WO2006059372A1 - 信号取出回路およびそれを有する歪み補償増幅器 - Google Patents

Abstract

　不整合部品が接続されたときの接続部（２２）における反射波のフィードバック信号への漏れ込みを打ち消すため、サーキュレータ（３０）で反射波を取り出し、ベクトル調整回路（３２）で振幅と位相を調整した後、ベクトル合成回路（３４）でフィードバック信号とベクトル合成する。

Description

明 細 書

信号取出回路およびそれを有する歪み補償増幅器

技術分野

[0001] 本発明は、信号の一部を取り出す信号取出回路とそれを有する歪み補償増幅器、 特にディジタルプレディストーシヨン方式が採用された歪み補償増幅器に適した信号 取出回路およびそれを有する歪み補償増幅器に関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信において、ディジタルィ匕による高能率伝送が多く用いられるように なってきている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側特に電力 増幅器の増幅特性を直線ィ匕して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減す る技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合 はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。

[0003] 例えば、 W— CDMA等の移動通信において、送信装置の送信電力は 10W—数 1 OWと大きぐ送信電力増幅器の入出力特性は図 1の点線で示すように非直線性に なる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数 fO周辺の周波数スぺタト ルは図 2の点線 SIで示す理想の特性から実線 SAに示すようにサイドローブが持ち 上がった特性になり、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、 非線形歪により図 2に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大 きくなつてしまう。漏洩電力の大きさを示す ACPR (Adjacent Channel Power Ratio)は 、図 2の 1点鎖線 A, Α' 間のスペクトルの面積である着目チャネルの電力と 1点鎖線 A, と 2点鎖線 Β, B' 間の隣接チャネルに漏れるスペクトルの面積である隣接漏 洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチヤ ネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。

[0004] 以上は送信波が 1波の場合であるが、複数の波、例えば 4波で信号を送信する場 合には、送信信号の中心周波数 fl周辺の周波数スペクトルには図 3に示すようにサ イドローブ (歪み成分) SLが発生し、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じ る。 [0005] このため、理想的には 1波の場合は図 2の点線 SIとなるように、 4波の場合は図 4に 示すようにサイドローブのな 、特性となるようにしなければならな 、。

[0006] 漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域 (図 1参照)で小さぐ非線形領域で大 きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必 要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト 及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで、電力増幅器の非直線性に 起因する歪を補償する歪補償機能つきの歪み補償増幅器が採用されている。

[0007] 歪み補償の方式としては、種々の方式があるが、その 1例として、例えば特開 2001 —267850号公報に記載されているプレディストーシヨン方式が挙げられる。

[0008] プレディストーシヨン方式とは、予め増幅器への入力前の信号に対して、増幅器で 発生する歪みに対して逆の歪み特性を与えることにより、増幅後の信号の歪みを低 減する方式である。

[0009] ここで、増幅器で発生する歪みは、入力信号 (特に入力信号のレベル）によって変 化するため、入力信号を関数として、逆の歪み特性を与えるための係数 (歪み補償 係数)が算出され、この係数に基づいて入力信号が補正される。また、増幅器等の特 性の経時変化に対処するために、増幅器の出力の一部がフィードバックされ、増幅 器の入力信号とこのフィードバック信号とに基いて歪み補償係数が再計算されて更 新される。

[0010] したがつてこのフィードバック信号が増幅器の出力を正しく反映したものでなければ 歪み補償係数を正しく計算することができな 、。

[0011] 図 5は最終段の増幅器 10からアンテナ 13までの回路を示し、 12は増幅器 10の出 力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器としての方向性結合器、 14はァ イソレータ、 16はケーブルを示す。アンテナ 13として整合の取れている部品が接続さ れた場合、方向性結合器 12によって取り出された信号 (フィードバック信号） 20は、 増幅器 10の出力信号と同じ波形になる。しかし、整合の取れていない部品が接続さ れた場合、接続された部品の入力部 22で反射した信号が、フィードバック信号に漏 れ込み、増幅器の出力波形を正確に得ることができなくなる。（通常の基地局運用状 態において、整合の十分に取れた部品が接続される可能性は低い。例えば、アンテ ナの VSWRは 20程度。）この反射信号の漏れ込みの中で最も支配的なのは、矢印 2

