JP4855267B2

JP4855267B2 - 信号取出回路およびそれを有する歪み補償増幅器

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Publication number: JP4855267B2
Application number: JP2006546538A
Authority: JP
Inventors: 洋介岡崎; 宏明前田; 泰清野; 孝司小野
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2004-11-30
Filing date: 2004-11-30
Publication date: 2012-01-18
Anticipated expiration: 2024-11-30
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Description

本発明は、信号の一部を取り出す信号取出回路とそれを有する歪み補償増幅器、特にディジタルプレディストーション方式が採用された歪み補償増幅器に適した信号取出回路およびそれを有する歪み補償増幅器に関する。

近年、無線通信において、ディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。

例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ等の移動通信において、送信装置の送信電力は１０Ｗ〜数１０Ｗと大きく、送信電力増幅器の入出力特性は図１の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ０周辺の周波数スペクトルは図２の点線ＳＩで示す理想の特性から実線ＳＡに示すようにサイドローブが持ち上がった特性になり、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により図２に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）は、図２の１点鎖線Ａ，Ａ′間のスペクトルの面積である着目チャネルの電力と１点鎖線Ａ，Ａ′と２点鎖線Ｂ，Ｂ′間の隣接チャネルに漏れるスペクトルの面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。

以上は送信波が１波の場合であるが、複数の波、例えば４波で信号を送信する場合には、送信信号の中心周波数ｆ１周辺の周波数スペクトルには図３に示すようにサイドローブ（歪み成分）ＳＬが発生し、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じる。

このため、理想的には１波の場合は図２の点線ＳＩとなるように、４波の場合は図４に示すようにサイドローブのない特性となるようにしなければならない。

漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域（図１参照）で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで、電力増幅器の非直線性に起因する歪を補償する歪補償機能つきの歪み補償増幅器が採用されている。

歪み補償の方式としては、種々の方式があるが、その１例として、例えば特開２００１−２６７８５０号公報に記載されているプレディストーション方式が挙げられる。

プレディストーション方式とは、予め増幅器への入力前の信号に対して、増幅器で発生する歪みに対して逆の歪み特性を与えることにより、増幅後の信号の歪みを低減する方式である。

ここで、増幅器で発生する歪みは、入力信号（特に入力信号のレベル）によって変化するため、入力信号を関数として、逆の歪み特性を与えるための係数（歪み補償係数）が算出され、この係数に基づいて入力信号が補正される。また、増幅器等の特性の経時変化に対処するために、増幅器の出力の一部がフィードバックされ、増幅器の入力信号とこのフィードバック信号とに基いて歪み補償係数が再計算されて更新される。

したがってこのフィードバック信号が増幅器の出力を正しく反映したものでなければ歪み補償係数を正しく計算することができない。

図５は最終段の増幅器１０からアンテナ１３までの回路を示し、１２は増幅器１０の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器としての方向性結合器、１４はアイソレータ、１６はケーブルを示す。アンテナ１３として整合の取れている部品が接続された場合、方向性結合器１２によって取り出された信号（フィードバック信号）２０は、増幅器１０の出力信号と同じ波形になる。しかし、整合の取れていない部品が接続された場合、接続された部品の入力部２２で反射した信号が、フィードバック信号に漏れ込み、増幅器の出力波形を正確に得ることができなくなる。（通常の基地局運用状態において、整合の十分に取れた部品が接続される可能性は低い。例えば、アンテナのＶＳＷＲは２０程度。）この反射信号の漏れ込みの中で最も支配的なのは、矢印２４で示す、方向性結合器１２を経て増幅器１０としてのトランジスタの出力端で反射され、方向性結合器１２で分岐される信号である。尚、矢印２６で示すルートを辿る反射波については、方向性結合器により結合量が小さいためにフィードバック側へ漏れ込む際には十分に減衰されることとなる。

フィードバック信号に不要波が漏れこんだ場合、図６に示すように、本来フラットであるはずのフィードバック信号波形がゆがんでしまい、その結果、図７に示すように、漏れこんだ反射波をキャンセルする信号が生成されてしまう。

