CN1166053C

CN1166053C - 自适应射频数字预失真线性化方法及其电路

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Publication number: CN1166053C
Application number: CNB011179767A
Authority: CN
Inventors: 李亚锐
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2001-05-08
Filing date: 2001-05-08
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2021-05-08
Also published as: CN1384602A

Abstract

一种自适应射频数字预失真线性化方法及其电路，包括：功放、预失真器、包络检波器、反馈通道及数字预失真调节装置，该装置根据输入包络信号和反馈信号调节预失真器产生要求的预失真信号，将预失真分量直接送入功放，与功放产生的非线性分量进行抵消，从而达到改善发射通道线性之目的。采用射频预失真电路可直接获得多载波的包络，采用数字预失真调节装置，电路简化，时延的调整在数字域实现，宽带多载波特性好，可和前馈进行级联，以获得更好的线性度。

Description

自适应射频数字预失真线性化方法及其电路

本发明涉及移动通讯中发射基站所用的功率放大器线性化技术，具体是一种自适应射频数字预失真线性化方法及其电路装置。

随着全球通讯业务的发展，通讯频谱资源变得越来越拥挤。为了更加有效地利用频谱资源，许多通信系统都采用频谱利用率较高的调制方式，例如QPSK、8PSK等等。这些调制方式不仅对载波的相位进行调制，同时也调制了载波的幅度，因此这些调制方式会产生有较大的峰平比的非恒包络调制信号。而对于GMSK这样的恒包络调制，如果使用了多载波技术，利用信号组合器将多个载波的信号组合成一个宽带信号，也会产生较大的包络起伏。较大的峰平比对射频发射机的放大器提出了很高的线性要求。这是因为功率放大器在大信号下具有不可避免的的非线性特性，会产生严重的互调分量及频谱泄漏，带来信号间的相互干扰，影响通讯的质量及降低通讯系统的容量。

目前解决线性度的问题多采用以下两种方法：第一种方法是将整个发射通道进行功率回退，使发射通道工作在线性区，这种方法大大降低了系统的工作效率，增加了基站设备的成本；第二种方法是采用线性化技术，即采用适当的外围电路，对发信通道的非线性特性进行校正，从而在电路整体上呈现对输入信号的线性放大效果，这种方法避开了难度很大的器件制造技术，采用成本相对较低的器件，不但形式多样，而且器件的选择也较灵活，是目前最适合的方法。

前馈和预失真是两种最有效的线性化方法。前馈(Feed-Forward)方法具有线性改善度高的特点，但也存在结构复杂等缺点。预失真技术具有体积小、效率高及可靠性高的特点。由于放大器的非线性，多载波信号经过放大器后，会产生有害的交调分量IMD(Intermodulation Distortion)。在图1所示射频包络自适应预失真原理示意图中，功率放大器112是待改善线性的放大器，它在放大信号的同时产生有害的交调分量113。预失真的工作原理如下：上支路为主通路，输入信号100分别经过耦合器106，延迟线108和矢量衰减器(AF)110后送给功率放大器112。矢量衰减器既可以改变信号的幅度，又可以改变信号的相位。耦合器106的作用是耦合一部分功率进行包络检波(ENV)109，并送给工作函数发生器(WFG)119生成预失真多项式补偿函数。延迟线108是为了补偿工作函数发生器119的时间延迟。矢量衰减器110在工作函数发生器119的控制下预先产生交调分量111，该交调分量111与功率放大器的交调113大小相等方向相反，相加的结果使得功率放大器的有害交调113被部分抵消(如图1所示的114)，达到改善功率放大器线性的目的。由于交调111是在功率放大器112之前预先产生的，因此称这种线性化方法为预失真(Pre-Distortion，简称PD)。当然由于各种非理想因素干扰，功率放大器的交调不可能被完全抵消，通常预失真的改善度在10dB左右。

耦合器115耦合一部分功率经过反馈通道118和交调解调126送入DSP模块122以获得线性改善效果信息，通过算法输出控制参量124到工作函数发生器119，以便获得适当的控制电压VAac和Vfac。

这种在射频频段实现预失真的优点是：(一)、十分适合于处理多载波信号输入。这一优点是基于两个方面的原因，一是由于信号的包络是直接在射频通过包络检波获得，因此不用加任何的时延调整就可以得到真实的包络信号。这在基带处理就比较麻烦，以为在基带是通过包络的I/Q平方和来获得包络信息。对于不同的载波由于在调制时之间的时延不一样，因此须要对每一个实际的电路进行调整。二是由于在射频频段不用对载波进行混频和滤波，因此整个射频通道的幅度和相位特性相比于发射中频通道可以做到很平坦，为获得好的抵消奠定了基础。(二)、由于交调检测模块126可以和预失真做在一起，因此使基站设计模块化，简化了基站设计。