4で示す、方向性結合器 12を経て増幅器 10としてのトランジスタの出力端で反射さ れ、方向性結合器 12で分岐される信号である。尚、矢印 26で示すルートを迪る反射 波につ!、ては、方向性結合器により結合量が小さ!、ためにフィードバック側へ漏れ込 む際には十分に減衰されることとなる。

[0012] フィードバック信号に不要波が漏れこんだ場合、図 6に示すように、本来フラットであ るはずのフィードバック信号波形がゆがんでしまい、その結果、図 7に示すように、漏 れこんだ反射波をキャンセルする信号が生成されてしまう。

[0013] そのため、トランジスタ出力信号の出力電力レベルが変動したり、出力波形に歪み が発生するなどの問題が発生する。

[0014] この問題の解決策としては、アイソレータを追加することにより力ブラに漏れこむ反 射波を減衰させること、或いは、トランジスタの最終段をバランスアンプにすることでト ランジスタ出力端での反射を小さくすることが考えられるが、いずれも回路規模が拡 大するという問題がある。

[0015] 特許文献 1：特開 2001— 267850号公報

特許文献 2：特開平 6- 268536号公報

特許文献 3：特開昭 57— 113603号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0016] したがって本発明の目的は、歪補償特性にお!、て優れた歪補償増幅器を実現す る信号取出回路を実現することにある。

[0017] 本発明によれば、アンテナ側との接続部と増幅器の出力との間に設けられ、増幅器 の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器と、該接続部と該分配器と の間に設けられ、該接続部における反射信号を取り出すための非可逆素子と、該フ イードバック信号と該反射信号とを合成する合成回路と、該分配器と該合成回路の間 および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ、入力された信 号の少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整可能なベクトル調整回路とを具備す る信号取出回路が提供される。 [0018] 前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられること が好ましい。

[0019] また、本発明によれば、信号を増幅する増幅器と、アンテナ側との接続部と該増幅 器の出力との間に設けられ、該増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り 出す分配器と、該増幅器の入力と該フィードバック信号とに基いて、該増幅器の入力 に予め修正を加えることによって、該増幅器における歪をキャンセルするプレディスト ーシヨン部と、該接続部と該分配器との間に設けられ、該接続部における反射信号を 取り出すための非可逆素子と、該フィードバック信号と該反射信号とを合成して前記 プレディストーシヨン部へ供給するフィードバック信号とする合成回路と、該分配器と 該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ 、入力された信号の位相と振幅の少なくとも一方を調整可能なベクトル調整回路とを 具備する歪み補償増幅器が提供される。

[0020] 前述の歪み補償増幅器は、前記合成回路の出力の品質を評価する品質評価部と 、該品質評価部の品質評価結果に基いて前記ベクトル調整回路における位相と振 幅の少なくとも一方を自動調整する自動調整部とをさらに具備することが望ま 、。 図面の簡単な説明

[0021] [図 1]送信電力増幅器の入出力特性の一例を示すグラフである。

[図 2]送信信号の周波数スペクトルを示す図である。

[図 3]サイドローブが発生したときの複数波の周波数スペクトルを示す図である。

[図 4]サイドローブがないときの複数波の周波数スペクトルを示す図である。

[図 5]従来の信号取出回路における反射波の漏れ込みを説明する図である。

[図 6]反射波の漏れ込みによるフィードバック信号波形のゆがみを説明する図である

[図 7]反射波の漏れ込みによる歪補正信号のゆがみを説明する図である。

[図 8]本発明の一実施形態に係る信号取出回路を示す回路図である。

[図 9]整合部品が接続されているときのアンテナへ向力 信号とフィードバック信号の 差のシミュレーション結果を示すグラフである。

[図 10]従来回路において非整合部品が接続されているときのアンテナへ向力う信号 とフィードバック信号の差のシミュレーション結果を示すグラフである。

[図 11]本発明の一実施形態に係る回路において非整合部品が接続されているときの アンテナへ向力 信号とフィードバック信号の差のシミュレーション結果を示すグラフ である。

