽头系数分别乘以从所述信号延迟部输出的各个抽头信号的系数乘法部；以及

对从所述系数乘法部输出的选择抽头系数相乘之后的各个抽头信号相加，输出作为波形均衡信号的加法器。

2.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述选择信号生成装置将所述基准信号的值和规定阈值进行比较，并根据该比较结果生成所述选择信号。

3.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述选择信号生成装置将从所述信号延迟部输出的多个抽头信号中位于中央的中央抽头信号作为所述基准信号来使用。

4.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于，还包括：对所述选择抽头系数算出新的抽头系数从而使所述波形均衡信号的实际值与理想值之间的误差更小的系数学习器；将所述选择抽头系数更新为由所述系数学习器算出的所述新的抽头系数的系数更新器。

5.如权利要求4所述的均衡器，其特征在于，所述系数更新器具有选择应该更新的所述选择抽头系数的系数选择装置，所述系数学习器对由所述系数选择装置选择出的所述选择抽头系数计算出所述新的抽头系数。

6.一种再现信号处理装置，对从存储介质中读出的再现信号进行处理，其特征在于，具有对将所述再现信号经A/D转换所获得的数字信号进行波形均衡处理的波形均衡处理部，

所述波形均衡处理部具有均衡器，

所述均衡器包括：

具有串联连接的多个延迟元件，通过所述各个延迟元件延迟所述输入信号，将来自所述各延迟元件的输出信号作为抽头信号分别输出的信号延迟部；

基于由所述信号延迟部输出的抽头信号中的任意一个的基准信号，生成用于从多个抽头系数群中选择任意一个作为选择系数群的选择信号的选择信号生成装置；

基于所述选择信号选择所述选择信号群，并通过所具有的多个系数器，使属于所述选择系数群的选择抽头系数分别乘以从所述信号延迟部输出的各个抽头信号的系数乘法部；以及

对从所述系数乘法部输出的选择抽头系数相乘之后的各个抽头信号相加，输出作为波形均衡信号的加法器。

7.如权利要求6所述的再现信号处理装置，其特征在于，所述波形均衡处理部具有：对属于所述选择抽头系数群的选择抽头系数计算出新的抽头系数从而使波形均衡后的信号的实际值与理想值之间的误差更小，并将所述选择抽头系数更新为所述新的抽头系数的系数更新器。

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