但这种在射频频段实现预失真方案也存在一定缺点：一、工作函数WFG用模拟电路实现，因此受器件性能影响比较大，时延匹配比较困难。在图2所示工作函数发生器(WFG)中，130为检波输入的包络，132为模拟乘法器，134为模拟加法器，136为低通滤波器，138为输出运放。G1～G3、P1～P3分别来自图1中数字信号处理器(DSP)122的输出。如图所示为了保证每一路的输出时延相等，且每一路的时延都和图1中的时延108匹配，调试是比较繁琐的。二、当系统的调幅和调相特性比较复杂时，预失真改善有限，通常只能达到10dB左右。

基带预失真是另一种有效的线性化方法。图3为自适应数字预失真系统的典型结构框图。由图3可见，预失真系统的核心主要由数字及模拟两部分组成。数字部分 200包括：数字预失真器 203、包络合成单元201/202/205/206/207/209、误差检测220及自适应算法224。模拟部分：调制解调212及218，发送通道214及反馈通道216。其中，V_m(k)为输入信号，V_d(k)为经过预失真处理后的信号，V_f(k)为反馈信号，而ε则是自适应算法所需的误差信号(注：本文中出现的V_m(k)、V_d(k)、V_f(k)指的都是复包络)。

其工作过程如下：输入信号Vm(k)经过数字预失真器203产生预失真信号Vd(k)，经过数字模拟变换208/210，正交调制器212后送入发射通道214。Vd(k)与发射通道功率放大器产生的的非线性分量进行抵消，从而达到改善发射通道线性的目的。为了产生适当的非线性分量Vd(k)，需要获得各个信号的包络如201、202。为了保证合成包络209与送到发送通道214的信号包络具有形态上的相似性，各个包络信号需经过适当的延时调整205～207。通过包络信号就可以控制预失真器203产生预失真信号。为了消除温度、器件老化等因素的影响。引入反馈通道216、正交解调218获得反映发射通道线性度状态的信息Vf(k)。通过误差信号检测220获得误差偏移量ε，自适应算法224根据误差偏移量ε对203进行调整，直到误差信号ε小到满足要求。

在基带实现预失真的优点是：

一、预失真的实现在数字域上完成，因此预失真部分的硬件结构简单，对比图2可以看出其比射频预失真优越之处。二、由于使用了查表方式，可以更加精确地产生和控制预失真信号Vd(k)，增大了发送通道线性度改善度，通常可做到15～18dB的改善。这也是比射频预失真优越之处。

这种在基带实现预失真的缺点是：(一)、在多载波情况下由于对不同的载波208与210的正交调制212的时延不同，因此须要调整i、j、k路的时延匹配(205，206，207)，造成系统复杂度提高。而这种情况在射频预失真中不存在。(二)、由于基带预失真涉及通讯制造商的设备的基带部分，因此在预失真的嵌入上必然互相影响，不可避免造成一些麻烦。例如目前的基带预失真中，因为器件速率限制，多载波条件下正交调制需在模拟域中实现，因此通讯设备商的基带部分就必须做相应修改。造成使用基带预失真的基站和使用射频线性功放的基站兼容困难。(三)、为了把基带的预失真信号传给发射通道中的末级功率放大器，基带预失真的发射通道的带宽是正常的三倍。对宽带多载波的情况，发射通道将变得更宽。例如，在两载波WCDMA信号将占10MHz带宽，因此发射通道大约需25MHz左右带宽。发射通道滤波器的群延时特性如图4所示，由图4可见，通道的频带宽度Δf2是通道内可用部分Δf1的3～5倍，因此造成发射通道十分宽，从而带来杂波抑制的复杂和困难。(四)、基带预失真和前馈无法进行级联，二者互为排斥，这样将在很大程度限制基带预失真的使用，相比之下射频预失真不存在这种情况。

综上所述，上述射频预失真和基带预失真两种常用方案存在以下不足。射频预失真方案的工作函数WFG采用模拟电路实现，因此受器件性能影响比较大，时延匹配比较困难；当系统的调幅和调相特性比较复杂时，预失真改善有限，通常只能达到10dB左右。