[図 12]シミュレーションの計算に用 、たパラメータを示す図である。

[図 13]シミュレーションの計算に用 、たパラメータを示す図である。

[図 14]本発明の実施形態に係る信号取出回路の他の例を示す回路図である。

[図 15]本発明の実施形態に係る信号取出回路のさらに他の例を示す回路図である。

[図 16]本発明の実施形態に係る信号取出回路のさらに他の例を示す回路図である。

[図 17]本発明の実施形態に係る歪み補償増幅器の一例を示す回路図である。

[図 18]本発明の実施形態に係る歪み補償増幅器の他の例を示す回路図である。

[図 19]本発明の実施形態に係る信号取出回路をフィードフォワード増幅器に用いた 例を示す図である。

[図 20]本発明の実施形態に係る信号取出回路を ALC増幅器に用いた例を示す回 路図である。

[図 21]本発明の実施形態に係る信号取出回路を AGC増幅器に用いた例を示す回 路図である。

[図 22]本発明の実施形態に係る信号取出回路を高周波出力のモニタ回路に用いた 例を示す回路図である。

[図 23]本発明の実施形態に係る信号取出回路を DC出力のモニタ回路に用いた例 を示す回路図である。

発明を実施するための最良の形態

[0022] 図 8は本発明の一実施形態に係る信号取出回路の一例の構成を示す。図 5と同一 の構成要素には同一の参照番号が付されている。図 7におけるアイソレータ 14に代 えて、反射信号を取り出すためのサーキユレータ 30が使用されて 、る。

[0023] アンテナ 13側との接続部 22で反射された反射信号のフィードバック信号（20)への 漏れ込みは、前述したように、方向性結合器 12を経てトランジスタ 10の出力端で反 射され、方向性結合器 12で分岐されるものが支配的で、方向性結合器 12において 直接フィードバック信号へ漏れ込むものが次に支配的であり、その他にも多数のパス を経てフィードバック信号（20)へ漏れ込むものが考えられる。しかしながら、それらの すべてを合成したものは、或る振幅および位相を有する単一のベクトルで表わすこと ができる。

[0024] そこで、接続部 22における反射信号をサーキユレータ 30で取り出し、ベクトル調整 回路 32において、フィードバック信号 20への反射信号の漏れ込みと振幅が等しく位 相が逆位相となるように振幅と位相を調整して、ベクトル合成回路 34においてフィー ドバック信号と合成すれば、フィードバック信号（20)への反射信号の漏れ込み（24 + 26)をキャンセルすることができる。

[0025] ベクトル調整回路 32は減衰器または増幅器と移相器の組み合わせで実現すること ができる。ベクトル合成回路 34は例えばパイブリツドにより実現される。

[0026] 図 9一図 11は本発明の実施形態による効果を示すためのシミュレーション結果をグ ラフで表わしたものである。各グラフの横軸は周波数、たて軸はアイソレータ 14 (図 5) またはサーキユレータ 30 (図 8)力もケーブル 16を経てアンテナ 11へ向力 信号（FW D信号）と、方向性結合器 12で分岐されるフィードバック信号 (FB信号）との差である 。本来 FWD信号と FB信号とは同じ波形であるべきであるので、整合部品が接続され て 、る場合には、図 5の従来回路にお ヽても図 9に示すように FWD— FB (dB)は周 波数によらず一定である。非整合部品が接続された場合には、図 5の従来回路の場 合には、図 10に示すように反射波による波形の乱れがみられる。一方、本発明の実 施形態に係る図 8の回路で、ベクトル調整回路 32に適切な減衰量と移相量を与えて やれば、非整合部品が接続されている場合であっても、図 11に示すように、図 10と 比べて振幅は半分以下に抑えられて 、る。