そのため、トランジスタ出力信号の出力電力レベルが変動したり、出力波形に歪みが発生するなどの問題が発生する。

この問題の解決策としては、アイソレータを追加することによりカプラに漏れこむ反射波を減衰させること、或いは、トランジスタの最終段をバランスアンプにすることでトランジスタ出力端での反射を小さくすることが考えられる。

特開２００１−２６７８５０号公報特開平６−２６８５３６号公報特開昭５７−１１３６０３号公報

したがって本発明の目的は、歪補償特性において優れた歪補償増幅器を実現する信号取出回路を実現することにある。

本発明によれば、アンテナ側との接続部と増幅器の出力との間に設けられ、増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器と、該接続部と該分配器との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り出すための非可逆素子と、該フィードバック信号と該反射信号とを合成する合成回路と、該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ、入力された信号の少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整可能なベクトル調整回路とを具備する信号取出回路が提供される。

前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられることが好ましい。

また、本発明によれば、信号を増幅する増幅器と、アンテナ側との接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器と、該増幅器の入力と該フィードバック信号とに基いて、該増幅器の入力に予め修正を加えることによって、該増幅器における歪をキャンセルするプレディストーション部と、該接続部と該分配器との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り出すための非可逆素子と、該フィードバック信号と該反射信号とを合成して前記プレディストーション部へ供給するフィードバック信号とする合成回路と、該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ、入力された信号の位相と振幅の少なくとも一方を調整可能なベクトル調整回路とを具備する歪み補償増幅器が提供される。

前述の歪み補償増幅器は、前記合成回路の出力の品質を評価する品質評価部と、該品質評価部の品質評価結果に基いて前記ベクトル調整回路における位相と振幅の少なくとも一方を自動調整する自動調整部とをさらに具備することが望ましい。

図８は本発明の一実施形態に係る信号取出回路の一例の構成を示す。図５と同一の構成要素には同一の参照番号が付されている。図７におけるアイソレータ１４に代えて、反射信号を取り出すためのサーキュレータ３０が使用されている。

アンテナ１３側との接続部２２で反射された反射信号のフィードバック信号（２０）への漏れ込みは、前述したように、方向性結合器１２を経てトランジスタ１０の出力端で反射され、方向性結合器１２で分岐されるものが支配的で、方向性結合器１２において直接フィードバック信号へ漏れ込むものが次に支配的であり、その他にも多数のパスを経てフィードバック信号（２０）へ漏れ込むものが考えられる。しかしながら、それらのすべてを合成したものは、或る振幅および位相を有する単一のベクトルで表わすことができる。

そこで、接続部２２における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２において、フィードバック信号２０への反射信号の漏れ込みと振幅が等しく位相が逆位相となるように振幅と位相を調整して、ベクトル合成回路３４においてフィードバック信号と合成すれば、フィードバック信号（２０）への反射信号の漏れ込み（２４＋２６）をキャンセルすることができる。

ベクトル調整回路３２は減衰器または増幅器と移相器の組み合わせで実現することができる。ベクトル合成回路３４は例えばバイブリッドにより実現される。

図９〜図１１は本発明の実施形態による効果を示すためのシミュレーション結果をグラフで表わしたものである。各グラフの横軸は周波数、たて軸はアイソレータ１４（図５）またはサーキュレータ３０（図８）からケーブル１６を経てアンテナ１１へ向かう信号（ＦＷＤ信号）と、方向性結合器１２で分岐されるフィードバック信号（ＦＢ信号）との差である。本来ＦＷＤ信号とＦＢ信号とは同じ波形であるべきであるので、整合部品が接続されている場合には、図５の従来回路においても図９に示すようにＦＷＤ−ＦＢ（ｄＢ）は周波数によらず一定である。非整合部品が接続された場合には、図５の従来回路の場合には、図１０に示すように反射波による波形の乱れがみられる。一方、本発明の実施形態に係る図８の回路で、ベクトル調整回路３２に適切な減衰量と移相量を与えてやれば、非整合部品が接続されている場合であっても、図１１に示すように、図１０と比べて振幅は半分以下に抑えられている。