基带预失真方案用于多载波情况时，实现受方案限制，复杂度高；对通讯设备制造商的干预比较大，不利于模块化设计；基带预失真无法和前馈进行级联。

本发明的目的在于克服现有技术的上述不足，提供一种自适应射频数字预失真线性化方法及其射频数字预失真线性化电路。

本发明提出的自适应射频数字预失真线性化方法，包括如下步骤：

a、宽带多载波输入信号Vm(k)经过由数字预失真调节装置300控制的模拟预失真器310产生预失真信号Vd(k)；

b、预失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312与功率放大器312产生的非线性分量进行抵消；

其中，所述模拟预失真器310产生预失真信号Vd(k)是根据包络信号和反映发射通道线性度的数字反馈信号Vf(k)之间的误差偏移量ε来控制的，其控制步骤如下：

(1)、将部分输入信号Vm(k)藕合至包络检波器309获得输入信号的包络信号，再经过第一模数转换器304变换为数字包络信号并延时处理；

(2)、通过由藕合器315、反馈通道316和交调解调318构成的反馈支路获得发射通道线性度的数字反馈信号Vf(k)；

(3)、误差信号检测电路320将所述延时后的数字包络信号和数字反馈信号Vf(k)进行处理，产生自适应算法所需的误差偏移量ε；

(4)、自适应算法模块324根据所述误差偏移量ε对模拟预失真器310进行调整，直到误差偏移量ε减小到设定值。

实现本发明方法的自适应射频数字预失真线性化电路，包括：功率放大器312，连接于功率放大器312输入端的模拟预失真器310，通过藕合器306获得部分输入信号的包络检波器309；接于功放312输出端的由藕合器315、反馈通道316和交调解调318串联的反馈支路；其还包括一个数字预失真调节装置300，该装置的输出连接于预失真器310的控制端，一个输入端接于包络检波器309的输出，另一个输入端接于交调解调318的输出，根据包络检波器309输出的包络信号和反应发射通道线性度的反馈信号调节预失真器310产生要求的预失真信号Vd(k)。该预失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312，与发射通道功率放大器产生的非线性分量进行抵消，从而达到改善发射通道线性之目的。

本发明与现有技术比较其优点如下：

包络检波仍然采用了射频预失真的电路，这样就可以直接获得多载波的包络而避免基带预失真中调整时延的麻烦；又由于时延的调整在数字域实现，十分适合宽带多载波情况。而射频预失真中复杂的WFG电路(图2)则由数字电路替代，使电路大为简化。同时，由于采用了查表方式，因此线性优化的精度可以更高。

由于预失真直接在射频进行处理，避免了基带预失真对通讯厂商的过度干预，便于模块化设计。例如图3中正交调制可以依旧在基带进行而无须改为模拟调制方式。

当要求比较高时，射频数字预失真所组成的放大器仍然可以和前馈进行级联，以获得更好的线性度。

本发明的附图说明如下：

图1为传统的射频包络自适应预失真线形化原理框图；

图2为图1的工作函数发生器(WFG)电路结构图；

图3为传统的自适应数字预失真电路线形化典型结构框图；

图4为发射通道群延时的示意图；

图5为本发明的射频数字预失真线形化电路原理框图。

如图5所示，本发明提出的预失真线形化电路的由数字及模拟两部分组成。数字部分300包括：第一模数转换器304、时延电路305、第二模数转换器319、误差检测320及自适应算法模块324。模拟部分包括：藕合器306及315，包络检波器(309)、预失真器310、交调解调318、功率放大器312及反馈通道316。

接于功放3M输出端的由藕合器315、反馈通道316和交调解调318串联构成反馈支路。其申数字预失真调节装置300由第一模数转换器304、误差信号检测电路320、自适应算法模块324、时延电路305及第二模数转换器319组成；误差信号检测320的一个输入端依次连接时延电路305和第一模数转换器304，另一输入端接第二模数转换器319，它的输出误差偏移量ε通过自适应算法324处理后产生调节信号。图示的Vm(k)为输入信号，Vd(G)为经过预失真处理后的信号，Vf(k)为反馈信号，而ε则是自适应算法所需的误差偏移量。电路工作过程如下：

宽带多载波输入信号Vm(k)输入模拟预失真器310，由数字预失真调节装置300控制模拟预失真器310产生预失真信号Vd(k)。将预失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312与功放312产生的非线性分量进行抵消。

本发明采用模拟预失真器310产生预失真信号Vd(k)。由于模拟预失真器结构简单，因此相对图3的数字预失真器并无复杂之处。相反由于减少了图3中对发射通道的复杂要求。将预失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312，与发射通道功率放大器产生的的非线性分量进行抵消，从而达到改善发射通道线性的目的。