[0027] シミュレーションの計算に用いたパラメータを図 12 (図 5の従来回路）および図 13 ( 図 8の実施形態）に示す。トランジスタ 10の利得は l ldB、出力 RL (リターンロス）は 2 . 5dBとした。すなわち、接続部 22からの反射信号はトランジスタ側に戻り、 2. 5dB の減衰を受けた信号がトランジスタ 10における反射としてその出力側に得られること となる。力ブラ (方向性結合器） 12の結合量は 10dB、方向性は 25dBとした。すなわ ち、トランジスタ 10からの信号がこの力ブラを介して FB信号として分岐される際には、 lOdBの減衰を受けることとなる。逆に、接続部 22からの反射信号が、逆方向から分 岐される場合は、 10 + 25 = 35dB減衰することとなる。アイソレータ 14またはサーキ ユレータ 30の挿入損は 0. 2dB、アイソレーションは 20dBとした。すなわちトランジス タ 10からの信号はこのサーキユレータにおいて、 0. 2dBの減衰を受けてアンテナ側 へ供給され、逆に接続部 22からの反射信号はこのサーキユレータにおいて、 20dB 減衰して力ブラ 12側に出力されることとなる。

従って、図 12におけるカプラ 12から FB信号として出力される信号には、図 5に示し たルート 20を迪り、カプラ 12で 10dBの減衰を受けた所望のフィードバック信号と、接 続部 22からの反射信号であって、図 5に示したルート 24を迪ることで、アイソレータ 1 4、トランジスタ 10、力ブラ 12で計 32. 5dBの減衰を受けた反射信号と、図 5に示した ルート 26を迪ることで、アイソレータ 14、カプラ 12で計 55dBの減衰を受けた反射信 号とが基本的に含まれる。

また、図 13におけるカプラ 12から FB信号として出力される信号は、図 12と同様で あるが、サーキユレータ 30力も HYB34側に抽出される信号には、サーキユレータ 30 により挿入損 0. 2dBを受けた、接続部 22からの反射信号が含まれる。

従って、ベクトル調整部としての減衰器 (移相器） 32を調整することで、力ブラ 12か らのフィードバック信号に含まれる反射信号をサーキユレータ 30からの反射信号を用 V、て抑圧することができ、その結果図 11に示したシュミレーシヨン結果が得られたと 考えられる。

尚、ベクトル調整部の調整量は、フィードバック信号に主として含まれる図 5のルー ト 24を迪る反射信号を抑圧することに狙 、を定め、サーキユレータ 30からトンラジスタ 10で反射してカプラ 12を介して HYB34に至るパスと、サーキユレータ 30から HYB3 4に至るノ スとの既知の距離の差に応じた移相量を設定したり、また、ノ スの相違に 起因する減衰量の差に応じた減衰量を設定することが望ましい。

図 14に示すように、カプラ 12とベクトル合成回路 34の間にベクトル調整回路 36を さらに設けて、キャンセル対象の反射波の振幅および位相をも調整する構成としても 良い。また、ベクトル調整回路 32を省略してキャンセル対象の反射波のみを調整す る構成もあり得る。カプラ 12で漏れ込む反射波のレベルはサーキユレータ 30で取り 出される反射波のレベルよりも一般に小さいので、その場合には、ベクトル調整回路

36における振幅の調整は可変減衰器でなくて可変利得増幅器で行うことになる。

[0029] 図 15に示すように、反射波を取り出すためのサーキユレータ 30を増幅器 10とカプ ラ 12の間に設けることもできる。

[0030] 図 16は本発明の一実施形態に係る信号取出回路の他の例を示す。ベクトル調整 回路 32による振幅と位相の調整に加えて、遅延調整回路 38を設けて遅延を調整す ることにより、より広い帯域幅にわたって反射波を打ち消すことができる。遅延調整回 路を図 14のベクトル調整回路 36とともに用いても良い。遅延調整回路 38は例えば 遅延線により実現することができる。