シミュレーションの計算に用いたパラメータを図１２（図５の従来回路）および図１３（図８の実施形態）に示す。トランジスタ１０の利得は１１ｄＢ、出力ＲＬ（リターンロス）は２．５ｄＢとした。すなわち、接続部２２からの反射信号はトランジスタ側に戻り、２．５ｄＢの減衰を受けた信号がトランジスタ１０における反射としてその出力側に得られることとなる。カプラ（方向性結合器）１２の結合量は１０ｄＢ、方向性は２５ｄＢとした。すなわち、トランジスタ１０からの信号がこのカプラを介してＦＢ信号として分岐される際には、１０ｄＢの減衰を受けることとなる。逆に、接続部２２からの反射信号が、逆方向から分岐される場合は、１０＋２５＝３５ｄＢ減衰することとなる。アイソレータ１４またはサーキュレータ３０の挿入損は０．２ｄＢ、アイソレーションは２０ｄＢとした。すなわちトランジスタ１０からの信号はこのサーキュレータにおいて、０．２ｄＢの減衰を受けてアンテナ側へ供給され、逆に接続部２２からの反射信号はこのサーキュレータにおいて、２０ｄＢ減衰してカプラ１２側に出力されることとなる。

従って、図１２におけるカプラ１２からＦＢ信号として出力される信号には、図５に示したルート２０を辿り、カプラ１２で１０ｄＢの減衰を受けた所望のフィードバック信号と、接続部２２からの反射信号であって、図５に示したルート２４を辿ることで、アイソレータ１４、トランジスタ１０、カプラ１２で計３２．５ｄＢの減衰を受けた反射信号と、図５に示したルート２６を辿ることで、アイソレータ１４、カプラ１２で計５５ｄＢの減衰を受けた反射信号とが基本的に含まれる。
また、図１３におけるカプラ１２からＦＢ信号として出力される信号は、図１２と同様であるが、サーキュレータ３０からＨＹＢ３４側に抽出される信号には、サーキュレータ３０により挿入損０．２ｄＢを受けた、接続部２２からの反射信号が含まれる。
従って、ベクトル調整部としての減衰器（移相器）３２を調整することで、カプラ１２からのフィードバック信号に含まれる反射信号をサーキュレータ３０からの反射信号を用いて抑圧することができ、その結果図１１に示したシュミレーション結果が得られたと考えられる。
尚、ベクトル調整部の調整量は、フィードバック信号に主として含まれる図５のルート２４を辿る反射信号を抑圧することに狙いを定め、サーキュレータ３０からトランジスタ１０で反射してカプラ１２を介してＨＹＢ３４に至るパスと、サーキュレータ３０からＨＹＢ３４に至るパスとの既知の距離の差に応じた移相量を設定したり、また、パスの相違に起因する減衰量の差に応じた減衰量を設定することが望ましい。

図１４に示すように、カプラ１２とベクトル合成回路３４の間にベクトル調整回路３６をさらに設けて、キャンセル対象の反射波の振幅および位相をも調整する構成としても良い。また、ベクトル調整回路３２を省略してキャンセル対象の反射波のみを調整する構成もあり得る。カプラ１２で漏れ込む反射波のレベルはサーキュレータ３０で取り出される反射波のレベルよりも一般に小さいので、その場合には、ベクトル調整回路３６における振幅の調整は可変減衰器でなくて可変利得増幅器で行うことになる。

図１５に示すように、反射波を取り出すためのサーキュレータ３０を増幅器１０とカプラ１２の間に設けることもできる。

図１６は本発明の一実施形態に係る信号取出回路の他の例を示す。ベクトル調整回路３２による振幅と位相の調整に加えて、遅延調整回路３８を設けて遅延を調整することにより、より広い帯域幅にわたって反射波を打ち消すことができる。遅延調整回路を図１４のベクトル調整回路３６とともに用いても良い。遅延調整回路３８は例えば遅延線により実現することができる。