为了产生适当的非线性分量Vd(k)，通过藕合器306藕合一部分信号给包络检波器309获得信号的包络信号，且该包络信号与送入功放312的包络具有严格的相似性，并且在数字域对包络进行时延电路305十分方便。这样就继承了图1的优点而避免了图1中模拟的时延调整108和图3中相对时延调整205/206/207的诸多不便。

由于经过第一模数转换器304后将包络信号变成了数字信号，因此可以消除图1和图2中使用模拟器件实现WFG函数的复杂性，继承了图3数字化处理简单灵活精度高的特点。为了消除温度、器件老化等因素的影响。弓入反馈通道316、正交解调318获得反映发射通道线性度状态的Vf(k)信息。通过误差信号检测320获得误差偏移量ε，根据自适应算法模块324重新对310进行调整，直到误差偏移量ε小到满足要求。

预失真器310则依然选用射频预失真的方案，由于直接在射频完成，因此省去了图3中模拟正交调制和对发射通道214的复杂要求，释放了对通讯设备供应商在基站设计上的束缚。同时由于反馈通道316与预失真数字部分紧密连接，可以直接做到一块电路板上，因此便于基站模块化设计和保持基站设计的灵活性。

表(1)为四种预失真方案性能对比情况，可见本发明射频数字预失真方案具有较好的特性，它综合了射频预失真和基带预失真的优点，避免了两者的不足。

表(1)

方案	成本	复杂度	线性改善	宽带多载波特性	与前馈级联	基站设计灵活性
方案	成本	复杂度	线性改善	宽带多载波特性	与前馈级联	基站设计灵活性	前馈放大器	高	高	25@30dB	好		好
射频预失真	低或中	低或中	10dB	较好	能够	好	前馈放大器	高	高	25@30dB	好		好
射频预失真	低或中	低或中	10dB	较好	能够	好	基带预失真	低	低	15~18dB	一般	不能	不好
射频数字预失真	低	低	15dB	较好	能够	好	基带预失真	低	低	15~18dB	一般	不能	不好

Claims

1、一种自适应射频数字预失真线性化方法，包括如下步骤：

a、宽带多载波输入信号Vm(k)经过由数字预失真调节装置(300)控制的模拟预失真器(310)产生预失真信号Vd(k)；

b、预失真分量Vd(k)直接送入功率放大器(312)与功率放大器(312)产生的非线性分量进行抵消；

其中所述模拟预失真器(310)产生预失真信号Vd(k)是根据包络信号和反映发射通道线性度的数字反馈信号Vf(k)之间的误差偏移量ε来控制的，其控制步骤如下：

(1)、将部分输入信号Vm(k)藕合至包络检波器(309)获得输入信号的包络信号，再经过模拟数字转换器(304)变换为数字包络信号并延时处理；

(2)、通过由藕合器(315)、反馈通道(316)和交调解调(318)构成的反馈支路获得发射通道线性度的数字反馈信号Vf(k)；

(3)、误差信号检测电路(320)将所述延时后的数字包络信号和数字反馈信号Vf(k)进行处理，产生自适应算法所需的误差偏移量ε；

(4)、自适应算法模块(324)根据所述误差偏移量ε对模拟预失真器(310)进行调整，直到误差偏移量ε减小到设定值。

2、一种自适应射频数字预失真线性化电路，包括：功率放大器(312)，连接于功率放大器(312)输大端的模拟预失真器(310)，通过藕合器(306)获得部分输入信号的包络检波器(309)；接于功放(312)输出端的由藕合器(315)、反馈通道(316)和交调解调(318)串联的反馈支路；

其特征在于：还包括一个数字预失真调节装置(300)，该装置的输出连接于预失真器(310)的控制端，一个输入端接于包络检波器(309)的输出，另一个输入端接于交调解调(318)的输出，根据包络检波器(309)输出的包络信号和反映发射通道线性度的反馈信号调节预失真器(310)产生要求的预失真信号Vd(k)。

3、根据权利要求2所述自适应射频数字预失真线性化电路，其特征在于：所述数字预失真调节装置(300)由模数转换器(304)、误差信号检测电路(320)、自适应算法模块(324)、时延电路(305)及第二模数转换器(319)组成；误差信号检测电路(320)的一个输入端依次连接时延电路(305)和第一模数转换器(304)，另一个输入端接第二模数转换器(319)，它的输出误差偏移量ε通过自适应算法模块(324)处理产生调节信号。