[0031] 図 17は本発明の一実施形態に係る信号取出回路を有する、本発明の一実施形態 に係る歪み補償増幅器の一例の構成を示す。図 17において、送信信号 x (t)は、複 素信号として歪補償部 11に入力する。歪補償部 11は、送信信号 x(t)のパワーレべ ル piに応じた歪補償係数 h (pi)を記憶する歪補償係数記憶部 (歪補償係数テーブル ) l la、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数 h (pi)を用いて該送信信号に 歪補償処理 (プリディストーション)を施すプリディストーション部 1 lb、送信信号 X (t) と後述する直交検波器で復調された復調信号 (フィードバック信号) y (t)を比較し、そ の差が少なくなるように、たとえば零となるように歪補償係数 Mpi)を演算、更新する 歪補償係数演算部 l lc、送信信号のパワーを計算するパワー算出部 l ld、送信信 号 x (t)が歪補償部 11に入力されて力もフィードバック信号 y(t)が歪補償係数演算 部 11cに入力するまでの遅延時間 Τ τが設定され、送信信号 x (t)を該時間遅延する 遅延回路 l le、フィードバック信号 y(t)に含まれる送信信号周波数帯域外の歪み成 分を見 、出して前述の ACPRを算出するために一定期間のフィードバック信号 y (t) を高速フーリエ変換して周波数分布を算出する FFT部 (高速フーリエ変 ) l lf、 高速フーリエ変換の結果力 送信信号電力と帯域外の歪み成分電力を決定して AC PRを算出し、それが最良になるように遅延時間 Tての設定、調整を行う監視制御回 路 l lgを備えている。

[0032] 歪補償部 11のパワー算出部 l idは入力する送信信号 x (t)のパワーを算出し、該 ノ ヮ一 piに応じた歪補償係数 h(pi)を歪補償係数テーブル 1 laより読み出してプリデ イストーシヨン部 l ibに入力する。プリディストーション部 l ibは、送信信号のパワーレ ベルに応じた歪補償係数 h (pi)を該送信信号 x (t)に乗算して歪補償処理 (プリディ ストーシヨン)を行って出力する。

[0033] 歪補償部 11で歪補償処理を施された複素信号はディジタル変調部 (QMOD) 40 に入力する。ディジタル変調部 40は歪補償処理を施された信号の同相成分及び直 交成分 (I, Q信号）にディジタル直交変調を施し、 DA変換器 42はディジタルの直交 変調信号をアナログに変換して周波数変換器 44に入力する。周波数変換器 44は直 交変調信号と局部発振信号をミキシングして変調信号周波数を無線周波数にアップ コンバートして送信部増幅器 10に入力する。

[0034] 増幅器 10は入力信号を高周波増幅する。高周波増幅された送信信号は、分配器 12、サーキユレータ 30を介して給電線 16よりアンテナ 13に入力し、該アンテナより空 中に放射される。増幅器 10から出力する送信信号の一部は方向性結合器で構成さ れた分配器 12で分岐され、ベクトル合成回路 34へ入力する。サーキユレータ 30はァ ンテナ 13との接続部 22における反射波を取り出し、ベクトル調整回路 32へ供給する 。該反射波は、ベクトル調整回路 32および遅延調整回路 38において、分配器 12で 分岐された信号に含まれる反射波成分を打ち消すようにその振幅、位相および遅延 が調整され、ベクトル合成回路 34において分岐信号とベクトル合成される。ベクトル 合成回路 34の出力は、アツテネータ 46で減衰された後、周波数変翻 48に供給さ れる。周波数変換器 48は無線周波数信号をベースバンド信号にダウンコンバートし て AD変翻 50に入力する。 AD変翻 50は該ベースバンド信号をディジタルに変 換してディジタル直交復調器 (QDEM) 52に入力する。ディジタル直交復調部 52は 入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、フィ ードバック信号 y (t)として歪補償係数更新部 11c内に入力する。歪補償係数演算部 1 lcは、遅延回路 1 leで遅延した送信信号 X (t)とディジタル直交検波器 (QDEM) 2 0で復調された復調信号 (フィードバック信号) y (t)を比較し、その差が零となるように 適応制御アルゴリズムに基づ 、て歪補償係数 h (pi)を演算し、該歪補償係数で歪補 償係数テーブル 1 laの古 ヽ係数を更新する。以上と並行して監視制御回路 1 lgは、 FFT部 l lfにおける高速フーリエ変換結果力 送信信号電力と帯域外の漏洩電力（ 歪み成分電力）を決定して ACPRを算出し、該 ACPRが最良になるように遅延時間 T てを調整する。