図１７は本発明の一実施形態に係る信号取出回路を有する、本発明の一実施形態に係る歪み補償増幅器の一例の構成を示す。図１７において、送信信号ｘ（ｔ）は、複素信号として歪補償部１１に入力する。歪補償部１１は、送信信号ｘ（ｔ）のパワーレベルｐｉに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を記憶する歪補償係数記憶部（歪補償係数テーブル）１１ａ、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を用いて該送信信号に歪補償処理（プリディストーション）を施すプリディストーション部１１ｂ、送信信号ｘ（ｔ）と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィードバック信号）ｙ（ｔ）を比較し、その差が少なくなるように、たとえば零となるように歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算、更新する歪補償係数演算部１１ｃ、送信信号のパワーを計算するパワー算出部１１ｄ、送信信号ｘ（ｔ）が歪補償部１１に入力されてからフィードバック信号ｙ（ｔ）が歪補償係数演算部１１ｃに入力するまでの遅延時間Ｔτが設定され、送信信号ｘ（ｔ）を該時間遅延する遅延回路１１ｅ、フィードバック信号ｙ（ｔ）に含まれる送信信号周波数帯域外の歪み成分を見い出して前述のＡＣＰＲを算出するために一定期間のフィードバック信号ｙ（ｔ）を高速フーリエ変換して周波数分布を算出するＦＦＴ部（高速フーリエ変換器）１１ｆ、高速フーリエ変換の結果から送信信号電力と帯域外の歪み成分電力を決定してＡＣＰＲを算出し、それが最良になるように遅延時間Ｔτの設定、調整を行う監視制御回路１１ｇを備えている。

歪補償部１１のパワー算出部１１ｄは入力する送信信号ｘ（ｔ）のパワーを算出し、該パワーｐｉに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を歪補償係数テーブル１１ａより読み出してプリディストーション部１１ｂに入力する。プリディストーション部１１ｂは、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を該送信信号ｘ（ｔ）に乗算して歪補償処理（プリディストーション）を行って出力する。

歪補償部１１で歪補償処理を施された複素信号はディジタル変調部（ＱＭＯＤ）４０に入力する。ディジタル変調部４０は歪補償処理を施された信号の同相成分及び直交成分（Ｉ，Ｑ信号）にディジタル直交変調を施し、ＤＡ変換器４２はディジタルの直交変調信号をアナログに変換して周波数変換器４４に入力する。周波数変換器４４は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして変調信号周波数を無線周波数にアップコンバートして送信部増幅器１０に入力する。

増幅器１０は入力信号を高周波増幅する。高周波増幅された送信信号は、分配器１２、サーキュレータ３０を介して給電線１６よりアンテナ１３に入力し、該アンテナより空中に放射される。増幅器１０から出力する送信信号の一部は方向性結合器で構成された分配器１２で分岐され、ベクトル合成回路３４へ入力する。サーキュレータ３０はアンテナ１３との接続部２２における反射波を取り出し、ベクトル調整回路３２へ供給する。該反射波は、ベクトル調整回路３２および遅延調整回路３８において、分配器１２で分岐された信号に含まれる反射波成分を打ち消すようにその振幅、位相および遅延が調整され、ベクトル合成回路３４において分岐信号とベクトル合成される。ベクトル合成回路３４の出力は、アッテネータ４６で減衰された後、周波数変換器４８に供給される。周波数変換器４８は無線周波数信号をベースバンド信号にダウンコンバートしてＡＤ変換器５０に入力する。ＡＤ変換器５０は該ベースバンド信号をディジタルに変換してディジタル直交復調器（ＱＤＥＭ）５２に入力する。ディジタル直交復調部５２は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、フィードバック信号ｙ（ｔ）として歪補償係数更新部１１ｃ内に入力する。歪補償係数演算部１１ｃは、遅延回路１１ｅで遅延した送信信号ｘ（ｔ）とディジタル直交検波器（ＱＤＥＭ）２０で復調された復調信号（フィードバック信号）ｙ（ｔ）を比較し、その差が零となるように適応制御アルゴリズムに基づいて歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算し、該歪補償係数で歪補償係数テーブル１１ａの古い係数を更新する。以上と並行して監視制御回路１１ｇは、ＦＦＴ部１１ｆにおける高速フーリエ変換結果から送信信号電力と帯域外の漏洩電力（歪み成分電力）を決定してＡＣＰＲを算出し、該ＡＣＰＲが最良になるように遅延時間Ｔτを調整する。

以後、上記動作を繰り返すことにより、高周波増幅器１０の非線形歪が押さえられて隣接漏れ電力が軽減する。

図１８は図１７の歪み補償増幅器に、ベクトル調整回路３２の自動調整機能を付加した例を示す。ベクトル調整回路３２における位相と振幅の調整量を運用開始前に適切に設定することにより、フィードバック信号への反射波の漏れ込みを充分に小さくすることができるが、運用開始後においても自動的に調節することにより、より一層最適化することができる。