[0035] 以後、上記動作を繰り返すことにより、高周波増幅器 10の非線形歪が押さえられて 隣接漏れ電力が軽減する。

[0036] 図 18は図 17の歪み補償増幅器に、ベクトル調整回路 32の自動調整機能を付加し た例を示す。ベクトル調整回路 32における位相と振幅の調整量を運用開始前に適 切に設定することにより、フィードバック信号への反射波の漏れ込みを充分に小さく することができるが、運用開始後においても自動的に調節することにより、より一層最 適ィ匕することができる。

[0037] 前述したように、監視制御回路 l lgはフィードバック信号 y (t)のフーリエ変換結果 から ACPRを算出し、これが最良になるように遅延時間 Τ τを決定する。具体的には 例えば、遅延時間 Τ τを増加または減少し、今回の ACPR値と前回の ACPR値とを 比較して改善されていれば Τ τを同じ方向に変え、悪ィ匕していれば逆の方向に変え る。これを繰り返すことにより、 Τ τを収束させる。これにカ卩えて、図 18の監視制御回 路 1 lgは ACPRが最良になるようにベクトル調整回路 32の振幅および位相の調整量 を決定する。具体的には例えば、遅延時間 Τ τが収束した後において、ベクトル調整 回路 32の減衰量または移相量を増加または減少して今回の ACPR値と前回の ACP R値とを比較して改善されていれば減衰量または移相量を同じ方向に変え、悪ィ匕し て!ヽれば逆の方向に変える。これを例えば減衰量と移相量にっ 、て交互に繰り返す ことによって減衰量と移相量を収束させる。

尚、ベクトル調整回路 32における減衰量又は遅延量を変動させている間にも歪補 償係数テーブル 1 laの更新処理を行うことが望ま 、。

例えば、減衰量又は遅延量を変動させ、テーブル 11aの係数の更新が所定幅以内 の変動以内となった (収束した)ことを検出すると、検出した際の ACPRと変動前の A CPRとの比較を行って改善したか判断し、改善する方向に減衰量又は遅延量を補 正するのである。

[0038] 以上は本発明の一実施形態に係る信号取出回路をプレディストーシヨン方式の歪 み補償増幅器におけるフィードバック信号の取り出しに用いた例にっ 、て説明したが 、これに限らず他の回路にも適用可能である。

[0039] 図 19はフィードフォワード増幅器における増幅器の出力信号の取り出しに適用した 例を示す。フィードフォワード増幅器は増幅器 10の入力に方向性結合器 12で取り出 した増幅器 10の出力を方向性結合器 60で合成することによって信号について等振 幅 ·逆相で合成して歪成分のみを取り出し、増幅器 62で増幅して方向性結合器 64 で歪成分にっ 、て等振幅 ·逆相で合成して歪みのな 、増幅を行うものである。アンテ ナとの接続部における反射信号をサーキユレータ 30で取り出し、ベクトル調整回路 3 2で振幅と位相を、遅延調整回路 38で遅延を調整することによって、方向性結合器 1 2で取り出される増幅器 10の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波 を打ち消すことができる。

[0040] 図 20は ALC (自動レベル制御）増幅器における増幅器の出力の取り出しに適用し た例を示す。 ALC増幅器は増幅器 10の出力を取り出して検波回路 66で検波して増 幅器 10の制御回路 68へフィードバックして、増幅器 10の出力における信号レベル を一定に制御するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキユレ一 タ 30で取り出し、ベクトル調整回路 32で振幅と位相を、遅延調整回路 38で遅延を調 整することによって、方向性結合器 12で取り出される増幅器 10の出力に漏れ込んだ アンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

[0041] 図 21は AGC (自動利得制御）増幅器における増幅器の出力の取り出しに適用した 例を示す。 AGC増幅器は増幅器 10の入力と出力を力ブラ 70および 12でそれぞれ 取り出して比較器 72で比較してその結果を増幅器 10の制御回路 68へフィードバッ クして、増幅器 10の利得を一定に制御するものである。アンテナとの接続部における 反射信号をサーキユレータ 30で取り出し、ベクトル調整回路 32で振幅と位相を、遅 延調整回路 38で遅延を調整することによって、方向性結合器 12で取り出される増幅 器 10の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができ る。

[0042] 図 22は増幅器の高周波出力のモニタ回路における増幅器の出力の取り出しに適 用した例を示す。このモニタ回路は増幅器 10の出力を取り出してそのままモニタ端 子 74へ出力するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキユレ一 タ 30で取り出し、ベクトル調整回路 32で振幅と位相を、遅延調整回路 38で遅延を調 整することによって、方向性結合器 12で取り出される増幅器 10の出力に漏れ込んだ アンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

図 23は増幅器の DC出力のモニタ回路における増幅器の出力の取り出しに適用し た例を示す。このモニタ回路は増幅器 10の出力を取り出して検波回路 76で検波して モニタ端子 74へ出力するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサー キユレータ 30で取り出し、ベクトル調整回路 32で振幅と位相を、遅延調整回路 38で 遅延を調整することによって、方向性結合器 12で取り出される増幅器 10の出力に漏 れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

Claims

請求の範囲

[1] アンテナ側との接続部と増幅器の出力との間に設けられ、増幅器の出力の一部を フィードバック信号として取り出す分配器と、

該接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り 出すための非可逆素子と、

該フィードバック信号と該反射信号とを合成する合成回路と、

該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一 方に設けられ、入力された信号について少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整 可能なベクトル調整回路とを具備する信号取出回路。

[2] 前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられる請求 項 1記載の信号取出回路。

[3] 前記非可逆素子は前記接続部と前記分配器の間に設けられる請求項 2記載の信 号取出回路。

[4] 前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられ、取り出された反射信号の遅延を 調整する遅延調整回路をさらに具備する請求項 3記載の信号取出回路。

[5] 前記非可逆素子はサーキユレータである請求項 1一 4のいずれか 1項記載の信号 取出回路。

[6] 信号を増幅する増幅器と、

アンテナ側との接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該増幅器の出力の一 部をフィードバック信号として取り出す分配器と、

該増幅器の入力と該フィードバック信号とに基いて、該増幅器の入力に予め修正を 加えることによって、該増幅器における歪をキャンセルするプレディストーシヨン部と、 該接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り 出すための非可逆素子と、

該フィードバック信号と該反射信号とを合成して前記プレディストーシヨン部へ供給 するフィードバック信号とする合成回路と、

該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一 方に設けられ、入力された信号について少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整 可能なベクトル調整回路とを具備する歪み補償増幅器。

[7] 前記合成回路の出力の品質を評価する品質評価部と、

該品質評価部の品質評価結果に基いて前記ベクトル調整回路における位相と振 幅を自動調整する自動調整部とをさらに具備する請求項 6記載の歪み補償増幅器。

[8] 前記品質評価部は前記合成回路の出力における隣接チャネル漏洩電力比を算出 するためのフーリエ変換演算部を含み、

前記自動調整部は、該品質評価部が算出した該隣接チャネル漏洩電力比が最小 となるように、前記位相と振幅の自動調整を行う請求項 7記載の歪み補償増幅器。

[9] 前記品質評価部が算出する隣接チャネル漏洩比は前記プレディストーシヨン部に おける修正係数の算出にも用いられ、

前記自動調整部は、該修正係数が収束した後に前記位相と振幅の自動調整を開 始する請求項 8記載の歪み補償増幅器。

[10] 前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられる請求 項 6— 9のいずれか 1項記載の信号取出回路。

[11] 前記非可逆素子は前記接続部と前記分配器の間に設けられる請求項 10記載の信 号取出回路。

[12] 前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられ、取り出された反射信号の遅延を 調整する遅延調整回路をさらに具備する請求項 11記載の信号取出回路。

[13] 前記非可逆素子はサーキユレータである請求項 6— 12のいずれか 1項記載の歪み 補償増幅器。