前述したように、監視制御回路１１ｇはフィードバック信号ｙ（ｔ）のフーリエ変換結果からＡＣＰＲを算出し、これが最良になるように遅延時間Ｔτを決定する。具体的には例えば、遅延時間Ｔτを増加または減少し、今回のＡＣＰＲ値と前回のＡＣＰＲ値とを比較して改善されていればＴτを同じ方向に変え、悪化していれば逆の方向に変える。これを繰り返すことにより、Ｔτを収束させる。これに加えて、図１８の監視制御回路１１ｇはＡＣＰＲが最良になるようにベクトル調整回路３２の振幅および位相の調整量を決定する。具体的には例えば、遅延時間Ｔτが収束した後において、ベクトル調整回路３２の減衰量または移相量を増加または減少して今回のＡＣＰＲ値と前回のＡＣＰＲ値とを比較して改善されていれば減衰量または移相量を同じ方向に変え、悪化していれば逆の方向に変える。これを例えば減衰量と移相量について交互に繰り返すことによって減衰量と移相量を収束させる。
尚、ベクトル調整回路３２における減衰量又は遅延量を変動させている間にも歪補償係数テーブル１１ａの更新処理を行うことが望ましい。
例えば、減衰量又は遅延量を変動させ、テーブル１１ａの係数の更新が所定幅以内の変動以内となった（収束した）ことを検出すると、検出した際のＡＣＰＲと変動前のＡＣＰＲとの比較を行って改善したか判断し、改善する方向に減衰量又は遅延量を補正するのである。

以上は本発明の一実施形態に係る信号取出回路をプレディストーション方式の歪み補償増幅器におけるフィードバック信号の取り出しに用いた例について説明したが、これに限らず他の回路にも適用可能である。

図１９はフィードフォワード増幅器における増幅器の出力信号の取り出しに適用した例を示す。フィードフォワード増幅器は増幅器１０の入力に方向性結合器１２で取り出した増幅器１０の出力を方向性結合器６０で合成することによって信号について等振幅・逆相で合成して歪成分のみを取り出し、増幅器６２で増幅して方向性結合器６４で歪成分について等振幅・逆相で合成して歪みのない増幅を行うものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２で振幅と位相を、遅延調整回路３８で遅延を調整することによって、方向性結合器１２で取り出される増幅器１０の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

図２０はＡＬＣ（自動レベル制御）増幅器における増幅器の出力の取り出しに適用した例を示す。ＡＬＣ増幅器は増幅器１０の出力を取り出して検波回路６６で検波して増幅器１０の制御回路６８へフィードバックして、増幅器１０の出力における信号レベルを一定に制御するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２で振幅と位相を、遅延調整回路３８で遅延を調整することによって、方向性結合器１２で取り出される増幅器１０の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

図２１はＡＧＣ（自動利得制御）増幅器における増幅器の出力の取り出しに適用した例を示す。ＡＧＣ増幅器は増幅器１０の入力と出力をカプラ７０および１２でそれぞれ取り出して比較器７２で比較してその結果を増幅器１０の制御回路６８へフィードバックして、増幅器１０の利得を一定に制御するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２で振幅と位相を、遅延調整回路３８で遅延を調整することによって、方向性結合器１２で取り出される増幅器１０の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

図２２は増幅器の高周波出力のモニタ回路における増幅器の出力の取り出しに適用した例を示す。このモニタ回路は増幅器１０の出力を取り出してそのままモニタ端子７４へ出力するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２で振幅と位相を、遅延調整回路３８で遅延を調整することによって、方向性結合器１２で取り出される増幅器１０の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

図２３は増幅器のＤＣ出力のモニタ回路における増幅器の出力の取り出しに適用した例を示す。このモニタ回路は増幅器１０の出力を取り出して検波回路７６で検波してモニタ端子７４へ出力するものである。アンテナとの接続部における反射信号をサーキュレータ３０で取り出し、ベクトル調整回路３２で振幅と位相を、遅延調整回路３８で遅延を調整することによって、方向性結合器１２で取り出される増幅器１０の出力に漏れ込んだアンテナとの接続部における反射波を打ち消すことができる。

送信電力増幅器の入出力特性の一例を示すグラフである。送信信号の周波数スペクトルを示す図である。サイドローブが発生したときの複数波の周波数スペクトルを示す図である。サイドローブがないときの複数波の周波数スペクトルを示す図である。従来の信号取出回路における反射波の漏れ込みを説明する図である。反射波の漏れ込みによるフィードバック信号波形のゆがみを説明する図である。反射波の漏れ込みによる歪補正信号のゆがみを説明する図である。本発明の一実施形態に係る信号取出回路を示す回路図である。整合部品が接続されているときのアンテナへ向かう信号とフィードバック信号の差のシミュレーション結果を示すグラフである。従来回路において非整合部品が接続されているときのアンテナへ向かう信号とフィードバック信号の差のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明の一実施形態に係る回路において非整合部品が接続されているときのアンテナへ向かう信号とフィードバック信号の差のシミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーションの計算に用いたパラメータを示す図である。シミュレーションの計算に用いたパラメータを示す図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路の他の例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路のさらに他の例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路のさらに他の例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る歪み補償増幅器の一例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る歪み補償増幅器の他の例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路をフィードフォワード増幅器に用いた例を示す図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路をＡＬＣ増幅器に用いた例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路をＡＧＣ増幅器に用いた例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路を高周波出力のモニタ回路に用いた例を示す回路図である。本発明の実施形態に係る信号取出回路をＤＣ出力のモニタ回路に用いた例を示す回路図である。

Claims

アンテナ側との接続部と増幅器の出力との間に設けられ、増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器と、
該接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り出すための非可逆素子と、
該フィードバック信号と該反射信号とを合成する合成回路と、
該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ、入力された信号について少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整可能なベクトル調整回路とを具備する信号取出回路。
前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられる請求項１記載の信号取出回路。
前記非可逆素子は前記接続部と前記分配器の間に設けられる請求項２記載の信号取出回路。
前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられ、取り出された反射信号の遅延を調整する遅延調整回路をさらに具備する請求項３記載の信号取出回路。
前記非可逆素子はサーキュレータである請求項１〜４のいずれか１項記載の信号取出回路。
信号を増幅する増幅器と、
アンテナ側との接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り出す分配器と、
該増幅器の入力と該フィードバック信号とに基いて、該増幅器の入力に予め修正を加えることによって、該増幅器における歪をキャンセルするプレディストーション部と、
該接続部と該増幅器の出力との間に設けられ、該接続部における反射信号を取り出すための非可逆素子と、
該フィードバック信号と該反射信号とを合成して前記プレディストーション部へ供給するフィードバック信号とする合成回路と、
該分配器と該合成回路の間および該非可逆素子と該合成回路の間の少なくとも一方に設けられ、入力された信号について少なくとも位相又は振幅のいずれかを調整可能なベクトル調整回路とを具備する歪み補償増幅器。
前記合成回路の出力の品質を評価する品質評価部と、
該品質評価部の品質評価結果に基いて前記ベクトル調整回路における位相と振幅を自動調整する自動調整部とをさらに具備する請求項６記載の歪み補償増幅器。
前記品質評価部は前記合成回路の出力における隣接チャネル漏洩電力比を算出するためのフーリエ変換演算部を含み、
前記自動調整部は、該品質評価部が算出した該隣接チャネル漏洩電力比が最小となるように、前記位相と振幅の自動調整を行う請求項７記載の歪み補償増幅器。
前記品質評価部が算出する隣接チャネル漏洩比は前記プレディストーション部における修正係数の算出にも用いられ、
前記自動調整部は、該修正係数が収束した後に前記位相と振幅の自動調整を開始する請求項８記載の歪み補償増幅器。
前記ベクトル調整回路は、前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられる請求項６〜９のいずれか１項記載の信号取出回路。
前記非可逆素子は前記接続部と前記分配器の間に設けられる請求項１０記載の信号取出回路。
前記非可逆素子と前記合成回路の間に設けられ、取り出された反射信号の遅延を調整する遅延調整回路をさらに具備する請求項１１記載の信号取出回路。
前記非可逆素子はサーキュレータである請求項６〜１２のいずれか１項記載の歪み補償増幅器。